本申請要求2015年6月19日提交的題為“CALIBRATION FOR TEST AND MEASUREMENT INSTRUMENT INCLUDING ASYNCHRONOUS TIME-INTERLEAVED DIGITIZER USING HARMONIC MIXING”的美國臨時專利申請62/182,216的權益，并且是2014年4月16日提交的美國專利申請14/254,373的部分繼續(xù)申請，該美國專利申請14/254,373是發(fā)布為美國專利8,742,729的美國專利申請13/116,234的部分繼續(xù)申請。本申請還涉及2014年3月28日提交的美國專利申請14/229,307。所有所引用的申請的內(nèi)容據(jù)此通過引用被結合到本文中。

背景技術：

本公開涉及測試和測量儀器，并且更特別地涉及包括使用諧波混頻以便減少噪聲的一個或多個異步時間交織數(shù)字化器的測試和測量儀器的校準。

諸如數(shù)字示波器之類的測試和測量儀器的可用帶寬受到用來將輸入信號數(shù)字化的模數(shù)轉換器（ADC）的限制。ADC的可用帶寬可以被限制為ADC的最大采樣速率的一半或模擬帶寬的較少者。已經(jīng)開發(fā)了各種技術以用現(xiàn)有ADC將較高帶寬信號數(shù)字化。在上述專利和申請中描述了一個此類技術，其包括將輸入信號分離成許多分離信號，每個分離信號包括輸入信號的基本上所有帶寬。然后用諧波混頻器將分離信號分別地混頻并數(shù)字化?？梢詫?shù)字化的分離信號重組以實現(xiàn)重構的輸入信號。這種技術稱為ATI或異步時間交織系統(tǒng)。

如果由于此類系統(tǒng)的模擬失配而發(fā)生交織誤差，可以進行硬件調(diào)整以便對時鐘振幅和相位進行混頻。還可以對調(diào)整進行校準以最小化交織失配凸刺（spur）。替換地或另外，可以表征硬件失配，并且可使用線性的時變修正濾波器來抵消交織凸刺。

先前，此類校準在儀器被裝運給客戶之前在工廠發(fā)生。雖然對儀器進行了初始的工廠校準，但硬件性能可能基于運行時的環(huán)境條件（諸如溫度和濕度）而從其已校準狀態(tài)漂移。然而，針對此類靈敏設備的特定硬件狀態(tài)進行校準要求訪問跨越內(nèi)部數(shù)字化器的全頻率范圍的信號源。然而，在'373申請中描述的內(nèi)置校準振蕩器并不是遍及潛在信號源的整個范圍而可調(diào)諧的。因此，具有并未跨越潛在信號源的整個范圍的內(nèi)置校準振蕩器的系統(tǒng)的校準變差。

本發(fā)明的實施例解決了這些及其它限制。

附圖說明

圖1是根據(jù)本發(fā)明的實施例的用于使用諧波混頻的測試和測量儀器的ADC系統(tǒng)的框圖。

圖2—8圖示出用于圖1的測試和測量儀器的ADC系統(tǒng)中的各種信號的頻譜分量的示例。

圖9—12是圖1的諧波混頻器的示例的框圖。

圖13是具有補償振蕩器的圖1的異步時間交織（ATI）數(shù)字化器的框圖的實施例。

圖14是具有補償振蕩器的圖1的ATI數(shù)字化器的框圖的另一實施例。

圖15是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括校準系統(tǒng)的圖1的ATI數(shù)字化器的實施例的框圖。

圖16是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括校準系統(tǒng)的圖1的ATI數(shù)字化器的另一實施例的框圖。

圖17是圖示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的如何可在ATI數(shù)字化器的校準期間將濾波系數(shù)存儲并編索引的二維陣列。

具體實施方式

本公開描述了用于使用諧波混頻的測試和測量儀器的ADC系統(tǒng)的實施例。

圖1是根據(jù)本發(fā)明的實施例的用于使用諧波混頻的測試和測量儀器的ADC系統(tǒng)的框圖。在本實施例中，儀器包括分離器10，其被配置成將具有特定頻譜的輸入信號12分離成多個分離信號14和16，每個分離信號包括輸入信號12的基本上整個頻譜。分離器10可以是可以將輸入信號12分離成多個信號的任何種類的電路。例如，分離器10可以是電阻分壓器。因此，在每個分離信號14和16中可以存在輸入信號12的基本上所有頻率分量。然而，根據(jù)路徑數(shù)目、所使用的諧波信號等，用于分離器10的各種分離信號的頻率響應可能不同。

分離信號14和16被分別地輸入到諧波混頻器18和24。諧波混頻器18被配置成將分離信號14與諧波信號20混頻而生成經(jīng)混頻的信號22。同樣地，諧波混頻器24被配置成將分離信號16與諧波信號26混頻而生成混頻信號28。

如本文所使用的諧波混頻器是被配置成將信號與多個諧波混頻的設備。雖然已結合諧波混頻描述了乘法和/或混頻，如下面將更詳細地描述的，可以使用具有將信號與多個諧波相乘的效果的設備作為諧波混頻器。

在某些實施例中，多個諧波可以包括零階諧波或DC分量。例如，在某些實施例中，諧波信號20可以是用等式（1）表示的信號：

在這里，F(xiàn)₁表示一階諧波且t表示時間。因此，具有等式（1）的形式的信號在DC下和頻率F₁下具有諧波。

諧波信號26可以是由等式（2）所表示的信號

類似于諧波信號20，諧波信號26在DC和頻率F₁下具有諧波。然而，頻率F₁下的一階諧波相對于諧波信號20中的類似一階諧波異相180度。

數(shù)字化器30被配置成將混頻信號22數(shù)字化。同樣地，數(shù)字化器32被配置成將混頻信號28數(shù)字化。數(shù)字化器30和32可以是任何種類的數(shù)字化器。雖然未圖示出，每個數(shù)字化器30和32可以根據(jù)需要具有前置放大器、濾波器、衰減器及其它模擬電路。因此，輸入到數(shù)字化器30的混頻信號22例如可以在數(shù)字化之前被放大、衰減或者另外被濾波。

數(shù)字化器30和32被配置成以有效采樣速率操作。在某些實施例中，數(shù)字化器30可以包括單個模數(shù)轉換器（ADC）。然而，在其它實施例中，數(shù)字化器30可以包括以較低采樣速率操作以實現(xiàn)較高有效采樣速率的多個交織ADC。

諧波信號20和26中的至少一個的一階諧波不同于數(shù)字轉換器30和32中的至少一個的有效采樣速率。例如，諧波信號20的一階諧波F₁可以是34 GHz。數(shù)字化器30的采樣速率可以是50 GS/s。因此，一階諧波F₁不同于有效采樣速率。

在某些實施例中，諧波信號的一階諧波不需要是數(shù)字化器中的至少一個的有效采樣速率的整數(shù)倍或幾分之一。換言之，在某些實施例中，與諧波混頻器相關聯(lián)的諧波信號的一階諧波不是數(shù)字化器中的至少一個的有效采樣速率的整數(shù)倍或幾分之一。

在某些實施例中，諧波信號的一階諧波可以在數(shù)字化器中的至少一個的有效采樣速率與數(shù)字化器中的至少一個的有效采樣速率的一半之間。特別地，如下面將進一步詳細地描述的，此類頻率允許將在一階諧波以上和/或以下的高頻分量在頻率方面向下混頻至數(shù)字化器30的采樣速率的一半以下。因此，可以由數(shù)字化器30對此類頻率分量進行有效地數(shù)字化。

應理解的是輸入信號12的所有波段經(jīng)歷所有路徑。換言之，當不止一個通道被組合以便處理單個輸入信號12時，每個通道或路徑接收輸入信號12的基本上整個帶寬。隨著輸入信號12傳輸通過所有數(shù)字化器，顯著地改善了信噪比。

濾波器36可被配置成對來自數(shù)字化器30的數(shù)字化混頻信號34進行濾波。同樣地，濾波器42可以被配置成對來自數(shù)字化器32的混頻信號40進行濾波。諧波混頻器46和52被配置成將已濾波混頻信號38和44分別地與諧波信號48和54混頻。在某些實施例中，諧波信號48和54在頻率和相位方面可以基本上類似于對應的諧波信號20和26。雖然諧波信號20和26是模擬信號，并且諧波信號48和54是數(shù)字信號，但用于這些諧波信號的比例因數(shù)可以彼此相同或類似。輸出信號50和56稱為再混頻信號50和56。組合器58被配置成將再混頻信號50和56組合成重構的輸入信號60。在某些實施例中，組合器58可以不僅僅實現(xiàn)信號的加法。例如，可以在組合器58中實現(xiàn)求平均、濾波、縮放等。

可以用數(shù)字方式實現(xiàn)濾波器36和42、諧波混頻器46和52、諧波信號48和54、組合器58及其它相關聯(lián)的元件。例如，可以使用數(shù)字信號處理器（DSP）、微處理器、可編程邏輯器件、通用處理器或根據(jù)期望具有適當外圍設備的其它處理系統(tǒng)來實現(xiàn)數(shù)字化信號的處理功能。可以使用完整集成到完全分立部件之間的任何變化來實現(xiàn)該功能。

使用諧波信號20、26、48和54的某種形式的同步。例如，可以將諧波信號20和26的諧波鎖定到與數(shù)字化器30和32有關的時鐘。在另一示例中，可以將諧波信號數(shù)字化。因此，一階諧波將可用來使諧波信號48和54同步。在另一示例中，可以向混頻信號22和28中的一個或多個添加帶外音。使用34 GHz的一階諧波，可以向混頻信號22添加19.125 GHz和21.25 GHz音調(diào)或34 GHz的9/16和10/16。由于這些音調(diào)在由濾波器36最后確立的濾波帶寬之外（即取決于過渡波段的約18 GHz），所以該音調(diào)可以對重構信號60具有基本上可忽略的影響。然而，由于音調(diào)可以小于尼奎斯特頻率，即對于50 GS/s采樣速率而言小于25 GHz，所以可以通過在濾波之前使用數(shù)字化混頻信號34來獲取音調(diào)。無論使用的技術如何，都可以保持諧波信號20和26及數(shù)字諧波信號48和54之間的相位和頻率關系。

圖2—8圖示出用于圖1的測試和測量儀器的ADC系統(tǒng)中的各種信號的頻譜分量的示例。參考圖1和2，頻譜100可以是輸入信號12和因此分離信號14的頻譜。使用在等式（1）中定義的諧波信號的上述示例，分離信號14的DC分量通過，如頻譜100所表示的。然而，在頻率F₁下還將輸入信號12中的頻譜100與一階諧波混頻。結果得到的頻譜102是此類混頻的產(chǎn)物。因此，混頻信號22包括頻譜100和頻譜102的分量。這里，并且在其它圖中，頻譜分量被圖示為單獨且重疊的，然而實際頻譜將是頻譜100和102的組合。

參考圖1和3，由于輸入信號12與諧波信號26的DC諧波的混頻，頻譜110同樣地表示混頻信號28的分量。然而，與圖2相反，頻譜112相對于圖2的頻譜102具有180度相位差。如上所述，諧波信號26的一階諧波從諧波信號20的一階諧波相移180度。諧波信號26中的此180度相移誘導頻譜112中的180度相移。180度相位差被圖示為短劃線。

圖4和5表示已濾波混頻信號38和44的頻譜。在某些實施例中，該濾波可以是相應數(shù)字化器30和32、濾波器36和42等的固有濾波的函數(shù)。雖然在圖1中將濾波圖示為在數(shù)字化器36和42之后發(fā)生，但是可在其它位置上執(zhí)行濾波。例如，某些濾波可以在數(shù)字化之前發(fā)生?？梢杂玫屯V波器對混頻信號22和28進行濾波，該低通濾波器具有數(shù)字化器30和32的有效采樣速率的接近一半的截止頻率。濾波器36和42的濾波可以添加到此類固有和/或誘導濾波。

在某些實施例中，混頻信號22和28的凈濾波可以導致關于諧波信號20和26的一階諧波的頻率的一半基本上互補的頻率響應。也就是說，高于頻率F₁/2的給定偏移下的頻率響應和低于頻率F₁/2的給定偏移下的頻率響應可以相加為一。雖然已經(jīng)使用一作為示例，但可以根據(jù)期望使用其它值，諸如用于信號的縮放。此外，上述示例被描述為理想情況。也就是說，所實現(xiàn)的濾波可以具有不同的響應以解釋非理想部件、校準等。

在頻率響應的特定示例中，使用上述34 F GHz F₁，頻率F₁/2可以是17 GHz。從DC至16 GHz，頻率響應可以是一。從16至18 GHz，頻率響應可以線性地從一變成零，在17 GHz處通過1/2。

表示已濾波混頻信號38的圖4中的結果得到的頻譜分量包括用頻譜120圖示的頻譜100的低頻部分以及用頻譜122圖示的頻譜102的低頻部分。請注意，由于該混頻，頻譜122包括頻譜100的較高子波段的頻率分量，雖然在頻率方面相反。同樣地，圖5的頻譜分量130和132對應于圖3的頻譜110和112的低頻分量。在頻譜132中保持頻譜112的180度相位關系。

因此，通過諧波混頻，輸入信號12的兩個子帶已被數(shù)字化，即使子帶的跨距將已經(jīng)超過與數(shù)字化器30和32相關聯(lián)的尼奎斯特帶寬。在本實施例中，每個混頻信號（無論是模擬、數(shù)字、濾波等）包括輸入信號12的每個子帶的分量。也就是說，在本示例中，從混頻信號22和28到已濾波數(shù)字化混頻信號38和44的每個信號包括頻譜100的低頻子帶和高頻子帶兩者。

特別地，輸入信號12的子帶已經(jīng)頻移至基帶子帶的帶寬內(nèi)。在某些實施例中，輸入信號12的每個子帶可以頻移至單個子帶的帶寬內(nèi)。然而，根據(jù)子帶的數(shù)目以及諧波信號，每個子帶可并非存在于每個混頻信號中。

圖6和7表示再混頻信號50和56的頻譜。參考圖1和6，頻譜表示再混頻信號50。如上所述，可以在諧波混頻器46中將已濾波數(shù)字化混頻信號38與在頻率和相位方面基本上類似于諧波信號20的諧波信號48混頻。因此，圖4的頻譜與DC分量和一階諧波混頻。

頻譜140和142表示由圖4的頻譜120和122與DC分量混頻的頻譜。頻譜144表示將頻譜120與一階諧波混頻的結果。頻譜146和148表示圖4的頻譜122與一階諧波混頻。

同樣地，圖7表示再混頻信號56的頻譜。頻譜150和152表示DC分量與圖5的頻譜的混頻。頻譜154表示諧波信號54的一階諧波與圖5的頻譜130的混頻。特別地，由于諧波信號54的一階諧波具有相對180度相移，所以結果得到的頻譜154還具有短劃線所表示的180度相移。

圖5的頻譜132還與諧波信號54的一階諧波混頻；然而，頻譜132已經(jīng)具有180度誘導相移。因此，附加的180度相移導致有效的0度相移，用頻譜156和158的實線表示。

圖8圖示出圖1的重構的輸入信號60的頻譜160。頻譜162和164表示形成頻譜160的分量子帶。頻譜166表示來自相對于圖6和7所描述的混頻的附加邊帶。在本實施例中，可以將頻譜166濾掉；然而，在其它實施例中，子帶可以擴展超過一階諧波頻率F₁。在此類實施例中，可以通過相消組合來消除從低頻子帶生成的頻譜166。

由于再混頻信號50和56的分量的相對定相，其原始頻率范圍內(nèi)的子帶相長地組合，而在其原始頻率范圍外面的子帶被定相成相消地組合。參考圖6—8，當被組合時，頻譜140和150相長地組合，導致頻譜162。頻譜142和152相消地組合，因為頻譜異相180度。因此，在基帶子帶之內(nèi)的頻譜中，其余子帶是原始子帶。

同樣地，針對從約F₁/2至F₁的子帶，頻譜146和156相長地組合成頻譜164，而頻譜144和154相消地組合。頻譜148和158相長地組合成頻譜166；然而，可以將頻譜166濾掉，因為其超過了在這種情況下大約小于頻率F₁的預期輸入頻率范圍。

如頻譜162和164所圖示，過渡圍繞著頻率F₁/2發(fā)生。此過渡是上文參考圖4和5所描述的濾波的結果。特別地，頻譜162和頻譜164的斜率是互補的。因此，當頻譜162和164的頻譜分量被組合時，頻譜160的結果得到的部分與原始頻譜基本上匹配。

因此，通過將輸入信號12與各種諧波信號混頻，可以使輸入信號12的子帶通過數(shù)字化器的較低帶寬。雖然混頻信號包括重疊子帶，由于諧波信號的定相，子帶在被如上所描述地組合時相長地和相消地組合以產(chǎn)生輸入信號12的基本上準確的表示。

圖9—12是圖1的諧波混頻器的示例的框圖。在某些實施例中，可以使用混頻器來將分離信號14和16與相應的諧波信號20和26混頻?？梢允褂每梢栽谒卸丝谏鲜笵C和基帶信號通過的混頻器作為諧波混頻器。

圖9A和9B圖示出諧波混頻器的示例，其可以表示上文所討論的諧波混頻器18、24、46和/或52中的任何一個或多個。圖9A圖示出2路時間交織開關。圖9B圖示出N路時間交織開關。

在這些實施例中，開關180和/或181被配置成接收輸入信號182。當使用2路開關180時，輸入信號182響應于控制信號188而被切換到輸出184和186。當使用N路開關181時，輸入信號響應于控制信號188而被切換到輸出184、186，一直到第N輸出187。例如，開關181可以是三擲開關、四擲開關等直至N擲開關，這促使輸入信號182在每個點或輸出處花費其時間的1/N。隨著添加進一步的路徑和子帶，可以適當?shù)貙χC波信號的諧波進行定相。在某些實施例中，諧波信號的相對相移可以在相位方面間隔開一個周期除以子帶數(shù)目的時移。

由于脈沖與總時鐘循環(huán)相比變得更短，諧波含量變得更豐富。例如，針對兩路或三路開關，使用零階諧波（DC）和一階諧波。針對四路或五路開關，可以使用零階諧波、一階諧波以及二階諧波。針對六路或七路開關，可以使用零階諧波、一階諧波、二階諧波以及三階諧波。隨著N增加，脈沖變窄，從而產(chǎn)生更豐富的諧波含量?？刂菩盘?88可以是上文所描述的具有一階諧波的基頻或其它適當諧波頻率的信號。

輸入信號182的所有波段經(jīng)歷所有路徑，即到輸出路徑（例如，184、186直至第N輸出187）中的每一個。

例如，參考開關180，控制信號188可以是具有34 GHz的基頻的方波。作為切換的結果，輸出184將在控制信號的一個半循環(huán)期間接收到輸入信號182，并且在相反的半循環(huán)期間將約為零。實際上，輸出184是輸入信號182乘以在34 GHz下在零與一之間振蕩的方波。此類方波可以用等式（3）來表示。

等式（3）是此類方波的泰勒級數(shù)展開。列出了DC和前兩個諧波。在這里，F(xiàn)₁是34 GHz。雖然分量的量值是不同的，但等式（1）和（3）包括類似諧波。

輸出186類似于輸出184；然而，在其期間輸入信號182被路由到輸出186的時間段相對于輸出184而言是反向的。效果再次地類似于將輸入信號182與等式（4）所定義的方波相乘。

類似于等式（3），等式（4）類似于在上述等式（2）中描述的諧波信號。因此，開關180的開關的乘法效果基本上類似于上文所描述的分離信號與諧波信號的混頻。另外，在本示例中，開關可以既充當分離器10又充當諧波混頻器18和24。然而，在其它實施例中，開關180可以是單極單擲開關并充當單個諧波混頻器。

雖然DC分量和一階諧波的相對量值是不同的，但可以通過適當路徑中的補償濾波器來修正此類不平衡。例如，與基帶子帶相比頻率F₁/2與頻率F₁之間的以上所描述的子帶可以具有在組合器58中的重組期間應用的不同的增益。

另外，上述等式（3）和（4）還列出了三階諧波。在某些實施例中，可能期望三階諧波。然而，如果不是的話，可以用適當?shù)臑V波來補償此類諧波的效果。例如，可以對輸入信號12進行濾波以去除在頻率F₁以上的頻率分量。因此，此類頻率分量將不會存在而與處于3*F₁的頻率混頻。此外，數(shù)字化器之前的濾波可以去除否則可由于混疊而影響數(shù)字化信號的任何更高階頻率分量。

在由于模擬失配而引起的交織誤差的情況下，可以進行硬件調(diào)整以便對時鐘振幅和相位進行混頻。然后可以對調(diào)整進行校準以最小化交織失配凸刺。替換地或除上述方法之外，可以表征硬件失配，并且可以使用線性的時變修正濾波器來抵消交織凸刺。此外，在某些情況下，開關可能并不總是完美地操作。例如，錯誤的開關可能在一個方向上比在另一個方向上花費更多的時間，從而引起偏斜的占空比?？梢詫?shù)字諧波混頻器46和52配置成通過對數(shù)字諧波信號48和/或54的振幅或相位進行精細的調(diào)整而補償可存在于模擬諧波信號20和/或26中的相位或振幅誤差。

圖10是另一諧波混頻器的示例。開關電路200被配置成響應于控制信號206而交替地將兩個輸入信號202和204切換到輸出208和210?？刂菩盘?06再次地可以是方波或其它類似信號以使得開關電路200的開關能夠進行開關。在控制信號206的一個半循環(huán)期間，輸入信號202被切換至輸出208，而輸入信號204被切換至輸出210。在另一半循環(huán)期間，輸入信號202被切換到輸出210，而輸入信號204被切換到輸出208。

在某些實施例中，輸入信號204可以是輸入信號202的反向且縮放版本。此類輸入和上文所描述的開關的結果是DC及其它諧波相對于圖9A的開關180從上文所描述水平的再平衡。例如，輸入信號204可以是輸入信號202的分數(shù)反向版本。作為用圖9A的開關180在1與0之間切換的替代，例如，可以將輸出208和210的有效輸出在1與(2?π)/(2+π)之間切換。因此，可以根據(jù)期望來調(diào)整振幅和DC水平以創(chuàng)建諧波之間的期望平衡。

圖11圖示出諧波混頻器的替換示例。諧波混頻器170包括分離器172、混頻器175以及組合器177。分離器172被配置成將輸入信號171分離成信號173和174。信號174被輸入到組合器177。由于信號174未與另一信號混頻，所以信號174可以充當上文所描述的諧波混頻器的DC分量。

信號173被輸入到混頻器175。信號176與信號173混頻。在某些實施例中，信號176可以是單個諧波，諸如上文所描述的頻率F₁。如果期望附加諧波，則可以提供附加混頻器并在組合器177中將各輸出組合。

在另一實施例中，信號176可以包括多個諧波。只要混頻器175的端口的帶寬可以適應期望的頻率范圍，則可以使用單個混頻器175。然而，由于上述諧波信號的DC分量通過不同的路徑被傳遞至組合器177，所以接收信號173和176的混頻器端口不需要操作至DC。因此，可使用更多種類的混頻器。一旦信號179和174在組合器177中被組合，則輸出信號178可以基本上類似于上述混頻信號。

在某些實施例中，分離器172可以但不需要將輸入信號171對稱地分離。例如，輸出信號174的分離器的一側可具有處于上述濾波截止頻率或在其以上的帶寬。輸出信號173的分離器172的一側可以具有以信號176的諧波為中心的頻率范圍和上述濾波截止頻率的兩倍或更大的帶寬。換言之，分離器172的頻率響應不需要對于每個路徑而言都相等，并且可以根據(jù)期望來裁剪。

圖12是圖9A的一般拓撲的諧波混頻器的另一示例。在本實施例中，可以將諧波信號224通過變壓器225輸入到類似于混頻器的二極管環(huán)220中?？梢詫⑤斎胄盘?22輸入到變壓器225的分接頭。因此，根據(jù)諧波信號224，可以將輸入信號222在輸出226和228之間切換。例如，諧波信號224在變壓器的底部為正且頂部為負時引起左側二極管227接通，或者在變壓器的極性相反時引起右側二極管229接通。以這種方式，輸入信號222被交替地路由到輸出228和輸出226。在某些實施例中，可以使用附加二極管環(huán)來終止輸出和/或注入輸入信號222的子帶的反向部分以實現(xiàn)較高的增益，補償不平衡諧波等，如在圖10的拓撲中。

在某些實施例中，實現(xiàn)兩個路徑或兩個重疊子帶。然而，如上所述，可以使用任何數(shù)目的路徑和子帶。在此類實施例中，所使用的諧波數(shù)目可以等于一加子帶數(shù)目的一半，向下舍入，其中，DC被包括為零階諧波。例如，針對三個子帶，只能使用兩個諧波。使用上述頻率范圍作為示例，一階諧波可以使高于頻率F₁的頻率頻移至基帶子帶。可以以120度相對相移對諧波信號的一階諧波進行定相。

因此，當子帶在組合器58中的組合期間在適當頻率范圍內(nèi)時，子帶頻譜將具有相同的相移，諸如0度相對相移。相反地，不正確的頻率范圍中的子帶的三個分量將在相位方面相互偏移120度。結果得到的頻譜將相消地組合以消除不正確子帶。隨著添加進一步的路徑和子帶，可以適當?shù)貙χC波信號的諧波進行定相。在某些實施例中，諧波信號的相對相移可以在相位方面間隔開一個周期除以子帶數(shù)目的時移。

雖然上文已描述了其中可以基本上被立即處理的數(shù)字化信號的實施例，但可以根據(jù)期望延遲數(shù)字化之后的此類處理。例如，可以將來自數(shù)字化器30和32的數(shù)字化數(shù)據(jù)存儲在存儲器中以便后續(xù)處理。

此外，雖然數(shù)字濾波、混頻以及組合已被描述為分立操作，但可以將此類操作組合、結合到其它功能中等。另外，由于以上討論假定理想部件，所以可以適當?shù)叵虼祟愄幚碇幸敫郊友a償以修正非理想部件。此外，當處理數(shù)字化信號時，改變頻率范圍、混頻等可以導致較高采樣速率以表示此類變化?？梢赃m當?shù)貙?shù)字化信號進行向上采樣、內(nèi)插等。

如上所述，可以將數(shù)字諧波混頻器46和52配置成通過對數(shù)字諧波信號48和/或54的振幅或相位進行精細的調(diào)整來補償可存在于模擬諧波信號20和/或26中的相位誤差。隨時間或溫度的各種部件延遲方面的移位可引起不可接受的相移量。生成模擬諧波信號的電路中、模擬混頻器中和/或模數(shù)通道孔徑中的延遲移位將全部對分別地在模擬混頻器18和24與數(shù)字混頻器46和52之間的相位誤差有所貢獻。

如果相位誤差是未修正的，則混頻相位誤差將實現(xiàn)重構波形的上波段內(nèi)的頻率分量中的相等相位誤差，導致系統(tǒng)的階躍響應中的失真。另外，對于在交叉波段內(nèi)的頻率分量而言將導致振幅誤差，如下面將更詳細地討論的，因為表示該頻率分量的未轉換矢量和兩倍轉換的矢量當接近于重構過程的末尾被加在一起時將不會適當?shù)貙省?/p>

測試和測量儀器的某些實施例包含如圖13中所示的補償振蕩器300和開關302?？梢越?jīng)由開關302將來自補償振蕩器300的補償振蕩信號304切入上文所描述的ATI數(shù)字化器的輸入中。可以使用補償振蕩器300來確定相位和振幅誤差，如下面更詳細地討論的，因此可以去除相位和振幅誤差。

補償振蕩器300和開關302被包括在用于ATI數(shù)字化器的集成電路內(nèi)，因此，補償振蕩器300向系統(tǒng)增加很少的成本或功率開銷。此外，補償振蕩器300在比中心頻率的集成電路過程不確定性更寬的頻率范圍內(nèi)可調(diào)諧，以確保系統(tǒng)可以找到適當?shù)恼{(diào)諧電壓以將補償振蕩器300頻率置于交叉波段內(nèi)。

由于來自補償振蕩器300的補償信號304的頻率被調(diào)諧成在交叉波段內(nèi)，所以補償信號304既在其原始頻率下且作為被向下轉換以及隨后以數(shù)字方式向上轉換的頻率分量而穿過ATI數(shù)字化器的ADC通道。補償信號304的原始頻率分量的相位不受模擬和數(shù)字諧波混頻信號之間的相位誤差的影響，但是兩倍轉換分量的相位受到影響。

可以基于將未受到相位誤差影響的補償信號304的原始頻率分量與已經(jīng)受到穿過ATI數(shù)字化器的一個ADC通道的相位誤差的影響的兩倍轉換分量相比較來確定相位誤差。比較這些值提供該ADC通道中的模擬和數(shù)字混頻器之間的相位誤差值。然后可以使用相位誤差來調(diào)整模擬混頻器18或數(shù)字混頻器36的混頻函數(shù)，如果在上ADC通道中的話。調(diào)整混頻器18或46（或者如果在圖13中的下ADC通道中的話，則調(diào)整混頻器24和52）中的一個的混頻函數(shù)以允許從重構波形去除相位誤差。替換地，可通過改變上ADC通道中的數(shù)字濾波器36或下ADC通道中的數(shù)字濾波器42的延遲來去除相位誤差，因為到數(shù)字混頻器46和52的任一輸入中的相移將影響輸出中的相移。

優(yōu)選地，補償振蕩器300補償信號304在獲取要測試的信號之后立即而不是預先地經(jīng)由開關302切入到輸入，因為可以應用相位誤差的測量結果來修正數(shù)字混頻器46和52的混頻函數(shù)或數(shù)字濾波器36和42的延遲。直到信號的ATI重構在獲取后發(fā)生才需要該信息。

如在圖14中看到的，可在上ADC通道的數(shù)字化器30與濾波器36之間提供存儲器400，并在下ADC通道中的數(shù)字化器32與濾波器42之間提供存儲器402?？梢詧?zhí)行獲取，并且可以分別地將數(shù)字化混頻信號34或數(shù)字化混頻信號40在被發(fā)送到濾波器36和42之前分別地存儲在存儲器400和402中。

在數(shù)字化混頻信號34和40已分別地存儲在春秋穿400和402中之后，可以將開關302切換成在沒有用戶輸入的情況下自動地從補償振蕩器300提供補償信號304。例如，可以使用數(shù)字信號處理器（DSP）、微處理器、可編程邏輯器件、通用處理器或根據(jù)期望具有適當外圍設備的其它處理系統(tǒng)來自動地從補償振蕩器300切換至補償信號304?？梢匀缟衔乃懻摰哪菢哟_定相位誤差，并且可以調(diào)整數(shù)字混頻器46和52的混頻函數(shù)或數(shù)字濾波器36和42的延遲。一旦已經(jīng)基于相位誤差修改了混頻函數(shù)或濾波器延遲，則可以通過ADC通道的其余部分來處理數(shù)字化混頻信號34和40，如上文關于圖1所討論的。

在獲取之后運行補償使用于補償與獲取模式之間的相位漂移的機會最小化。在信號獲取之前運行的補償可在信號獲取之前的任意時間執(zhí)行，因為沒有辦法知道獲取將運行等待觸發(fā)事件多長時間。然而，如果系統(tǒng)相位穩(wěn)定性足夠好，則可以在獲取之前運行補償過程。此外，如果用戶判定期望補償，則用戶可經(jīng)由測試和測量儀器上的菜單而開始補償。

當補償振蕩器300被使能時，輸入信號獲取經(jīng)由開關302被自動地關斷并用補償信號304替換，在不要求用戶交互的情況下允許補償運行。此外，如上文所討論的，在已檢測到觸發(fā)事件之后在沒有用戶輸入的情況下可以使用處理器等將補償信號304接通。補償振蕩器300還可以在每次信號獲取之后被自動地接通以提供補償信號304以確定相位或振幅誤差。

數(shù)字化器30和32可能遭受其各自采樣時鐘之間的相位漂移，使得通過模擬混頻器的未轉換信號未被同時采樣。并且，數(shù)字化器30和32本身可采用交織技術，諸如同步時間交織，以實現(xiàn)其有效的采樣速率。在那種情況下，數(shù)字化器30和32內(nèi)的交織獲取管道可同樣地遭受其各自樣本時鐘的相位漂移。還可以使用補償振蕩器300來通過ATI前端向每個ADC通道提供補償信號304以便確定ADC通道內(nèi)和/或ADC通道之間的獲取管道的相位誤差。這可以通過將補償振蕩器300調(diào)諧到交叉波段之外來完成，使得僅一個音調(diào)從每個ADC通道的帶寬內(nèi)的模擬混頻器18和24輸出。替換地，如果補償振蕩器300頻率被留在交叉波段內(nèi)，則可以將用來測量每個ADC管道的相位的正弦擬合算法設置成剛好擬合未轉換頻率分量而不是圖像分量，或者反之亦然。

可使用測量的相位誤差來調(diào)整數(shù)字濾波器36和42的相位響應以修正采樣時間誤差的影響。調(diào)整一個數(shù)字濾波器相對于另一數(shù)字濾波器的延遲可補償數(shù)字化器30和32之間的相位誤差。如果數(shù)字化器30和32在內(nèi)部交織，則可在每個數(shù)字濾波器36和42內(nèi)應用依賴于管道的相移以分別地補償每個數(shù)字化器30和32內(nèi)的相位誤差。替換地，可以使用相位誤差來調(diào)整獲取管道的樣本時鐘定時以使后續(xù)獲取中的誤差最小化。

補償振蕩器300可以由要生成負電阻的互耦NPN差分對放大器以及要設定標稱頻率的短路傳輸線短柱來建成。通過設定差分對放大器中的發(fā)射極電流來接通并調(diào)諧補償振蕩器300。一旦電流高到足以提供充分的跨導以支持振蕩，則電流的進一步增加用于增加設備的輸入電容，這進而加載傳輸線并降低諧振頻率。也就是說，主要通過改變至少一個雙極結型晶體管的輸入電容來調(diào)諧該可調(diào)諧補償振蕩器300。

輸入電容調(diào)諧的使用在這些頻率下與變?nèi)莨苷{(diào)諧相比提供相對大且線性的調(diào)諧范圍。該大的調(diào)諧范圍有助于克服過程建模不確定性和過程變化性。如果補償振蕩器300的大的調(diào)諧范圍在補償獲取的持續(xù)時間內(nèi)引起過度的頻率不穩(wěn)定性，則可以將所獲取的補償記錄分離成多個較短段并使用與每個段中的潛在不同頻率的單獨正弦擬合針對相位誤差進行分析。每個段中的未轉換分量和兩倍轉換分量之間的測量相位誤差表示模擬諧波信號和數(shù)字諧波信號之間的相位誤差，并且與所使用的補償信號的精確頻率無關。因此，可對段相位誤差測量結果的結果求平均值以獲得與單個長記錄相同的抗噪性。

如上文簡要地提到的，還可以使用補償振蕩器300來確定振幅誤差。為了確定振幅誤差，可在交叉波段內(nèi)的對稱地相對的至少兩個頻率上用補償信號304掃描也稱為ATI數(shù)字化器（諸如圖13中所圖示的數(shù)字化器）的諧波混頻器的輸入。當輸入頻率在交叉波段的中心以下時，處于已轉換頻率和輸入頻率的數(shù)字化信號的振幅的比將是轉換增益與數(shù)字化器頻率響應衰減的積。當輸入頻率對稱地在交叉波段的中心以上時，處于已轉換頻率和輸入頻率的數(shù)字化信號的振幅的比將是轉換增益與數(shù)字化器頻率衰減的比。然后這兩個振幅比的幾何平均表示轉換增益。然后可調(diào)整模擬混頻函數(shù)20、26或數(shù)字混頻函數(shù)48、54的振幅以使得轉換增益達到期望值，一般地為1.0。

參考圖14和15，本發(fā)明的實施例還包括用于在內(nèi)部補償振蕩器（諸如圖13和14中的振蕩器300）可能不能生成跨越輸入信號12的整個帶寬的信號的情況下執(zhí)行數(shù)字化系統(tǒng)的實時校準的系統(tǒng)。例如，針對接受具有高達70GHz的頻率的輸入信號的測試和測量系統(tǒng)，振蕩器300可產(chǎn)生在例如30至40GHz范圍內(nèi)的信號。

進一步的實施例提供了補償硬件誤差（諸如根據(jù)因此在整個輸入范圍內(nèi)被最好地表征的輸入頻率而改變的硬件誤差）的系統(tǒng)和方法。如下文所描述，本發(fā)明的實施例允許進行工廠校準期間的全范圍表征，并且進一步使用補償振蕩器來測量硬件誤差的子集（優(yōu)選地是延遲和偏斜），并且使用測量的硬件誤差作為到工廠查找表中的索引，該工廠查找表存儲補償濾波系數(shù)的預定集合。

如上所述，可以表征硬件誤差，并且可以使用線性、時變修正濾波器來抵消交織凸刺。例如，可在重構DSP鏈的末端處（諸如在組合器58的輸出處）插入線性時變?yōu)V波器（諸如線性、時間周期性或“LTP”濾波器70）以修正硬件失配誤差。此類硬件誤差可包括每個ADC通道內(nèi)的交織ADC子通道之間以及兩個ADC通道本身之間的誤差。LTP修正濾波器還可以修正比上述簡單的定時誤差更復雜的硬件誤差，例如根據(jù)輸入頻率而改變的時間誤差。雖然其它濾波器參數(shù)是可能的，示例性LTP濾波器70具有80ps周期，與交織ADC子通道的采樣間隔匹配且是混頻時鐘的13? ps周期的整倍數(shù)。在某些實施例中，由12.5 GHz系統(tǒng)時鐘生成75 GHz混頻時鐘，其被耦合到混頻器，諸如混頻器18和24。由于倍頻器中的硬件缺陷，生成的混頻時鐘除期望的6x倍之外還包含12.5GHz的整數(shù)倍處的某些殘余凸刺。

此類混頻凸刺在與由ADC子通道交織失配產(chǎn)生的凸刺完全相同的頻率下在數(shù)字化記錄中創(chuàng)建凸刺，并且因此使用本文所描述的技術，還可用相同的LTP濾波器拓撲來修正。然而，校準LTP濾波器以修正頻率相關定時誤差和/或時鐘凸刺相關的混頻誤差要求在跨越數(shù)字化器系統(tǒng)的完整輸入帶寬的多個輸入頻率下測量硬件誤差。要將此類全范圍信號生成能力構建到數(shù)字化器系統(tǒng)本身中一般地是成本過高的，因此必須在可訪問適當信號源的工廠中執(zhí)行LTP濾波器的校準。

雖然在工廠處校準諸如這里所描述的示波器，但其操作時的條件可能與工廠的條件不匹配。例如，測試房間可改變溫度和/或濕度，或者某些部件的性能可能隨時間推移而漂移。一般地，由環(huán)境條件（溫度和濕度）引起的針對測試和測量系統(tǒng)的最大硬件漂移在ADC通道相對于彼此以及相對于模擬混頻函數(shù)的相對時鐘定相中展示出它們自己。在這些相位僅隨著溫度漂移的程度上，表征其溫度系數(shù)并根據(jù)測量溫度而實時地調(diào)整硬件將是相對容易的。然而，要準確地測量被吸收到示波器部件在其上面形成的印刷電路板中的濕氣的量是相對困難的。并且，可以通過調(diào)整數(shù)字混頻函數(shù)的相位和/或在數(shù)字混頻器之前的數(shù)字濾波器的延遲來修正由環(huán)境條件引起的某些誤差。然而，此類校準技術可能未完全地修正由相對于在相同頻率下發(fā)生的ADC子通道交織失配凸刺的相位的75 GHz模擬混頻函數(shù)中的不需要的12.5 GHz諧波引起的信號凸刺的相位中的改變。因此，如下面更詳細地描述的，本發(fā)明的實施例使用內(nèi)置校準振蕩器來直接地監(jiān)視示波器中的時鐘驅(qū)動混頻器的時鐘相位和偏斜。然后，基于測量的時鐘相位和偏斜來修改DSP以慮及事后的測量誤差。

在某些實施例中，通過生成用于LTP濾波器70的新的一組系數(shù)來執(zhí)行DSP（諸如圖15和16中所圖示的DSP）的修改。在其它實施例中，可通過調(diào)整時鐘驅(qū)動混頻器46、52（諸如通過使用圖15和16中的時間調(diào)節(jié)器74、76）并且還生成用于LTP濾波器70的新的一組系數(shù)來執(zhí)行DSP的修改。使用任一種方法都允許修正時鐘延遲和偏斜兩者中的移位。在一個實施例中，根據(jù)在模擬域中用于混頻器18、24的時鐘相比于在數(shù)字域中用于數(shù)字化器30、32的時鐘之間的延遲與來測量時鐘延遲。并且，可通過測量用于數(shù)字化器30、32本身的時鐘之間的特定偏斜來測量時鐘偏斜。

針對特定硬件狀態(tài)（溫度、濕度等），可用諸如在通過引用結合到本文中的美國專利8,698,659中描述的方法來計算用于LTP修正濾波器70的理想的一組系數(shù)。然而，如在該參考文獻中所闡述的，執(zhí)行此類計算要求訪問跨越數(shù)字化器的全頻率范圍的信號源。諸如圖13和14中所圖示的補償振蕩器300的頻率范圍一般地并不是在數(shù)字化器的整個范圍內(nèi)可調(diào)諧的，而是替代地通常在全頻率范圍的僅一部分內(nèi)可調(diào)諧。因此，根據(jù)在'659專利中所描述的技術來計算濾波系數(shù)并不能在所有情況下都使用。替代地，針對補償振蕩器可能不包括全范圍的數(shù)字化器的情況，可使用根據(jù)本發(fā)明的實施例的技術。

本發(fā)明的實施例包括被耦合到LTP濾波器70的查找表（LUT）72，如在圖15和16中所圖示。LUT 72存儲用于LTP濾波器70的濾波系數(shù)以修正各種運行時間條件。然后，在操作中，運行時間條件被傳送到LUT 72，其選擇用于LTP濾波器70的適當濾波系數(shù)以修正目前的運行時間條件。

為了最初生成存儲在LUT 72中的濾波系數(shù)，首先使用全范圍振蕩器對儀器進行工廠校準。然后，向儀器中人工地引入誤差條件，諸如時鐘延遲和/或時鐘偏斜。接下來，修正人工引入誤差條件的用于LTP 70的系數(shù)被生成并且存儲在LUT 72中且與特定誤差條件有關。然后，此循環(huán)隨著被人工地引入到儀器中的新誤差條件而重復，以及用于LTP 70的另一組系數(shù)被生成且存儲在LUT 72中并與新誤差條件有關。根據(jù)期望的LUT 72的尺寸，將此過程重復期望的次數(shù)。

在一個實施例中，基于兩個測量結果（時鐘延遲和時鐘偏斜）來存儲到LUT 72的條目。在此類實施例中，LUT 72在由特定時鐘延遲和偏斜值選擇的二維陣列中存儲系數(shù)的各種集合。由于時鐘延遲和偏斜可彼此獨立，所以特定延遲值具有與之相關聯(lián)的多個不同偏斜值是可能的。并且，相反情況也是如此，其中，特定偏斜值可具有用于多個不同延遲值的系數(shù)。圖17圖示出存儲系數(shù)值的二維陣列。諸如系數(shù)集1、系數(shù)集12等的各種系數(shù)被存儲在二維陣列中的編索引位置上。如下面更詳細地描述的，在運行時間，儀器可測量時鐘延遲和時鐘偏斜，并且然后使用測量值作為到LUT的索引以選擇特定系數(shù)集。例如，如果連同時鐘偏斜值B一起測量延遲值D，則從表中選擇系數(shù)集14。如上所述，預先計算以補償延遲和時鐘偏斜的該特性組合的系數(shù)集值（在本示例中系數(shù)集值被標識為系數(shù)集14）然后被存儲在LTP 70中。這樣，針對環(huán)境運行時間條件補償儀器。

時鐘延遲和時鐘偏斜值可以是正值或負值。例如，時鐘延遲值“A”和“B”可以是負時鐘延遲，而時鐘延遲值“C”和“D”可以是正時鐘延遲。

雖然被圖示為二維陣列，但本發(fā)明的概念擴展至針對特定測量值的任何數(shù)目的索引值。并且，諸如圖17中所圖示的二維陣列可另外包括在零時鐘延遲和零偏斜下編索引的特定的一組系數(shù)，因為儀器停留在工廠校準或其附近是可能的。在一個實施例中，LUT 72包括用于測量時鐘延遲的五個不同值和用于測量偏斜的三個不同值，包括用于零時鐘延遲和零偏斜的中心值。

某些實施例可從LUT 72中選擇最接近于測量的時鐘延遲和時鐘偏斜的交集的特定系數(shù)集。其它實施例可使用內(nèi)插來生成并未恰好地編索引的特定系數(shù)值。例如，如果時鐘延遲被測量為“A”，但測量偏斜值落在值“C”和“D”之間，則實施例可在系數(shù)集3與系數(shù)集4“之間”內(nèi)插一組系數(shù)值。還可使用其它技術來生成系數(shù)，諸如二維線性內(nèi)插、樣條擬合或其它內(nèi)插方法，以近似于實際測量延遲和偏斜值處的LTP 70濾波系數(shù)。此類內(nèi)插允許針對給定的準確度水平對較少的LTP濾波系數(shù)集合進行校準并存儲在二維陣列LUT 72中，以節(jié)省工廠校準時間。

用以填充LUT 72的特定方法可以如下形式出現(xiàn)。LTP濾波器70在工廠中被校準多次。最初，LTP被校準為具有零時鐘延遲和零偏斜。針對LUT 72生成標稱的一組系數(shù)并將其存儲為默認系數(shù)。然后，為了生成各種系數(shù)值，故意地將時鐘相位和偏斜調(diào)整至非零。例如，將一個ADC通道調(diào)整成在（延遲＋偏斜/2）的時間進行采樣，并且將另一ADC通道調(diào)整成在（延遲－偏斜/2）的時間進行采樣。然后針對LTP濾波器70生成系數(shù)以補償延遲和偏斜的組合。在其它時鐘延遲值和時鐘偏斜值下重復此過程直至針對在現(xiàn)場可能測量到的條件完全填充LUT 72為止。在校準LTP濾波器70系數(shù)并將其存儲在此二維陣列（諸如LUT 72）中之后，在最終工廠校準中使硬件時鐘相位控制返回至其標稱值（延遲＝偏斜＝0）。在運行時間，在獲取之后，然后可以使用校準振蕩器300來測量可能已從其標稱值漂移離開的實際時鐘相位，計算有效延遲和偏斜，并使用這些值作為到已校準LTP濾波系數(shù)的二維陣列中的索引，以找到適合于所測量時鐘延遲和偏斜的LTP濾波系數(shù)。然后，從LUT 72中選擇所選系數(shù)并存儲在LTP濾波器70中以用于適當操作。

一般地，在已經(jīng)由儀器獲取信號之后執(zhí)行補償。例如，獲取信號并存儲在存儲器（諸如圖16的存儲器400、402）中。然后，使用補償振蕩器300來測量時鐘延遲和時鐘偏斜。接下來，使用時鐘延遲和時鐘偏斜值作為到LUT 72的索引并將特定系數(shù)加載到LTP濾波器70中。然后處理繼續(xù)，并且通過通道的其余部分（包括LTP濾波器70）來處理先前存儲的信號。

雖然通常是在信號獲取之后執(zhí)行補償，但其也可在獲取之前執(zhí)行。還可在每次信號獲取時或者僅僅周期性地執(zhí)行補償?？梢砸栽O定間隔執(zhí)行補償。在某些實施例中，可循序地獲取多個信號，并且然后執(zhí)行單個補償操作并應用于所有獲取信號。此類補償可在獲取信號之前或者優(yōu)選地在獲取信號之后發(fā)生。

在頻繁獲取的情況下，在一次獲取與下一次之間可能存在硬件時鐘相位中的無意義漂移。為了節(jié)省時間，軟件可在每次獲取之后測量時鐘相位，但是跳過內(nèi)插步驟并重新使用先前的LTP濾波器70系數(shù)，如果延遲和偏斜測量結果基本上與之前一樣的話。這種方法節(jié)省了通過加載系數(shù)而引入的延遲以及由上文所描述的內(nèi)插技術引入的任何延遲，如果使用的話。替換地，如果用戶請求快速且頻繁的獲取，例如當使用快速幀模式時，軟件可一起完全繞過獲取之間的校準振蕩器的使用，替代地僅在序列結束時收集一個校準突發(fā)，并且使用這個突發(fā)來確定將用于序列內(nèi)的所有幀的LTP系數(shù)。

雖然上述實施例已描述了LTP濾波器70的更新系數(shù)，但通過修改驅(qū)動數(shù)字混頻器（諸如圖15和16的混頻器46和52）的時鐘來至少部分地補償運行時環(huán)境改變是可能的。如圖15和16中所圖示，時間調(diào)整電路76被耦合到混頻器46，而時間調(diào)整電路74被耦合到混頻器52。調(diào)整時間調(diào)節(jié)器74、76可以部分地或完全補償時鐘延遲和時鐘偏斜，而不需要更新用于LTP濾波器70的系數(shù)。在其它實施例中，將通過基于測量ADC通道時鐘延遲使用時間調(diào)節(jié)器74、76來避免交叉區(qū)中的信號振幅損耗或相移而更新數(shù)字混頻函數(shù)的相位的技術與上文所描述的技術進行組合來基于測量的ADC通道時鐘偏斜和延遲來選擇用于LTP濾波器70的新系數(shù)以使交織凸刺最小化也可能是有利的。如果在運行時一起使用兩個方法，則其也可在工廠校準時一起使用。換言之，當在二維陣列中校準用于LTP濾波器70的多個系數(shù)時，可同樣地基于測量的ADC通道時鐘延遲以在正規(guī)獲取期間將設定數(shù)字混頻函數(shù)相位的相同方式來設定數(shù)字混頻函數(shù)相位。

雖然已描述了特定實施例，但將領會到的是本發(fā)明的原理不限于那些實施例。在不脫離如在以下權利要求中闡述的本發(fā)明的原理的情況下可進行變化和修改。例如，可預期的是數(shù)字濾波、混頻和/或組合的重新排序可允許數(shù)字處理的更高效執(zhí)行，同時仍提供輸入信號的數(shù)字表示的重構。