本發(fā)明屬于電學領域，尤其涉及一種計算分析電網諧波的方法。

背景技術：

近年來，隨著我國電力需求的快速增長，電力負載越來越多，而所有的非線性負載，例如開關模式電源、電子熒光燈鎮(zhèn)流器、調速傳動裝置、不間斷電源、磁性鐵芯設備以及電視機等家用電器都會產生諧波，使得電網供電質量降低。因此，對供電電網的電壓、電流信號進行諧波分析，從而進行電網補償和凈化變得越來越重要。為了盡可能快而準確地進行電網補償和凈化，諧波分析的實時性和精確度要求也越來越高，如何快速準確地計算諧波成為了一個研究的熱點。

快速傅立葉變換(fastfouriertransformation，以下簡稱fft)是計算諧波的主流工具，但是由于截斷效應，fft存在頻譜泄漏和柵欄效應，為了準確計算諧波，目前常見方法如下：

1、使用加窗fft，在頻域插值從而得到基波和各個諧波的頻率、幅度和相位等參數(shù)信息。如公開號為cn101701982a的中國發(fā)明專利申請公開的一種基于加窗插值fft的電力系統(tǒng)諧波檢測方法，使用hanning窗進行加窗fft運算，然后進行頻域插值來計算各個諧波的準確的頻率、幅值和相位。該方法在計算插值系數(shù)時，需要使用fft譜線的最高峰和相鄰次高峰的幅值的比例，因此fft的頻譜分辨率必須足夠小才能保證這兩個譜線不包含其他頻率的幅值，如使用512點fft、采樣率為6.4khz時，完成一個完整fft的運算需要采樣512個樣點，耗費的采樣時間為t＝n/fs＝512/6400hz＝0.08s＝80ms，而市面上常見的有源電力濾波器的響應時間通常小于20ms，因此雖然這個方法的精確度很高，但由于需要一個相對小的頻率分辨率來區(qū)分基波和各個諧波，導致采樣時間過長，不能滿足實際應用需求。

2、通過跟蹤基波的頻率變化實現(xiàn)準同步，使準同步采樣率是基波頻率的整數(shù)倍，以抑制頻譜泄漏。如公開號為cn103969507a的中國發(fā)明專利申請公開的一種電能質量諧波分析方法，通過找出頻率偏移，然后使用和基波諧波頻率對應的余弦函數(shù)和正弦函數(shù)來進行相關計算，求得幅值和初相角。該方法需要將各個基波和諧波分別乘以對應的余弦函數(shù)和正弦函數(shù)，由于每一個采樣點都要乘以余弦函數(shù)和正弦函數(shù)，而每一個基波和諧波對應的余弦函數(shù)和正弦函數(shù)都不同，導致計算量很大，而且頻率漂移參數(shù)的計算容易受到噪聲的干擾，使基波頻率計算不準確。

3、使用時域插值的算法來實現(xiàn)準同步采樣。如公開號為cn101915874a的中國發(fā)明專利申請公開的一種基于傅立葉變換的諧波檢測方法，該方法的流程如圖1所示，由過采樣模數(shù)轉換器(analogtodigitalconverter，以下簡稱adc)對相關信號(包括電流、電壓等信號)進行過采樣，獲得原始采樣數(shù)據(jù)后存放在緩存(memory)中，然后使用濾波器從原始采樣數(shù)據(jù)中提取基波信號，再采用過零點計算基波的周期，根據(jù)基波的周期來確認重采樣的間隔，根據(jù)該間隔從原始采樣數(shù)據(jù)進行重采樣及fft處理，重采樣后的信號的周期和基波嚴格同步，由此來避免普通fft的頻譜泄漏問題。但該方法需要將模數(shù)轉換器過采樣獲得的原始數(shù)據(jù)存放在緩存中，由于過采樣率非常高，導致占用緩存非常大，而且使用濾波器對原始采樣數(shù)據(jù)進行濾波時也要將濾波結果存放在緩存中以便進行接下來的提取基波周期的運算，以該專利的實施例來說，當模數(shù)轉換器使用50*128*40＝256khz的采樣率時，若模數(shù)轉換器的位寬為16位，則保存一個基波周期的信號需要的緩存大小為128*40*16＝81920bit，當濾波器的采樣率為50*128*2＝12.8khz時，保存濾波后的數(shù)據(jù)需要的緩存大小為128*2*16＝4096bit，則總共需要81920+4096＝86016bit的緩存。在集成電路中該緩存占用的面積會非常大；另一方面，該方法是通過計算兩個過零點的時間差計算基波周期，因此非常容易受到噪聲干擾，導致周期計算不準確。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種計算量少且占用緩存小，可以快速分析電力系統(tǒng)中各諧波參數(shù)的方法。

為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取如下的技術解決方案：

一種快速測量電力系統(tǒng)諧波的方法，包括以下步驟：

獲取采樣數(shù)據(jù)步驟，過采樣adc對信號進行過采樣，得到原始采樣數(shù)據(jù)；

計算準同步采樣率步驟，步驟如下：

對過采樣adc輸出的原始采樣數(shù)據(jù)進行降采樣并保存；

對降采樣后的數(shù)據(jù)進行加窗fft處理；

計算基波頻率；

計算準同步采樣率并保存，準同步采樣率fsnew＝ff×n’×m，其中，ff為基波頻率，m為過采樣倍數(shù)，n’為后續(xù)加矩形窗fft的點數(shù)；

采樣率轉換步驟，步驟如下：

利用計算得到的準同步采樣率對過采樣adc輸出的原始采樣數(shù)據(jù)進行插值處理；

對經過插值處理的數(shù)據(jù)進行降采樣并保存；

準同步fft處理步驟，步驟如下：

對經采樣率轉換后的數(shù)據(jù)進行加矩形窗fft處理；

判斷是否需要幅值補償，如果不用則直接輸出結果，否則將加矩形窗fft處理后得到的各fft的頻譜幅值乘上補償系數(shù)，進行幅值補償后輸出結果。

更具體的，過采樣adc的采樣率fs＝fnyquist×oversample，其中oversample為過采樣倍數(shù)，fnyquist為滿足奈奎斯特定理的采樣率。

更具體的，采用級聯(lián)積分梳狀濾波器對數(shù)據(jù)進行降采樣處理。

更具體的，計算準同步采樣率時對降采樣后的數(shù)據(jù)進行加nuttall窗fft或加漢寧窗fft處理。

更具體的，采用以下公式計算基波頻率：ff＝δf×k，式中的δf為加窗fft處理后信號的頻譜分辨率，k是指基波頻率在第k條fft譜線上。

更具體的，基波頻率其中，y(x)表示fft的第x條譜線的幅值，l＝round(f/δf)，round(x)表示指對x取整，f為信號頻率。

更具體的，進行采樣率轉換時對數(shù)據(jù)進行插值的方法如下：

a、根據(jù)過采樣adc的采樣率和準同步采樣率的比值計算采樣點的個數(shù)：step＝fs/ff；

b、以第1個adc采樣點作為第1個插值樣點輸出，從q＝2開始；

c、計算第q個插值樣點所在位置：phase＝step×(q-1)+1；

d、計算第q個插值樣點所在位置需要的adc采樣數(shù)據(jù)：adc(pre)＝floor(phase)及adc(nxt)＝ceil(phase)，式中的floor(x)表示對x向無窮小取整，ceil(x)表示對x向無窮大取整，pre表示第pre個adc采樣點，nxt表示第nxt個adc采樣點；

e、等待adc完成第nxt個樣點的采樣，如果已有第nxt個樣點則執(zhí)行步驟f；

f、計算第q個插值樣點的幅值并將結果輸出，根據(jù)步驟d得到的adc的采樣數(shù)據(jù)計算幅值：y(q)＝adc(pre)×(nxt-phase)+adc(nxt)×(phase-pre)，adc(x)表示第x個adc采樣數(shù)據(jù)；

g、令q＝q+1，返回步驟c。

更具體的，采用牛頓插值法對數(shù)據(jù)進行插值處理。

更具體的，根據(jù)信號經過降采樣濾波后是否發(fā)生帶內幅值衰減或增益進行幅值補償，補償系數(shù)為降采樣濾波器的帶內幅值衰減/增益值的倒數(shù)。

由以上技術方案可知，本發(fā)明使用過采樣技術提高帶內信號的信噪比，降低adc的精度需求，降低系統(tǒng)成本，同時過采樣可以降低插值處理的噪聲；通過使用降采樣技術，避免了過采樣引起的緩存占用大的問題；在計算基波頻率時，通過降采樣來提高fft的分辨率，并結合能量重心校正法來計算基波頻率，減少了噪聲和間諧波的干擾，提高了基波頻率計算的準確度，并且降低了計算復雜度，只需要進行一個簡單的降采樣，再計算加窗fft即可；此外由于采樣率是基波頻率的整數(shù)倍，因此計算基波和諧波幅值的fft的頻譜分辨率可以做到很寬，最大能夠達到基波頻率，從而減少了fft的點數(shù)，降低了計算量，縮短了采樣時間。與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明方法克服了現(xiàn)有時域插值算法計算量大且緩存占用大的缺點，只需耗費非常少的計算量就能實現(xiàn)時域插值準同步采樣，能夠在很短的時間里面準確計算出基波和各個諧波的頻率、幅值和初相，并且占用緩存少。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術中準同步采樣時域插值算法的流程圖；

圖2為本發(fā)明方法的流程圖。

以下結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式作進一步詳細地說明。

具體實施方式

為了讓本發(fā)明的上述和其它目的、特征及優(yōu)點能更明顯，下文特舉本發(fā)明實施例，做詳細說明如下。

在下面的描述中闡述了很多具體細節(jié)以便于充分理解本發(fā)明，但是本發(fā)明還可以采用其它不同于在此描述的其它方式來實施，本領域技術人員可以在不違背本發(fā)明內涵的情況下做類似推廣，因此本發(fā)明不受下面公開的具體實施例的限制。

本發(fā)明方法是在現(xiàn)有的時域插值算法的基礎上做了改進，在從電網獲得電壓和電流等信號并進行模數(shù)轉換時采用過采樣的技術，同時使用新的準同步采樣率計算步驟來計算采樣率，以快速準確地計算出基波和各個諧波的頻率、幅值和初相等信息。下面結合圖2，對本發(fā)明方法進行詳細說明，本發(fā)明方法的步驟如下：

首先，獲取采樣數(shù)據(jù)，過采樣adc對信號進行過采樣，得到原始采樣數(shù)據(jù)；

對信號使用遠高于信號帶寬的采樣率進行過采樣處理，一方面可以通過提高過采樣倍數(shù)的方式來提高adc的信噪比，理論上，每提高1倍過采樣率，信噪比提高約3db，由于電力系統(tǒng)的基波及其多次諧波的頻率相對較低，因此高倍過采樣時所需的adc的采樣率并不高，可以使用較便宜的低精度adc，例如，當需要測量50次諧波時，信號帶寬為50hz×50＝2.5khz，滿足奈奎斯特(nyquist)定理的采樣率fnyquist為信號帶寬(最高頻率)的2倍，即2.5khz×2＝5khz，過采樣64倍時，過采樣adc的采樣率fs＝fnyquist×oversample＝5khz×64＝320khz，oversample為過采樣倍數(shù)，fnyquist為滿足奈奎斯特定理的采樣率，此時帶內的信噪比可以提高snroptimize≈3×log2(oversample)＝3×log264＝18db；另一方面，由于通過過采樣可以省去后續(xù)插值處理時的升采樣濾波器，從而降低后續(xù)插值算法的計算誤差及計算量；

然后，計算準同步采樣率，準同步采樣率的計算包括以下步驟：

對過采樣adc輸出的原始采樣數(shù)據(jù)進行降采樣并保存；為了降低計算量和緩存的占用，并提高基波頻率計算的準確率，需要對過采樣adc輸出的數(shù)據(jù)進行降采樣，本實施例采用級聯(lián)積分梳狀濾波器(cascadedintegrator-comb，以下簡稱cic)對過采樣adc輸出的原始采樣數(shù)據(jù)進行降采樣處理；由于cic的計算不涉及乘法，所以它占用的集成電路面積很少，本實施例中cic濾波器的降采樣倍數(shù)為2048，階數(shù)為8，降采樣的采樣率＝320khz/2048＝156.25hz，由于只需要計算基波的頻率，因此cic的帶內幅值衰減可以不用處理；

接著，對降采樣后的數(shù)據(jù)進行加窗fft處理，以降低頻譜泄露的影響；本實施例對降采樣后的數(shù)據(jù)進行加nuttall窗fft處理，nuttall窗函數(shù)的系數(shù)為w(n)＝a0-a1*cos(2π(n/n))+a2*cos(4π(n/n))-a3*cos(6π(n/n))，其中，n＝0,1,2,...,n-1，a0、a1、a2、a3均為常數(shù)，本實施例的a0＝0.3635819，a1＝0.4891775，a2＝0.1365995，a3＝0.0106411，n＝32為對降采樣后的數(shù)據(jù)進行加窗fft的點數(shù)，加nuttall窗fft處理后信號的頻譜分辨率為δf＝fs/n＝156.25/32＝4.8828125hz，存儲器對加窗fft所需的(信號)點數(shù)n進行保存；除了可以用nuttall窗函數(shù)進行加窗fft處理外，也可以采用漢寧窗、矩形窗等其它窗函數(shù)進行加窗fft處理，此外，nuttall窗函數(shù)也可以采用其他三階、五階等形式；

計算基波頻率；本實施例采用常用的固定fft頻譜校正方法——“能量重心法”計算基波頻率，即基波頻率其中，δf為加窗fft處理后的信號的頻譜分辨率，本實施例的δf＝4.8828125hz，k是指基波頻率在第k條fft譜線上，k可以是小數(shù)，y(x)表示fft的第x條譜線的幅值，l＝round(f/δf)，round(x)表示指對x取整，本實施例的原始信號頻率f為50hz，則l＝round(50/4.8828125)＝10；

計算準同步采樣率并保存；為了消除頻譜泄漏，準同步采樣率為基波頻率的整數(shù)倍，由于本發(fā)明使用了過采樣adc，因此準同步采樣率還需要將基波頻率乘上過采樣倍數(shù)m，最終的準同步采樣率為fsnew＝ff×n’×m，n’為后續(xù)對插值后數(shù)據(jù)進行加矩形窗fft的點數(shù)，本實施例的n’是128，過采樣倍數(shù)m是64，則fsnew＝ff×128×64；

接著，對采樣率進行轉換，包括以下步驟：

利用計算得到的準同步采樣率對過采樣adc輸出的原始采樣數(shù)據(jù)進行插值處理；可采用線性插值法或牛頓插值法計算插值，本實施例采用線性插值法計算插值，包括以下步驟：

a、根據(jù)過采樣adc的采樣率和準同步采樣率的比值計算采樣點的個數(shù)：step＝fs/ff；

b、以第1個adc采樣點作為第1個插值樣點輸出，從q＝2開始；

c、計算第q個插值樣點所在位置：phase＝step×(q-1)+1；

d、計算第q個插值樣點所在位置需要的adc采樣數(shù)據(jù)：adc(pre)＝floor(phase)及adc(nxt)＝ceil(phase)，式中的floor(x)表示對x向無窮小取整，ceil(x)表示對x向無窮大取整，如floor(2.8)＝2，ceil(2.2)＝3，pre表示第pre個adc采樣點，nxt表示第nxt個adc采樣點；

e、等待adc完成第nxt個樣點的采樣，如果已有第nxt個樣點則執(zhí)行步驟f；

f、計算第q個插值樣點的幅值并將結果輸出至cic，進行降采樣處理，根據(jù)步驟d得到的adc的采樣數(shù)據(jù)計算幅值：y(q)＝adc(pre)×(nxt-phase)+adc(nxt)×(phase-pre)，adc(x)表示第x個adc采樣數(shù)據(jù)；

g、令q＝q+1，返回步驟c；由于諧波計算是實時的，需要不停的刷新，因此插值運算也需要不斷更新，直到停止諧波計算；

對經過插值處理的數(shù)據(jù)進行降采樣，如采用級聯(lián)積分梳狀濾波器(cic)對插值處理后的數(shù)據(jù)進行降采樣，本實施例的cic的降采樣倍數(shù)為64，階數(shù)為6，降采樣后的采樣率fsfft＝fsnew/64，在緩存中保存降采樣處理后的結果，緩存的大小為后續(xù)加矩形窗fft的點數(shù)n’，本實施例矩形窗fft的點數(shù)n’為128點，當數(shù)據(jù)位寬為16bit時，則所占用的緩存為128*16＝2048bit，和現(xiàn)有技術相比，緩存占用非常小；

最后，對數(shù)據(jù)進行準同步fft處理，并輸出結果，包括以下步驟：

對插值處理并降采樣后的數(shù)據(jù)，即經采樣率轉換后的數(shù)據(jù)進行加矩形窗fft處理，可使用任意長度的fft，加矩形窗fft處理后信號的頻譜分辨率為：由于所用的采樣時間當δfout為49hz，t＝1/49hz＝20.408ms，可以看到數(shù)據(jù)的采樣時間相對于現(xiàn)有技術大大減少了；

幅值補償，輸出結果；根據(jù)降采樣的方法判斷是否需要進行幅值補償，如果所采樣的降采樣技術沒有帶內幅值衰減或增益則不用補償，本實施例采用cic進行降采樣，由于cic技術存在帶內幅值衰減，因此需要將矩形窗fft處理后得到的各個fft的頻譜幅值乘上補償系數(shù)，進行幅值補償，補償系數(shù)為降采樣濾波器的帶內幅值衰減/增益值的倒數(shù)，可通過仿真計算信號通過濾波器(cic)后幅值的衰減/增益值來確定補償系數(shù)，例如，信號在100hz頻率處通過cic后的幅值衰減變?yōu)樵瓉淼?/10，即100hz處的帶內幅值衰減值為1/10，則補償系數(shù)為10，信號在200hz頻率處通過cic后的幅值衰減變?yōu)樵瓉淼?/20，即200hz處的帶內幅值衰減值為1/20，則200hz處的補償系數(shù)為20，濾波器各個頻率的衰減/增益各不相同，且不同的濾波器結構和降采樣倍數(shù)的補償系數(shù)各不相同，幅值變化也不同，通常來說cic的階數(shù)越多，衰減越多，因此補償系數(shù)在確定降采樣濾波器(cic)結構和降采樣倍數(shù)后需要通過仿真來決定補償系數(shù)?？梢灾谎a償感興趣的頻譜，減少運算量。

本發(fā)明方法使用過采樣技術提高帶內信號的信噪比，降低adc的精度需求，降低系統(tǒng)成本，同時可以降低采樣率轉換的運算量，通過先降采樣再加少量點數(shù)的fft(本實施例中是32點)來計算基波頻率，在保證頻率分辨率的前提下，大大降低了計算復雜度，并提高了基波頻率計算的準確度，同時通過降采樣技術來降低緩存的占用。由于基波頻率變化緩慢，本發(fā)明在計算準同步采樣率時先用加窗fft計算基波頻率，不用同步采樣，再根據(jù)基波頻率推算準同步采樣率，接著用準同步fft的方法可以快速計算諧波。

對所公開的實施例的上述說明，使本領域專業(yè)技術人員能夠實現(xiàn)或使用本發(fā)明。對這些實施例的多種修改對本領域的專業(yè)技術人員來說將是顯而易見的，本文中所定義的一般原理可以在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下，在其它實施例中實現(xiàn)。因此，本發(fā)明將不會被限制于本文所示的實施例，而是要符合與本文所公開的原理和新穎特點相一致的最寬范圍。