本發(fā)明屬于集成電路
技術(shù)領(lǐng)域：
，涉及一種cmos反相器mos閾值電壓的測量方法，可用于數(shù)字電路設(shè)計和仿真中閾值電壓的提取和分析。
背景技術(shù)：
：反相器是將輸入信號的相位反轉(zhuǎn)180度的電路。常見反相器有兩種，分別是ttl非門和cmos(complementarymetaloxidesemiconductor，互補金屬氧化物半導(dǎo)體)反相器。ttl非門的輸入結(jié)構(gòu)和輸出結(jié)構(gòu)均由半導(dǎo)體三極管和電阻構(gòu)成。cmos反相器由兩個增強型mos(metaloxidesemiconductor金屬氧化物半導(dǎo)體)組成，分別為nmos(n-metal-oxide-semiconductor，n型金屬氧化物半導(dǎo)體)和pmos(p-metal-oxide-semiconductor，p型金屬氧化物半導(dǎo)體)。cmos反相器較ttl反相器功耗小、抗干擾性強、工作電壓范圍更廣，因此廣泛的用于數(shù)字電路系統(tǒng)設(shè)計中。mos的閾值電壓是使源端半導(dǎo)體表面達到強反型的柵壓，是區(qū)分mos器件導(dǎo)通電壓和截止電壓的分界點。目前，閾值電壓的測量方法主要有兩大類：一類是基于mos電流和電壓關(guān)系式的測量方法，如恒定電流法、線性外推法、二階導(dǎo)數(shù)法等。另一類是基于mos器件的電學(xué)特性，設(shè)計特定的測量電路完成閾值電壓的測量。cmos反相器內(nèi)部，由于nmos和pmos的柵極和漏極對接，除非破壞cmos反相器的外部封裝，否則僅通cmos反相器的輸入端和輸出端無法測量nmos和pmos各自的電壓和電流，因此基于電流和電壓關(guān)系式的測量方法對cmos反相器mos閾值電壓的測量不適用。而基于mos器件電學(xué)特性的特定測量電路，通常是針對單個mos器件設(shè)計的測量電路。目前，基于mos器件電學(xué)特性的測量方法主要有以下幾種：1、通過待測器件的應(yīng)力態(tài)和測量態(tài)來計算待測器件的閾值電壓。測量單個待測mos在應(yīng)力態(tài)和測量態(tài)下與參照晶體管的輸出電壓差，計算得到單個待測mos的閾值電壓。例如，專利授權(quán)號為cn103576065b，名稱為“一種晶體管閾值電壓的測試電路”的中國專利，公開了一種閾值電壓測試方法，該方法通過在公開的測試電路中加入開關(guān)電路，測量開關(guān)電路控制待測器件在電路處于斷路時的應(yīng)力狀態(tài)和測試電路通路時的測量狀態(tài)，計算得到待測器件的閾值電壓。該方法的可操作性高，易于工程實現(xiàn)，但是如果要測量cmos反相器內(nèi)部nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓，需分別單獨測量nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓，測量效率低，并且依賴的電路設(shè)計復(fù)雜，測量時間較長。2、通過設(shè)計一種可以從外部改變電路工作條件的電路來測量mos的閾值電壓。測量單個待測mos對電容的充電時間，計算得到單個待測mos的漏電流，進而計算得到單個待測mos的閾值電壓。例如，專利授權(quán)號為cn103323763b，名稱為“一種測量閾值電壓和飽和漏電流退化電路”的中國專利，公開了一種閾值電壓的測量方法，通過測量鋸齒波的周期，帶入電容的計算公式，得到mos飽和漏電流的退化值，將該值帶入mos飽和區(qū)的電流電壓公式，得到了mos的閾值電壓。該方法測量準確度較高，但是如果要測量cmos反相器內(nèi)部nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓，則需分別單獨測量nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓，測量效率低。上述現(xiàn)有技術(shù)只能分別測量nmos和pmos的閾值電壓，對于已封裝的cmos反相器，分別測量nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓的方法測量效率低，且不易于工程實現(xiàn)。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的在于克服上述現(xiàn)有技術(shù)存在的不足，提供了一種cmos反相器mos閾值電壓的測量方法，用于解決現(xiàn)有技術(shù)無法同時測量已封裝cmos反相器內(nèi)部nmos閾值電壓和pmos閾值電壓的技術(shù)問題。為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取的技術(shù)方案包括如下步驟：(1)直流電壓源為cmos反相器施加直流電壓vdd，同時信號發(fā)生器為cmos反相器施加脈沖信號；(2)雙通道示波器同時采集cmos反相器的輸入電壓vin和輸出電壓vout；(3)利用輸入電壓vin和輸出電壓vout，繪制cmos反相器一個周期的靜態(tài)電壓傳輸曲線c；(4)計算靜態(tài)電壓傳輸曲線c轉(zhuǎn)換點vsp的增益v；(5)繪制轉(zhuǎn)換點增益直線f(x)：在靜態(tài)電壓傳輸曲線c上繪制一條通過轉(zhuǎn)換點vsp、且斜率等于轉(zhuǎn)換點vsp增益v的直線，得到轉(zhuǎn)換點增益直線f(x)；(6)計算轉(zhuǎn)換點增益直線f(x)與靜態(tài)電壓傳輸曲線c重合區(qū)間的端點：當(dāng)x∈[0,vsp]時，將增益直線f(x)與靜態(tài)電壓傳輸曲線c的第一個重合點作為上端點p；當(dāng)x∈(vsp,vdd]時，將增益直線f(x)與靜態(tài)電壓傳輸曲線c的分離點作為下端點n；(7)獲取nmos的閾值電壓vthn和pmos的閾值電壓vthp：通過重合區(qū)間的上端點p作一條斜率為1的上分隔直線lp(x)，通過重合區(qū)間的下端點n，作一條斜率為1的下分隔直線ln(x)，上分隔直線lp(x)與縱坐標正半軸的交點的負值為pmos的閾值電壓，下分隔直線ln(x)與橫坐標正半軸的交點為nmos的閾值電壓。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下優(yōu)點：1.本發(fā)明使用雙通道示波器直接采集待測cmos反相器兩端的電壓，通過對待測cmos反相器靜態(tài)電壓傳輸曲線的分析和計算，實現(xiàn)pmos閾值電壓和nmos閾值電壓的同時提取，減少了工作量，縮短了測量時間，與現(xiàn)有的閾值電壓測量技術(shù)相比，有效地提高了測量效率。2.本發(fā)明使用雙通道示波器直接采集待測cmos反相器兩端的電壓，與現(xiàn)有技術(shù)中需要額外為被測器件增加鏡像電路相比，降低了成本，并易于工程實現(xiàn)。3.本發(fā)明采用對待測cmos反相器靜態(tài)電壓傳輸曲線的分析和計算實現(xiàn)pmos閾值電壓和nmos閾值電壓的提取，與現(xiàn)有技術(shù)中只適用于特定寬長比的mos器件閾值電壓測量方法相比，具有通用性強的優(yōu)點。附圖說明圖1為本發(fā)明適用的測量電路圖；圖2為本發(fā)明的實現(xiàn)流程框圖；圖3為本發(fā)明的靜態(tài)電壓傳輸曲線、轉(zhuǎn)換點增益直線、上分隔直線和下分隔直線的曲線關(guān)系圖。具體實施方式以下結(jié)合附圖和具體實施例，對本發(fā)明作進一步詳細說明。本實施例中的cmos反相器以fds8960c為例。參照圖1，一種cmos反相器mos閾值電壓的測量方法適用的電路，包括待測cmos反相器、信號發(fā)生器、負載電阻、雙通道示波器以及直流電源。其中，直流電源用于提供直流電壓；信號發(fā)生器，用于產(chǎn)生穩(wěn)定的脈沖信號；雙通道示波器，用于同時采集被測cmos反相器的輸入信號和輸出信號；將fds8960c中nmos的柵極和pmos的柵極對接，nmos的漏極和pmos的漏極對接，nmos的源極接地，組成待測cmos反相器；待測cmos反相器的輸入端連接信號發(fā)生器；待測cmos反相器的輸出端連接負載電阻r；待測cmos反相器的輸入端連接雙通道示波器的第一端口，待測cmos反相器的輸出端連接雙通道示波器的第二端口；待測cmos反相器的電源端連接直流電源。參照圖2，一種cmos反相器mos閾值電壓的測量方法，包括如下步驟：步驟1，直流電壓源為cmos反相器施加直流電壓vdd，同時信號發(fā)生器為cmos反相器施加脈沖信號。cmos反相器是將輸入信號的相位反轉(zhuǎn)180度的電路，電路正常工作的條件是電源電壓vdd需大于nmos閾值電壓和pmos閾值電壓絕對值之和。本實施例中，直流電源為cmos反相器提供高電平vdd＝5.0v。本實施例中，信號發(fā)生器產(chǎn)生一個周期的脈沖信號,tr(risingtime上升時間)為100us，tf(fallingtime下降時間)為100us，pw(pulsewidth脈沖寬度)為200us，per(period周期)為600us。步驟2，雙通道示波器同時采集cmos反相器的輸入電壓vin和輸出電壓vout。同時采集cmos反相器兩端的電壓，可以獲得該cmos同一時刻的輸入電壓vin和輸出電壓vout，進而得到輸入電壓和輸出電壓一一對應(yīng)的數(shù)值關(guān)系。雙通道示波器同時采集輸入電壓vin和輸出電壓vout，并將采集到的信號離散化，離散化隔間為0.1ns，得到下表1所示的部分輸入電壓和輸出電壓序列：表1輸入電壓vin輸出電壓vout5.000e+0002.324e-0084.999e+0002.323e-008……2.373e+0002.371e+0002.372e+0002.372e+000……4.999e+0005.671e-007步驟3，利用輸入電壓vin和輸出電壓vout，繪制cmos反相器一個周期的靜態(tài)電壓傳輸曲線c。靜態(tài)電壓傳輸是以輸入電壓vin作為橫軸，以輸出電壓vout作為縱軸，表征反相器電壓傳輸特性的曲線。由于輸入的脈沖電壓是周期性的，故只繪制一個周期的靜態(tài)電壓傳輸曲線。步驟4，計算靜態(tài)電壓傳輸曲線c轉(zhuǎn)換點vsp的增益v，計算公式為：其中，dvout是輸出電壓vout的導(dǎo)數(shù)，dvin是輸入電壓vin的導(dǎo)數(shù)，gmn是nmos的跨導(dǎo)，gmp是pmos的跨導(dǎo)，goupn是nmos的輸出跨導(dǎo)，goupp是pmos的輸出跨導(dǎo)。轉(zhuǎn)換點vsp的定義為輸入電壓vin和輸出電壓vout數(shù)值相等的點。轉(zhuǎn)換點vsp一定處于cmos反相器的飽和區(qū)。mos器件飽和區(qū)的電流電壓關(guān)系式：其中idn是nmos的漏源電流，idp是pmos的漏源電流。因為在cmos反相器中，nmos和pmos是串聯(lián)的，且nmos和pmos的漏源電流是等大反向的。根據(jù)電流的關(guān)系式可以得到在該區(qū)間內(nèi)輸入電壓和輸出電壓的關(guān)系式：其中vin是輸入電壓，vdd是電源電壓，vthn是nmos的閾值電壓，vthp是pmos的閾值電壓，βn是nmos的跨導(dǎo)系數(shù)，βp是pmos的跨導(dǎo)系數(shù)。根據(jù)公式可知，飽和區(qū)，輸出電壓與輸出電壓不存在依賴關(guān)系。理想情況下，整個飽和區(qū)所有點的增益都應(yīng)相等并趨于無窮大。實際上由于器件的不完全對稱等因素存在，飽和區(qū)的增益實際上是有限的。計算出的轉(zhuǎn)換點的增益即為該器件真實的飽和區(qū)增益。本實施例中，轉(zhuǎn)換點vsp的坐標為(2.372,2.372)，轉(zhuǎn)換點vsp的增益v＝-55.0。步驟5，繪制轉(zhuǎn)換點增益直線f(x)：在靜態(tài)電壓傳輸曲線c上繪制一條通過轉(zhuǎn)換點vsp、且斜率等于轉(zhuǎn)換點vsp增益v的直線，得到轉(zhuǎn)換點增益直線f(x)；轉(zhuǎn)換點增益直線f(x)是輸入電壓的函數(shù)。在飽和區(qū)，因為輸入電壓vin和輸出電壓vout沒有依賴關(guān)系，理想情況下該直線是一條垂直于橫軸的直線。實際上，由于飽和區(qū)所有點的增益都相等，并且該直線的斜率等于飽和區(qū)中轉(zhuǎn)換點vsp增益v，因此該直線是經(jīng)過飽和合區(qū)的所有點的一條直線。本實施例中，增益直線的表達式為：f(x)＝-55(vin-2.372)+2.372步驟6，計算轉(zhuǎn)換點增益直線f(x)與靜態(tài)電壓傳輸曲線c重合區(qū)間的端點：當(dāng)x∈[0,vsp]時，將增益直線f(x)與靜態(tài)電壓傳輸曲線c的第一個重合點作為上端點p；當(dāng)x∈(vsp,vdd]時，將增益直線f(x)與靜態(tài)電壓傳輸曲線c的分離點作為下端點n；因為該增益直線是過飽和區(qū)所有點的直線，而飽和區(qū)的點也是靜態(tài)電壓傳輸曲線上的點。對于同一個點，在同一個坐標系下，過該點的直線和過該點的曲線，橫坐標和縱坐標是一一對應(yīng)的。當(dāng)f(vin)＝vout時，即可判斷該點一定是飽和區(qū)中的點。而cmos反相器其他工作區(qū)的點，由于輸入電壓和輸出電壓不滿足飽和區(qū)的工作特性，故不在該增益直線上，因此f(vin)≠vout。重合點應(yīng)滿足的條件為：f(vin)＝vout，(vin,vout)∈c且vin∈[0,vsp]其中，(vin,vout)是靜態(tài)電壓傳輸曲線c上的點。分離點應(yīng)滿足的條件為：f(vin)≠vout，(vin,vout)∈c且vin∈(vsp,vdd]本實施例中，vin∈[0,2.372]時，第一個重合點的坐標為(2.329,4.118)，即重合區(qū)上端點p的坐標為(2.329,4.118)；vin∈(2.372,5.0]時，分離點的坐標為(2.408,0.383)，即重合區(qū)下端點n的坐標為(2.408,0.383)。步驟7，獲取nmos的閾值電壓vthn和pmos的閾值電壓vthp。參照圖3，通過靜態(tài)電壓傳輸曲線c與轉(zhuǎn)換點增益直線f(x)重合區(qū)間的上端點p作一條斜率為1的上分隔直線lp(x)，通過靜態(tài)電壓傳輸曲線c與轉(zhuǎn)換點增益直線f(x)重合區(qū)間的下端點n，作一條斜率為1的下分隔直線ln(x)。上分隔直線lp(x)與縱坐標正半軸的交點的負值為pmos的閾值電壓，下分隔直線ln(x)與橫坐標正半軸的交點為nmos的閾值電壓；由于cmos飽和區(qū)中，nmos和pmos的電流是等大反向的，故而該區(qū)域內(nèi)cmos的輸入電壓vin與輸出電壓vout沒有依賴關(guān)系，此時的nmos和pmos的柵區(qū)、漏區(qū)都進入預(yù)夾斷狀態(tài)，nmos和pmos同時恒流導(dǎo)通，則此時nmos飽和區(qū)的電壓關(guān)系為：vthn≤vgsn＜vdsn+vthn其中vgsn是nmos的柵源電壓，vdsn是nmos的漏源電壓，vthn是nmos的閾值電壓。此時pmos飽和區(qū)的電壓關(guān)系式為：vthp≥vgsp＞vdsp+vthp其中vgsp是pmos的柵源電壓，vdsp是pmos的源漏電壓，vthp是pmos的閾值電壓。因為在cmos反相器中，nmos和pmos的柵極相連，故有：vgsn＝vgsp＝vin因為在cmos反相器中，nmos和pmos的漏極相連，故有：vdsg＝vgsp＝vout將nmos和pmos飽和區(qū)的電壓關(guān)系式合并可以得到：vin-vthn≤vout＜vin-vthp因此在cmos反相器的飽和區(qū)里，輸出電壓是輸入電壓的一次函數(shù)，并且在vin＝vthn時，輸出電壓vout取最小值，在vin＝vthp時，輸出電壓vout取最大值。討輪輸出電壓vout取最小值的情況：vout＝vin-vthn該表達式畫在靜態(tài)電壓傳輸曲線c中是一條經(jīng)過點(vthn,0)且斜率為1的直線。該直線的物理意義是nmos從截止?fàn)顟B(tài)進入飽和狀態(tài)，pmos從線性狀態(tài)進入飽和狀態(tài)的分界線，因此該直線與靜態(tài)電壓傳輸曲線的交點即為cmos反相器飽和區(qū)的上端點p。同理，討論輸出電壓vout取最大值的情況：vout＝vin-vthp該表達式畫在靜態(tài)電壓傳輸曲線c中是一條經(jīng)過點(0,-vthp)且斜率為1的點直線。該直線的物理意義是nmos從飽和狀態(tài)進入線性狀態(tài)，pmos從飽和狀態(tài)進入截止?fàn)顟B(tài)的分界線，因此該直線與靜態(tài)電壓傳輸曲線的交點即為cmos反相器飽和區(qū)的下端點n。本實施例中，上分隔直線lp(x)的表達式為：lp(x)＝x+1.789下分隔直線ln(x)的表達式為：ln(x)＝x-2.025上分隔直線lp(x)與縱軸正半軸的交點為1.789，pmos的閾值電壓為交點的負值，即pmos的閾值電壓為-1.789v。下分隔直線ln(x)與橫軸正半軸的交點為2.026，則nmos的閾值電壓即為2.026v。本實施例采用的cmos反相器是由fds8960c雙mos管構(gòu)成的。參考fds860c的數(shù)據(jù)手冊，官方給出在nmos的閾值電壓參考值為2v，pmos的閾值電壓參考值為-1.8v。為進一步說明本文方法的優(yōu)點，本文采用目前測量閾值電壓最廣泛使用的線性外推法分別對該nmos和pmos做了測量。結(jié)果對比如表2所示：表2官方數(shù)據(jù)手冊線性外推法本發(fā)明方法nmos閾值電壓2v2.1v2.025vpmos閾值電壓-1.8v-1.9v1.789v由上表可知，本文的方法測量精度高，更接近數(shù)據(jù)手冊提供的參考值，且誤差在2％以內(nèi)，證明本方法真實可靠，可用性高。以上描述僅是本發(fā)明的一個具體實例，顯然對于本領(lǐng)域的專業(yè)人員來說，在了解了本
發(fā)明內(nèi)容和原理后，都可能在不背離本發(fā)明原理、結(jié)構(gòu)的情況下，進行形式和細節(jié)上的各種修正和改變，但是這些基于本發(fā)明思想的修正和改變?nèi)栽诒景l(fā)明的權(quán)利要求保護范圍之內(nèi)。當(dāng)前第1頁12