專利名稱：高帶寬實時示波器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種結合混頻技術(或外差作用)的高帶寬實時數(shù)字采樣示波器(DSO)，以增加具有受限帶寬的一般示波器設計的帶寬。
背景技術：
數(shù)字采樣示波器(DSO)是工程師用來觀測電子電路中的信號的基本工具。當信號變化很快時，如果DSO能夠數(shù)字化、顯示和分析這些快速信號將是非常有益的。DSO數(shù)字化快速信號的性能取決于它的帶寬和采樣率。采樣率是在給定時間中從波形中采集采樣點的數(shù)量，與采樣周期(采樣點之間的時間)成反比。
如果執(zhí)行從DC一直到高頻的正弦頻率掃描，其帶寬會被限制為某一頻率，顯示在DSO屏幕上在該頻率處的信號比輸入的正弦波要小大約30％。
因為DSO的用途之一是設計和分析新的電子設備，所以高端DSO必須明顯高于當前電子技術發(fā)展水平的速度。該速度通常不能通過例如簡單提供快速采樣芯片的平滑方法獲得，而應用許多方法以解決這種問題。最常用的方法之一是該原有示波器設計所固有的方法——在周期事件中重復觸發(fā)的方法。如果一事件頻繁、周期性重復，在該事件的時間處的波形就會重復顯示在屏幕上。再者，將多個觸發(fā)事件的數(shù)據(jù)一起平均以提供對波形的良好觀測。這種技術是常規(guī)采樣示波器的基本方法。采樣示波器重復觸發(fā)一事件，每次觸發(fā)事件僅獲得波形的少數(shù)點(有時僅是波形的一個點)。在重復觸發(fā)以后，根據(jù)采樣算法對這些點進行重新組合以構成波形的非常高“效”的采樣率版本(version)。對于每次觸發(fā)事件使用相對較低的采樣率，就可以產(chǎn)生非常高帶寬的采樣。進一步，可以對該重復觸發(fā)的事件進行平均，這可以用于增加信噪比(SNR)并從而能夠進一步增加帶寬。然而，這種采樣示波器假定是一重復性輸入信號，從而可以通過多次觸發(fā)來形成該波形的表示。
在復雜信號分析中，一個普遍問題是被分析的信號經(jīng)常不是重復性的。事實上，經(jīng)常的情況是，非重復性事件是電子系統(tǒng)中一些故障的原因。測試儀器的功能是幫助用戶判別故障原因。因此，一種需要重復性信號的測試儀器的用途是有限的。例如，有時觸發(fā)事件僅發(fā)生一次，比如對炸彈爆炸的分析。常常是，盡管觸發(fā)事件重復發(fā)生，但是該觸發(fā)事件周圍的信號是不同的。像這種的情況需要一種利用僅僅單次觸發(fā)事件就能夠實現(xiàn)高帶寬和采樣率的DSO。具有這些特性的DSO稱為實時示波器，而僅使用單次觸發(fā)事件進行的采集稱為單次快照(single-shot)采集。因為可用于數(shù)字化重復性波形的技術不適用于實時DSO設計者，所以采樣示波器和實時示波器之間的區(qū)別是重要的。一般地，實時DSO更有用，因為它不需要輸入信號是重復性的。然而，其主要限制是實時示波器的帶寬受限。
在實時DSO設計中，常用于克服采樣率限制的方法是隔行掃描的方法。這種方法利用及時對同一波形的不同點采樣的多個數(shù)字化元件，從而通過組合這些多個數(shù)字化器采集的波形來形成高采樣率采集。大多數(shù)高端實時DSO具有通過使用隔行掃描方法獲得的非常高的采樣率，并且大多數(shù)能夠“過采樣”輸入波形。
過采樣被描述為以一速率對波形進行采樣，其中在高于采樣速率一倍半的頻率實際上不存在任何信號內(nèi)容。例如，具有6GHz帶寬而在10GHz或10GHz以上沒有任何信號的DSO，能夠以20GHz的采樣率對波形充分采樣。任何以高于該速率對波形的采樣都將導致過采樣波形。過采樣本質(zhì)上并非不好，只是不必要，因為可以使用更多的精密方法來產(chǎn)生高度采樣的波形。由奈奎斯特給出的充分采樣標準描述了如果以充分的速率對波形采樣，那么就可以重建精確的模擬波形。換句話說，當以任何采樣率事實上被數(shù)字化時，一旦該波形被充分采樣，就可以重建該波形。
一般地，在實時DSO中，隔行掃描通過一種稱為通道組合的方法進行控制。組合通道表示使用多個通道的數(shù)字化設備一起對單個波形數(shù)字化。大多數(shù)情況，通道組合被用于隔行掃描多個數(shù)字化器以增加采樣率，但是因為采集存儲器通常連接到單獨的數(shù)字化器，所以這種方法有時也被用于增加采集長度。
盡管對于設計高采樣率系統(tǒng)有許多可用技術，但是帶寬是另一方面問題。帶寬問題一般通過直接應用非常高速電子設備來處理。在電子設備僅僅是不夠快的情況下，通常通過使用客戶只能接受的折衷來實現(xiàn)高帶寬的獲得。例如，通過去掉示波器前端的保護電路來獲得高帶寬，因此其更容易受到靜電放電或信號過載的損壞。并且，用戶還將受到關于輸入信號范圍的限制(以便可以去掉衰減器和有源增益部件)。這種強加給示波器用戶的折衷經(jīng)常是令人不快的，但是為了高帶寬的需求，用戶又不得不忍受的。
除了這種情況，還存在這樣的事實，就是為了達到高帶寬所做的嘗試經(jīng)常是以示波器的全部可用性為代價的。換句話說，高帶寬示波器經(jīng)常不能以通用目的的方式使用。最后，還存在這樣的事實，即使實施了每個可能的折衷，有時實時示波器用戶對于帶寬的需求還是過高以致于無法使用當前技術發(fā)展水平獲得。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明總的涉及數(shù)字化波形的系統(tǒng)；更具體的說，是將模擬輸入信號轉換為數(shù)字輸出信號的系統(tǒng)，其中該數(shù)字信號包括表示在已知時間處模擬波形的幅度的一組數(shù)字。本發(fā)明還涉及在需要更高帶寬時有限帶寬的系統(tǒng)。因此本發(fā)明致力于不能準確地數(shù)字化非?？焖僮兓盘柕南到y(tǒng)。
本發(fā)明最具體的應用是高端實時DSO，其中對單次快照采集中數(shù)字化信號的速度(和帶寬)有極高的要求。
本發(fā)明的目的是說明一種可以增加數(shù)字化系統(tǒng)帶寬的方法和設備。
如前所述，為了增加采樣速率和采集存儲器長度，經(jīng)常對通道進行組合。本發(fā)明提出了一種使用通道組合來增加帶寬的方法。
通過實施例和附圖，本發(fā)明的其他目的和優(yōu)點將會變得明顯和清楚。
因此，本發(fā)明包括這些步驟以及一個或多個這些步驟與其他步驟中的每一個之間的關系，和體現(xiàn)重建特性、元件組合、以及關于適應于實現(xiàn)這些步驟的部件的設置的設備，所有這些都在以下詳細說明中進行圖解說明，并而本發(fā)明的范圍將在權利要求中闡明。


為了更完整地理解本發(fā)明，參考以下說明和附圖，其中圖1是描述根據(jù)本發(fā)明構造的的數(shù)字化系統(tǒng)的框圖；圖2是顯示使用在感興趣頻帶低側的混合頻率(低側轉換)將本技術擴展到4通道的一個可行方法的框圖；和圖3是顯示使用在感興趣頻帶高側的混合頻率(高側轉換)將本技術擴展到4通道的一個可行方法的框圖。
具體實施例方式
圖1是顯示根據(jù)本發(fā)明的高帶寬數(shù)字示波器結構的框圖。圖1顯示了DSO的組合數(shù)字化波形的兩個通道，以這種方式可有效地使系統(tǒng)帶寬加倍?？梢岳斫?，通過使用三個、四個或更多通道的組合來使該帶寬可以為三倍、四倍等。
輸入信號100在輸入端被提供。從頻域圖來考慮，該輸入信號可以具有如103所示的頻率成分。在一種標準配置中，輸入信號100直接進入第一通道CH1，以104表示。該信號通過模擬前端105而到達用于數(shù)字化波形的ADC106。該通道具有如107所示的有限帶寬，其產(chǎn)生了具有有限帶寬108的數(shù)字化波形。為了以下說明方便，限制帶寬的截斷頻率用F表示。在常規(guī)數(shù)字化器中，對CH1通道(104)和CH2通道(109)被進行組合，優(yōu)選地使用CH1通道(104)前端(105)的附加輸出連接到CH2通道ADC(111，連接未示出)，以使采樣率和采集的存儲器長度加倍。一種次優(yōu)選連接通過在兩個通道輸入104和109處的50歐姆的功率分流器(splitter)對通道進行組合。當前技術發(fā)展水平使用的這些方法都不能增加帶寬。如果有任何的作用，那就是在某種程度上減小了帶寬。這是通常不期望的副作用。可通過仔細設計來最小化這種副作用。
此外，本發(fā)明還包括在輸入101與兩通道104和109之間增加了額外的模擬電路102，以及考慮這個額外的硬件的數(shù)字數(shù)據(jù)的下行處理(downstreamprocessing)。根據(jù)本發(fā)明，輸入101處的具有示范性頻率成分103的信號進入50歐姆功率分流器112。分流器112為輸入信號提供50歐姆的端接(termination)，并且在其兩個輸出處提供衰減了6dB的同樣的信號。分流器112的一個輸出直接連接到CH1通道(104)。該信號繼續(xù)通過前端105并且由ADC 106以標準方式數(shù)字化。因為前端105和ADC 106的組合是帶寬受限的，如107所示，這就導致了具有如108所示頻率成分的帶寬受限采集。CH1通道(104)被表示成包括信號的低頻(LF)部分。通過分流器的另一輸出的路徑將在下面說明，并且表示為高頻(HF)路徑。
增加的功率分流器是直接位于CH1通道(104)的信號路徑中的惟一的額外的部件。換句話說，去掉分流器的低頻信號路徑看起來與未使用本發(fā)明的DSO的信號路徑一樣。具有非常高帶寬的非常高質(zhì)量的分流器是易于商用的，從而除了它們可以減少6dB的信號強度之外，沒有使該信號路徑功能降低。
現(xiàn)在對HF信號路徑進行詳細的解釋。眾所周知，頻率可以通過使用所謂混頻或外差處理被偏移。這個處理被稱為“頻率變換”?；祛l是通過將一個信號與另一個正弦信號時域相乘而獲得。眾所周知，如果具有頻率f0的正弦曲線與具有頻率f1的另一正弦曲線混頻，結果是在和與差頻率處的兩條正弦曲線(即在頻率f0+f1和f0-f1處的正弦曲線)，并且每條正弦曲線的幅度是f0和f1的幅度乘積的一半[A0·cos(2·π·f0)]·[A1·cos(2·π·f1)]→A0·A12·[cos(2·π·(f0+f1))+cos(2·π·(f0-f1))]]]>為了利用這些原理，分流器112的第二輸出的信號進入高通濾波器113。高通濾波器113設計成盡可能最大程度地濾去頻率F以下的所有頻率，如114所示。對具有如103所示頻率成分的輸入信號的高通濾波的結果在115中示出。113的輸出與頻率為F的正弦曲線使用混頻器116進行混頻。將具有如115所示頻率成分的信號與如117所示的混合頻率F進行混頻的結果是如118中所示的頻率成分。118顯示了如上所述在和與差頻率處產(chǎn)生的兩個如115所示成分的圖象。在高通濾波器的截斷不完全的情況下，可以選擇略高的混合頻率以便利用不工作區(qū)域(deadband)來防止高通濾波器輸出的低頻邊界交疊入通頻帶中。盡管提供了余量，但混合頻率的任何增加也可用于降低可獲得的最大帶寬。
混頻器116的輸出連接到CH2通道(109)——高頻通道。信號通過前端110并由ADC 111數(shù)字化。因為如同CH1通道(104)一樣，前端110和ADC 111的組合是帶寬有限的，如119所示，這就導致了具有如120所示頻率成分的帶寬受限采集。
通過ADC 106和111的采集同時并行發(fā)生，從而通道CH1和CH2同時被采集。
綜合所述，在每個通道輸入處所見到的信號如下所述。LF CH1通道(104)直接看到輸入波形。HF CH2通道(109)僅看到從F向上延伸的頻帶的頻率成分。通過使用外差技術，可以在頻率范圍ΔF看到輸入信號在F+ΔF的頻率成分。從而，該輸入信號被向下混頻(mixed down)。盡管有兩個鏡像(如118所示)，可是第二個鏡像(和第一個鏡像的部分)由于有限通道帶寬119而被濾去。所述不同的，LF CH1通道采集輸入信號從O到F的低頻成分，而HF CH2通道采集輸入信號從F到2F的頻率成分。信號被從頻帶F→2*F到0→F范圍向下混頻，從而它與前端的帶寬相“適應(fit)”?？梢钥闯?，該信號頻率成分的兩倍被用于與示波器的帶寬相“適應”。
LF和HF信號均由示波器以常規(guī)方式數(shù)字化。假定兩個通道均相對于通道帶寬而充分采樣。換句話說，每個通道以采樣率(Fs)采樣，以使實質(zhì)上沒有頻率成分能夠通過Fs/2以上的通道。這可以通過使用內(nèi)部隔行掃描通道數(shù)字化器或者通過如前所述其他通道的組合來實現(xiàn)。由于充分被采樣的通道允許以任何采樣率來完整重建信號，所以每個通道被上采樣(upsample)至一采樣率，通過使用上采樣器121和122對所得到的采集至少充分采樣。在通道基于該通道頻率響應剛好被充分采樣的情況下，當兩個通道組合時，每個通道的采集被以因子2上采樣，從而系統(tǒng)帶寬將最終被有效加倍。上采樣使用例如SinX/X內(nèi)插方法內(nèi)插每個其他的采樣點來實現(xiàn)。對本領域普通技術人員而言，該內(nèi)插方法的方法和有效性是公知的。
在正弦曲線具有和模擬HF信號路徑中的模擬混頻器116所使用的相同的頻率F(124)的情況下，將來自HF CH2通道的數(shù)據(jù)在混頻器123與一正弦曲線進行數(shù)字混頻(即，使用軟件程序和浮點算法以數(shù)值方式)。混頻器123的結果是如125所示的HF信號的兩個圖象。每個鏡像在頻率0-F和F-2·F范圍內(nèi)顯示。第一個、低頻圖象關于F鏡像而不可用。第二個鏡像是輸入信號的真實高頻成分的復制。數(shù)字混頻器123的輸出通過具有如27所示頻率響應的鏡像抑制濾波器126。結果是128中所示的頻率成分。
在該點的結果是兩個數(shù)字波形，一個表示輸入信號108的低頻部分，而另一個表示輸入信號128的高頻部分。
因為兩個信號均通過一不完善的通道，所以分別對它們均衡以補償前端和數(shù)字化系統(tǒng)非理想的幅度和相位特征。示出了CH1通道(129)的均衡器，有其響應130是一個理想的低通濾波器。這導致了在108所示的頻率成分和131中所示的均衡成分之間沒有變化，可以理解如果信號131中存在缺陷時，這不是必要的。CH2通道的均衡器顯示為與鏡像抑制濾波器126集成。兩個均衡器還均擔負有為適應從LF到HF的跨接而準備信號的困難工作。
最后，由加法器132將從LF通道均衡器129得到的波形與從HF通道均衡器126得到的波形相加。該相加的結果顯示為將131中的LF頻率成分與128中的HF成分相加，圖示在133中。這就形成了在輸出135處具有如134中所示頻率成分的高帶寬、高采樣率的采集。
這個過程的詳細數(shù)值示例被提供在附錄A中。
為匯總該效應，具有頻率成分103的輸入信號通常將被一個通道數(shù)字化以形成具有108所示頻率成分的采集。代替的，作為本發(fā)明的結果，使用兩個通道而產(chǎn)生具有兩倍于如134中所示信號頻率成分所示帶寬的采集。注意的是，隔行掃描還有其他兩個好處——通過本發(fā)明仍然可以獲得雙倍的采樣率和存儲器長度。
多個通道可以以類似的方式來組合，從而通過一個等于組合通道數(shù)的因子來增加系統(tǒng)帶寬。一個怎樣將該技術用于使用四個通道來將帶寬擴展四倍的例子在圖2中被顯示。圖2描述了低側轉換。在這種情況下，201中的每個頻帶(A、B、C和D)被向下變換，以便分別由通道1、2、3和4數(shù)字化。顯示的濾波器模塊(202)是可選的。其目的是充分分離出理想的頻帶。在這個例子中，這可以通過使用高通濾波器、帶通濾波器或者根本不用濾波器來實現(xiàn)。在不用濾波器的情況下，會產(chǎn)生被該通道數(shù)字化的相鄰頻帶的“鏡像”。這些可以通過在重組DSP模塊中使用DSP技術而被去掉。這種重組技術被顯示在在附錄A中，用于低側轉換(使用三個通道)。
如何應用這種技術的另一個例子被在圖3中顯示。圖3描述了高側轉換。仔細觀察圖3可以發(fā)現(xiàn)，圖2和圖3的主要區(qū)別在于被用于將感興趣頻帶“變換”成采集通道的頻帶的頻率。圖2在感興趣頻帶的低側使用一頻率(以F1將頻帶“B”變換為采集系統(tǒng)的頻帶)，而圖3在感興趣頻帶的高側使用一頻率(以F2將頻帶“B”變換為采集系統(tǒng)的頻帶)。注意的是，如果使用高側轉換，該變換頻帶可以“反演”。也就是說，頻帶“B”中的最高頻率(F2)變成該變換頻帶中的最低頻率。這將通過在該信號的DSP重建中使用F2作為上轉換頻率在重建中被修正。這種重組技術被顯示在在附錄B中，用于高側轉換(使用兩個通道)。
無論在圖2和3中的哪一種情況，都需要知道該變換頻率的相位以便重建原始信號。例如，這可以通過將一導頻音(pilot tone)添加到該信號通道中或者將該混頻器相位鎖定為采樣時鐘來實現(xiàn)。
對本領域普通技術人員而言是顯而易見的，有許多變換頻率和備選濾波器的組合都可以完成本發(fā)明的目的。每個都根據(jù)具體的應用而具有不同的折衷和實施補償。
可以理解，本發(fā)明的上述說明容易進行各種修改、改變和改編，并且這些同樣可以理解為在所附的權利要求中的等價表示和范圍內(nèi)。例如，最顯而易見的修改是使用超過兩個通道。
因此可以看出，可以有效地獲得上面提出的目的以及由上述說明可以獲得的目標，并且由于可以在不脫離本發(fā)明精神和范圍中執(zhí)行上述方法(過程)時進行某些改變，這就意味著包含在上述說明中的所有內(nèi)容均應理解為示例性的而非限制性的。
還應當理解，以下權利要求將包含這里所述本發(fā)明的所有一般和特定特征，以及由于語言的原因而可能落在其中的所有對本發(fā)明范圍的陳述。
附錄A提供一個怎樣利用外差法以高帶寬對階躍數(shù)字化的例子rt＝.035特定邊界的上升時間(ns)fbw:=0.344rt]]>fbw＝9.829第二階系統(tǒng)衰減的臨界帶寬ω0＝1.554·2·π·fbw計算系統(tǒng)的中心頻率ω02·π=15.274]]>中心頻率(GHz)TD＝5階躍邊界的時間延遲(ns)H(s)=ω02(s2+ω0Q·s+ω02)·s·e-s·TD]]>特定階躍的拉普拉斯變換反拉普拉斯變換提供時域階躍波形 仿真模擬分量的特性的操作，使用極高的采樣率來數(shù)字建模FShi＝1000用于仿真模擬系統(tǒng)的采樣率(GHz)KH＝10000kh＝0..KH-1thkh:=khFShi]]>每個點的時間(ns)利用升余弦窗最小化FFT效應whkh:=12-12·cos(2·π·khKH-1)]]>whkh；＝1這可以使該加窗無效——實質(zhì)上產(chǎn)生相同的結果，但是頻譜不如加窗時完美。
xhkh＝f(thkh)·whkh計算該加窗階躍t10:=53181160838961202015ω0+TD,t10=5.006]]>t90:=3.8897201698674290579ω0+TD,t90=5.041]]>t90-t10＝0.035驗證上升時間是正確的
Xh＝CFFT(xh)計算FFTNH:=KH2nh:=0..NHfhnh:=nhNH·FShi2]]> 眾所周知，示波器不具有數(shù)字化該信號的帶寬。因此，我們應用本發(fā)明的方法。首先，我們將利用帶寬為5GHz的系統(tǒng)。然后，我們開發(fā)出選擇該信號的5GHz頻帶的帶通濾波器。注意到因為該系統(tǒng)是帶寬受限的，實際上沒有必要使用帶通濾波器——只需要使用高通濾波器，但是使用帶通濾波器可以簡化討論。并且，該第一頻帶甚至不需要濾波器——該示波器受限的帶寬將為我們實現(xiàn)這些(在示波器內(nèi)部，將使用數(shù)字低通濾波器來提供穩(wěn)定的帶寬限制)。
BW＝5用于每個頻帶的系統(tǒng)帶寬(GHz)為每個頻帶構造低通和高通濾波器nn＝1..NH-1
Mflnh＝if(fhnh≤BW，1，0) Mfhnh＝if(BW＜fhnh≤2·BW，1，0)Mfhhnh＝if(2·BW＜fhnh≤3·BW，1，0)MflNH+nn＝MflNH-nnMfhNH+nn＝MfhNH-nnMfhhNH+nn＝MfhhNH-nn 對輸入波形應用這些濾波器。
Xfl:=(Xh·Mfl)→Xfh:=(Xh·Mfh)→Xfhh:=(Xh·Mfhh)→]]>
xfl＝ICFFT(Xfl) xfh＝ICFFT(Xfh) xfhh＝ICFFT(Xfhh)這里是濾波器輸出的時域波形
把這三個信號加在一起并將其與輸入波形比較是有用的。你會發(fā)現(xiàn)該總和與輸入不一致，因為系統(tǒng)將帶寬限制為15GHz。該15GHz帶寬限制的信號是我們所能提供的最好結果。
直接比較該低頻和實際輸入波形也是有用的。
最后這個比較的目的是說明設計本發(fā)明所要解決的問題。該受限帶寬緩和了階躍的邊界。這仿真了由使用5GHz前端帶寬的數(shù)字化器采樣獲得的模擬波形。我們的目的是使用更高的帶寬數(shù)字化該實際波形。
首先，將該高頻和特高頻頻帶應用到混頻器。
Fmixer0＝BWФmixer0＝md(2·π) 高頻混頻器的頻率是第一頻帶的截止頻率。特高頻混頻器的頻率是它的兩倍。
Fmixer1＝2·BW Фmixer1＝md(2·π)應用該混頻器
xfhmkh＝xfhkh·2·cos(2·π·Fmixer0·thkh+Фmixer0)xfhhmkh＝xfhhkh·2·cos(2·π·Fmixer1·thkh+Фmixer1)觀察該頻譜Xfhm＝CFFT(xfhm) Xfhhm＝CFFT(xfhhm)低通濾波該混頻器輸出Xfhml:(Xfhm·Mfl)→Xfhhml:(Xfhhm·Mfl)→]]>再次注意到，使用低通濾波該混頻器輸出的一般方式可以是使用該示波器前端。這里顯示了作為低通濾波器應用的濾波。

使用反FFT產(chǎn)生模擬混頻器輸出信號——輸入到頻道數(shù)字化器的模擬信號。
xfhm1＝ICFFT(Xfhm1) xfhhm1＝ICFFT(Xfhhm1) 觀察這三個波形的和是什么是很有意思的——它們的和不產(chǎn)生任何有價值的東西。
這里，對該波形數(shù)字化。必須以滿足奈奎斯特(Nyquist)的速率對該波形進行采樣。對于本例子，這意味著它們必須以2倍于BW或10GS/s進行采樣。在對波形數(shù)字化以后，立即使用SinX/x插值對它們上采樣。這是可能的，因為全部數(shù)字化波形都是頻帶受限的。相對于系統(tǒng)帶寬將波形上采樣到能夠滿足奈奎斯特的采樣率是有用的，我選擇了40GS/s。該上采樣是沒有價值的，并且為了本例子的目的，認識到可以通過以10GS/s對波形采樣和以因子4上采樣來得到確切相同的波形，我僅使用了40GS/s的數(shù)字化器。
FS＝40上采樣數(shù)字化器采樣率D:=FShiFS]]>D＝25用于模擬波形模型的上采樣因子K:=KHD]]>k＝0..K-1對波形采樣tk:=kFSxlk:=xflk·Dxhk:=xfhmlk·Dxk:=xhk·Dwk:=whk·Dxhhk:=xfhhmlk·D]]>一般地，在這點上，我們會應用銳截止濾波器。如果不使用銳截止模擬濾波器，我們就必須滿足奈奎斯特規(guī)律，從而使任何其它頻譜不會混疊入5GHz頻帶。我已經(jīng)對該模擬信號應用了銳截止濾波器，所以這就是不必要的了。
并且，在這點上，考慮到非理想的通道頻率響應特性，一些幅度和相位補償也許會是必要的。這個例子顯示了利用具有理想頻率響應特性的理想數(shù)字化器數(shù)字化的信號。
然后，將該高頻和特高頻波形混頻到適當?shù)念l率位置并且進行數(shù)字帶通濾波。
注意到，這些數(shù)字混頻器知道該模擬混頻器的相位——為了確定它必須提供一些技術——通過導頻音或者將混頻相位鎖定到采樣時鐘。
應用數(shù)字混頻器xhmk:=xhk·(2·cos(2·π·Fmixer0·tk+Φmixer0))]]>xhhmk:=xhhk·(2·cos(2·π·Fmixer1·tk+Φmixer1))]]>帶通濾波該混頻器輸出N:=K2n:=0..N]]>fn:=nN·FS2]]>Xhm＝CFFT(xhm)Xhhm＝CFFT(xhhm)Xlm＝CFFT(xl)xfhmn＝if(fn＞BW，Xhmn，0) xfhhmn＝if(fn＞2·BW，Xhhmn，0)nn＝1..N-1XfhmN+nn:=XfhmN-nn‾XfhhmN+nn:=XfhhmN-nn‾]]>xh＝CFFT(xh)xl＝CFFT(xl)xhh＝CFFT(xhh)

通過對輸出波形求和，我們使用三個5GHz的帶寬通道得到了具有15GHz帶寬的波形!現(xiàn)在來看怎樣比較該時域波形。
下圖中的模擬波形是混頻器之前的帶通和低通濾波器的模擬輸出xfhm＝Re(ICFFT(Xfhm))xfhhm＝Re(ICFFT(Xfhhm))


如你所看到的，15GHz帶寬限制的階躍被重建。
以下是一些上升時間測量rtact＝riseTime(xh，F(xiàn)Shi)rtlow＝riseTime(Re(x1)，F(xiàn)S)rthigh＝riseTime(Re(x1)+Re(xfhm)，F(xiàn)S)rtvhigh＝riseTime(Re(x1)+Re(xfhm)+Re(xfhhm)，F(xiàn)S)
使用乘數(shù)0.35預測的帶寬 使用乘數(shù)0.45預測的帶寬rtact·1000＝35.029實際階躍上升時間.35rtact=9.992.45rtact=12.846]]>rtlow·100＝93.196 5GHz帶寬上升時間.35rtlow=3.756.45rtlow=4.829]]>rthigh·1000＝54.9910GHz帶寬上升時間.35rthigh=6.365.45rthigh=8.183]]>rtvhigh·1000＝43.73 15GHz帶寬上升時間.35rtvhigh=8.004.45rtvhigh=10.29]]>rtvhigh·10＝0.437 由10GGz帶寬確定的乘數(shù)(注意該信號本身只需要10GHz帶寬)
附錄B提供一個怎樣利用外差法用高帶寬對階躍數(shù)字化的例子rt＝.045特定邊界的上升時間(ns)fbw:=0.344rt]]>fbw＝7.644第二階系統(tǒng)衰減的臨界帶寬w0＝1.554·2·π·fbw計算系統(tǒng)的中心頻率ω02·π=11.879]]>中心頻率(GHz)TD＝5階躍邊界的時間延遲(ns)H(s)=ω02(s2+ω0Q·s+ω02)·s·e-s·TD]]>特定階躍的拉普拉斯變換反拉普拉斯變換提供時域階躍波形 仿真模擬分量之特性的操作，使用極高的采樣率來數(shù)字建模FShi＝1000用于仿真模擬系統(tǒng)的采樣率(GHz)KH＝10000 kh＝0..KH-1thkh:=khFShi]]>每個點的時間(ns)利用升余弦窗最小化FFT效應whkh:=12-12·cos(2·π·khKH-1)]]>whkh＝1這可以使該加窗無效——實質(zhì)上產(chǎn)生相同的結果，但是頻譜不如有加窗時完美。
xhkh＝f(thkh)·whkh計算該加窗階躍t10:=53181160838961202015ω0+TD,t10=5.007]]>t90:=3.8897201698674290579ω0+TD,t90=5.052]]>t90-t10＝0.045證明上升時間是正確的
Xh＝CFFT(xh)計算FFTNH:=KH2nh:=0..NHfhnh:=nhNH·FShi2]]> 眾所周知，示波器不具有數(shù)字化該信號的帶寬。因此，我們應用本發(fā)明的方法。首先，我們將利用帶寬為5GHz的系統(tǒng)。然后，我們開發(fā)出選擇該信號的5GHz頻帶的帶通濾波器。注意到因為該系統(tǒng)是帶寬受限的，實際上沒有必要使用帶通濾波器——只需要使用高通濾波器，但是使用帶通濾波器可以簡化討論。并且，該第一頻帶甚至不需要濾波器——該示波器受限的帶寬將為我們實現(xiàn)(在示波器內(nèi)部，將使用數(shù)字低通濾波器來提供該帶寬限制)。
BW＝5用于每個頻帶的系統(tǒng)帶寬(GHz)為每個頻帶構造低通和高通濾波器
nn＝1..NH-1Mflnh＝if(fhnh≤BW，1，0) Mfhnh＝if(BW＜fhnh≤2·BW，1，0)MflNH+nn＝MflNH-nnMfhNH+nn＝MfhNH-nn 對輸入波形應用這些濾波器。
Xfl:=(Xh·Mfl)→Xfh:=(Xh·Mfh)→]]> xfl＝ICFFT(Xfl) xfh＝ICFFT(Xfh)
以下是濾波器輸出的時域波形 把這三個信號加在一起并將其與輸入波形比較是有用的。你會發(fā)現(xiàn)該總和與輸入不一致，因為系統(tǒng)將帶寬限制為15GHz。該15GHHz帶寬限制的信號是我們所能提供的最好結果。
直接比較該低頻和實際輸入波形也是有用的。
最后這個比較的目的是說明設計本發(fā)明所要解決的問題。該受限帶寬變緩階躍的邊界。這仿真了由使用5GHz前端帶寬的數(shù)字化器采樣獲得的模擬波形。我們的目的是使用更高的帶寬數(shù)字化該實際波形。
首先，將該高頻和特高頻頻帶應用到混頻器。
Fmixer0＝2·BW Фmixer0＝md(2·π) 高頻混頻器的頻率是第一頻帶的截止頻率。
應用該混頻器xfhmkh＝xfhkh·2·cos(2·π·Fmixer0·thkh+Фmixer0)觀察該頻譜
Xfhm＝CFFT(xfhm)低通濾波該混頻器輸出Xfhml:=(Xfhm·Mfl)→]]>再次注意到，使用低通濾波該混頻器輸出的一般方式可以是使用該示波器前端。這里顯示了作為低通濾波器應用的濾波。
使用反FFT以產(chǎn)生模擬混頻器輸出信號——輸入到頻道數(shù)字化器的模擬信號。
xfhm1＝ICFFT(Xfhm1)
觀察這三個波形的和是什么是很有意思的——它們的和沒有產(chǎn)生任何有價值的東西。
這里，對該波形數(shù)字化。必須以滿足奈奎斯特(Nyquist)的速率對該波形進行采樣。對于本例子，這意味著它們必須至少以2倍于BW或10GS/s進行采樣。在對波形數(shù)字化以后，立即使用SinX/x插值對它們上采樣。這是可能的，因為全部數(shù)字化波形都是頻帶受限的。相對于系統(tǒng)帶寬將波形上采樣到能夠滿足奈奎斯特的采樣率是有用的，我選擇了40GS/s。該上采樣是沒有價值的，為了本例子的目的，認識到可以通過以10GS/s對波形采樣和以因子4上采樣來得到確切相同的波形，我僅使用了40GS/s的數(shù)字化器。
FS＝40上采樣數(shù)字化器采樣率D:=FShiFS]]>D＝25用于模擬波形模型的上采樣因子K:=KHD]]>k＝0..K-1對波形采樣tk:=kFSxlk:=xflk·Dxhk:=xfhmlk·Dxk:=xhk·Dwk:=whk·D]]>一般地，在這點上，我們會應用銳截止濾波器。如果不使用銳截止模擬濾波器，我們就必須滿足奈奎斯特，從而使任何其它頻譜不會混疊入5GHz頻帶。我已經(jīng)對該模擬信號應用了銳截止濾波器，所以這就是不必要的了。
并且，在這點上，考慮到非理想的通道頻率響應特性，一些幅度和相位補償也許會是必要的。這個例子顯示了利用具有理想頻率響應特性的理想數(shù)字化器數(shù)字化的信號。
然后，將該高頻和特高頻波形混頻到適當?shù)念l率位置并且進行數(shù)字帶通濾波。
注意到，這些數(shù)字混頻器已知該模擬混頻器的相位——為了確定此必須提供一些技術——通過導頻音或者將混頻相位鎖定到采樣時鐘。
應用數(shù)字混頻器xhmk:=xhk·(2·cos(2·π·Fmixer0·tk+Φmixer0))]]>帶通濾波該混頻器輸出
N:=K2n:=0..N]]>fn:=nN·FS2]]>Xhm＝CFFT(xhm)Xlm＝CFFT(xl)Xfhmn＝if(fn＞BW，Xhmn，0)Xfhmn＝if(fn＞2·BW·0.Xhmn)nn＝1..N-1XfhmN+nn:=XfhmN-nn‾]]>xh＝CFFT(xh) xl＝CFFT(xl)
通過對輸出波形求和，我們使用三個5GHz帶寬的通道得到了具有15GHz帶寬的波形!現(xiàn)在來看怎樣比較該時域波形。
下圖中的模擬波形是混頻器之前的帶通和低通濾波器的模擬輸出xfhm＝Re(ICFFT(Xfhm))


如你所看到的，15GHz帶寬限制的階躍被重建。
以下一些上升時間測量rtact＝riseTime(xh，F(xiàn)Shi)rtlow＝hseTime(Re(x1)，F(xiàn)S)rthigh＝riseTime(Re(x1)+Re(xfhm)，F(xiàn)S)
使用乘數(shù)0.35預測的帶寬 使用乘數(shù)0.45預測的帶寬rtact·1000＝45.036 實際階躍上升時間.35rtact=7.772.45rtact=9.992]]>rtlow·1000＝95.195 5GHz帶寬上升時間.35rtlow=3.677.45rtlow=4.727]]>rthigh·1000＝59.706 10GHz帶寬上升時間.35rthigh=5.862.45rthigh=7.537]]>rthigh·10＝0.597 由10GHz帶寬確定的乘數(shù)(注意到該信號本身只需要10GHz帶寬)
權利要求
1.一種用于數(shù)字化數(shù)據(jù)信號的方法，包括步驟接收輸入模擬數(shù)據(jù)信號；將所接收的輸入模擬數(shù)據(jù)信號分流為多個分流信號；將至少一個所述分流信號與具有預定頻率的預定周期函數(shù)混頻；數(shù)字化所述分流信號；和將所述數(shù)字化的分流信號數(shù)學組合以形成單一輸出數(shù)據(jù)流，該數(shù)據(jù)流是原始輸入信號的基本正確的表示。
2.如權利要求1的方法，其中該輸入模擬數(shù)據(jù)信號通過50歐姆分流器分流。
3.如權利要求1的方法，其中所述預定周期函數(shù)是低失真正弦曲線。
4.如權利要求1的方法，進一步包括，在混頻前將該分流信號的每一個的頻帶都限制到多個預定頻帶范圍中相應的一個的步驟。
5.如權利要求4的方法，其中所述周期函數(shù)的頻率在所述至少一個被混頻的分流信號的所述頻帶的低側。
6.如權利要求4的方法，其中所述周期函數(shù)的頻率在所述至少一個被混頻的分流信號的所述頻帶的高側。
7.如權利要求1的方法，進一步包括使該被混頻信號通過具有第二預定頻率的鏡像抑制濾波器的步驟。
8.如權利要求7的方法，其中所述鏡像抑制濾波器包括被用于數(shù)字化所述混頻信號的數(shù)字化通道的固有帶寬。
9.如權利要求1的方法，其中所述混頻由用于數(shù)字化所述至少一個分流信號的數(shù)字化器的采樣操作來實施。
10.一種用于數(shù)字化數(shù)據(jù)信號的方法，包括步驟接收輸入模擬數(shù)據(jù)信號；將所接收的輸入模擬數(shù)據(jù)信號分流為低頻分流信號和高頻分流信號；將所述低頻和高頻分流信號中的至少一個與具有預定頻率的預定周期函數(shù)混頻；數(shù)字化所述分流信號；將該分流信號中的每一個頻帶都限制到預定的頻帶范圍；將每個數(shù)字化信號上采樣到預定的采樣率；將所述低頻和高頻分流信號中的所述至少一個與具有所述預定頻率的預定周期函數(shù)混頻，并得到該分流信號的兩個鏡像；使所述高頻和低頻分流信號中的所述至少一個通過具有第二預定頻率的鏡像抑制濾波器，以去掉兩個鏡像中不需要的一個；和將所述數(shù)字化的分流信號數(shù)學組合以形成單一輸出數(shù)據(jù)流，該數(shù)據(jù)流是原始輸入信號的基本正確的表示。
11.如權利要求10的方法，進一步包括使所述低頻和高頻分流信號中的至少一個通過頻帶限制濾波器的步驟。
12.如權利要求10的方法，進一步包括分別均衡該低頻和高頻信號，以補償每個通道的前端和數(shù)字化系統(tǒng)的非理想幅度和相位特性。
13.如權利要求10的方法，其中該輸入模擬數(shù)據(jù)信號由50歐姆分流器分流。
14.如權利要求10的方法，其中所述預定周期函數(shù)是低失真正弦曲線。
15.一種用于數(shù)字化數(shù)據(jù)信號的設備，包括用于接收輸入模擬數(shù)據(jù)信號的輸入端；用于將所接收的輸入模擬數(shù)據(jù)信號分流為多個分流信號的分流器；用于將至少一個所述分流信號與具有預定頻率的預定周期函數(shù)混頻的混頻器；數(shù)字化所述分流信號的數(shù)字化器；和用于將所述數(shù)字化的分流信號數(shù)學組合以形成單一輸出數(shù)據(jù)流的組合單元，該輸出數(shù)據(jù)流是原始輸入信號的基本正確的表示。
16.如權利要求15的設備，其中所述分流器是50歐姆分流器。
17.如權利要求15的設備，其中所述預定周期函數(shù)是低失真正弦曲線。
18.如權利要求15的設備，進一步包括，用于在混頻前將每一個分流信號的頻帶都限制到多個預定頻帶范圍中相應的一個的頻帶限制器。
19.如權利要求18的設備，其中所述周期函數(shù)的頻率在所述至少一個混頻的分流信號的所述頻帶的低側。
20.如權利要求18的設備，其中所述周期函數(shù)的頻率在所述至少一個混頻的分流信號的所述頻帶的高側。
21.如權利要求15的設備，進一步包括用于接收和通過該混頻信號的、具有第二預定頻率的鏡像抑制濾波器。
22.如權利要求21的設備，其中所述鏡像抑制濾波器包括用于數(shù)字化所述混頻信號的數(shù)字化通道的固有帶寬。
23.如權利要求15的設備，其中所述混頻由用于數(shù)字化所述至少一個分流信號的數(shù)字化器的采樣操作來完成。
24.一種用于數(shù)字化數(shù)據(jù)信號的設備，包括用于接收輸入模擬數(shù)據(jù)信號的輸入端；用于將所接收的輸入模擬數(shù)據(jù)信號分流為低頻分流信號和高頻分流信號的分流器；第一混頻器，用于將所述低頻和高頻分流信號中的至少一個與具有預定頻率的預定周期函數(shù)混頻；數(shù)字化所述分流信號的數(shù)字化器；用于將每一個分流信號的頻帶都限制到預定的頻帶范圍的頻帶限制器；將每個數(shù)字化信號上采樣到預定的采樣率的上采樣器；第二混頻器，用于將所述低頻和高頻分流信號中的所述至少一個與具有所述預定頻率的預定周期函數(shù)混頻，并得到該分流信號的兩個鏡像；鏡像抑制濾波器，具有第二預定頻率，用于接收并通過所述高頻和低頻分流信號中的所述至少一個，以除去該兩個鏡像中不需要的一個；和組合單元，用于將所述數(shù)字化的分流信號數(shù)學組合以形成單一輸出數(shù)據(jù)流，該數(shù)據(jù)流是原始輸入信號的基本正確的表示。
25.如權利要求24的設備，進一步包括一個頻帶限制濾波器，用于接收并通過所述高頻和低頻分流信號中的所述至少一個。
26.如權利要求24的設備，進一步包括均衡器，用于分別均衡該低頻和高頻分流信號以補償每個通道的前端和數(shù)字化系統(tǒng)的非理想幅度和相位特性。
27.如權利要求24的設備，其中所述分流器是50歐姆分流器。
28.如權利要求24的設備，其中所述預定周期函數(shù)是低失真正弦曲線。
全文摘要
一種用于數(shù)字化一個數(shù)據(jù)信號的方法和設備，該方法包括步驟接收輸入模擬數(shù)據(jù)信號，將所接收的輸入模擬數(shù)據(jù)信號分流為多個分流信號，將至少一個所述分流信號與具有預定頻率的預定周期函數(shù)混頻。數(shù)字化所述分流信號和將所述數(shù)字化的分流信號數(shù)學組合以形成單一輸出數(shù)據(jù)流，該數(shù)據(jù)流是原始輸入信號的基本正確的表示。
文檔編號G01V1/00GK1723621SQ200380101853
公開日2006年1月18日 申請日期2003年10月24日 優(yōu)先權日2002年10月24日
發(fā)明者P·J·普帕萊基斯, D·格雷夫 申請人:勒克羅伊公司