專利名稱：數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種電鍍電源，具體是指一種數(shù)字化的大功率高頻軟開關(guān)電鍍電源。
背景技術(shù)：
傳統(tǒng)的電鍍電源主要以硅整流或晶閘管整流式為主，整流式電源比較可靠，技術(shù)上比較成熟，但設(shè)備體積龐大，笨重、能耗高、效率低，而且動態(tài)特性較差。較先進(jìn)的硬開關(guān)逆變器，體積小、效率高，技術(shù)含量較高、附加值高，但器件的工作環(huán)境比較惡劣，開關(guān)損耗大，高次諧波會造成電網(wǎng)污染，需吸收緩沖電路，逆變頻率的提高也受到限制。具體來說，大功率電鍍電源主要存在以下幾個方面的問題(1)可靠性問題 由于電鍍電源的使用環(huán)境惡劣，對其可靠性的要求很高。目前，普通電鍍電源由于其工作在潮濕、酸性環(huán)境下，且電磁干擾、偏磁等原因，特別是在大功率情況下，電源存在可靠性不夠的問題。
(2)諧波干擾 目前，市場上的高頻電鍍電源基本為硬開關(guān)工作方式，在開關(guān)過程中產(chǎn)生的諧波會回饋電網(wǎng)，對電網(wǎng)造成污染；同時還會造成嚴(yán)重的電磁干擾。
(3)電鍍電源的控制性能 在電鍍操作中，需要對電鍍電源的輸出電壓和輸出電流進(jìn)行調(diào)節(jié)。傳統(tǒng)的電鍍電源控制操作的可控性差、動態(tài)響應(yīng)速度較差，導(dǎo)致電鍍工藝質(zhì)量問題。
(4)功率因數(shù)問題 硬開關(guān)工作的電源裝置，其工作波形都存在畸變，還存在高次揩波，降低了功率因數(shù)。
(5)高頻功率變壓器傳遞功率大，溫升嚴(yán)重，限于磁性材料生產(chǎn)水平以及電源生產(chǎn)成本，磁性材料窗口和有效導(dǎo)磁面積不可能太大，增加了變壓器結(jié)構(gòu)設(shè)計、熱設(shè)計及電氣設(shè)計的技術(shù)難度。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明就是為了解決上述現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足之處，提供一種抗干擾能力強(qiáng)，實現(xiàn)全范圍軟開關(guān)的數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源。
上述發(fā)明目的可通過以下的技術(shù)措施來實現(xiàn)一種全數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源，包括電磁兼容電路、整流濾波電路、移相式全橋軟開關(guān)逆變電路、高頻功率變壓器、磁開關(guān)、次級高頻整流濾波電路和基于DSP的全數(shù)字化控制電路，電磁兼容電路、整流濾波電路、移相式全橋軟開關(guān)逆變電路、高頻功率變壓器之間的輸出/輸入端依次串接，磁開關(guān)串接在高頻功率變壓器的次級輸出端與次級高頻整流濾波電路輸入端之間，DSP數(shù)字化控制電路的脈寬調(diào)制控制信號輸出連接全橋軟開關(guān)逆變電路的控制端；三相工頻交流電經(jīng)過電磁兼容電路處理、整流濾波后變成平滑直流電，作為全橋軟開關(guān)逆變電路的母線電壓；由DSP數(shù)字化控制電路控制使逆變電路在零電壓下開通和關(guān)斷，從而得到25KHz的高頻高壓電，再經(jīng)高頻功率變壓器變壓、磁開關(guān)和次級高頻整流濾波環(huán)節(jié)濾波后，獲得適合電鍍工藝需要的零到十二伏的直流電壓輸出。
本發(fā)明中所述高頻功率變壓器由兩個高頻變壓器連接而成，兩高頻變壓器的初級串聯(lián)、次級并聯(lián)，以拓寬電源功率輸出能力。
本發(fā)明所述高頻功率變壓器與DSP數(shù)字化控制電路中相應(yīng)的采樣接口之間設(shè)有內(nèi)環(huán)電流檢測反饋回路，該電流采樣高頻功率變壓器原邊繞組的峰值電流。所述電源的最后輸出端與DSP數(shù)字化控制電路中相應(yīng)的采樣接口之間設(shè)有外環(huán)輸出電流平均值檢測反饋回路和外環(huán)輸出電壓檢測反饋回路。這些反饋回路調(diào)節(jié)DSP數(shù)字化控制電路的脈寬調(diào)制控制信號(PWM)的輸出，控制電源正常工作。
本發(fā)明設(shè)有溫度過熱保護(hù)電路，過熱保護(hù)電路與DSP數(shù)字化控制電路中相應(yīng)的中斷信號輸入接口相連，溫度過熱保護(hù)電路中的溫度傳感器安裝于高頻功率變壓器的散熱器和次級繞組上。本發(fā)明還設(shè)有過流保護(hù)電路，過流保護(hù)電路與DSP數(shù)字化控制電路中相應(yīng)的中斷信號輸入接口相連，過流保護(hù)電路的采樣電流為高頻功率變壓器原邊繞組的峰值電流和電源的最后輸出電流。以提高電源的可靠性和工藝適應(yīng)性。
本發(fā)明DSP數(shù)字化控制電路采用TMS2407A的控制芯片和EXB841驅(qū)動芯片，更利于為數(shù)字化控制提供接口和平臺。
電鍍電源中DSP數(shù)字化控制電路的脈寬調(diào)制控制信號輸出方法，利用DSP中利用其中一個定時器A為超前橋臂的PWM輸出計數(shù)，另一個定時器B為滯后橋臂的PWM輸出計數(shù)，這兩個定時器的周期寄存器值相同；當(dāng)定時器A的計數(shù)值達(dá)到周期的一半時，即產(chǎn)生該定時器比較中斷，然后在中斷子程序中通過根據(jù)上次采樣的電壓或電流，再和給定值進(jìn)行比例積分運(yùn)算的結(jié)果來改變定時器B中的實時計數(shù)值，從而實現(xiàn)了定時器B所控制的PWM輸出相對于定時器A所控制的PWM輸出的滯后。
本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下有益效果1.本發(fā)明采用帶磁開關(guān)的全橋移相零電壓軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(如圖2所示)。在傳統(tǒng)的基本移相全橋零電壓逆變器的基礎(chǔ)上，在變壓器的次級串接了兩個飽和電感(磁開關(guān))，當(dāng)通過的伏秒數(shù)低(電流小)時，處于高阻關(guān)斷狀態(tài)，伏秒數(shù)超過一定值后，電感飽和，低阻導(dǎo)通。這樣可以在次極整流二極管共同導(dǎo)通的時間內(nèi)，既變壓器續(xù)流、非工作狀態(tài)內(nèi)，將變壓器次級與整流電路斷開，使變壓器保持為電感狀態(tài)，通過合理設(shè)置激磁電感和勵磁電流，獲得合適的勵磁能量，拓寬滯后橋臂開關(guān)管的軟開關(guān)范圍，從而減小環(huán)流損失和占空比丟失，使電源效率有較大改善；帶磁開關(guān)的移相式全橋逆變電路拓?fù)?，能實現(xiàn)全范圍零電壓軟開關(guān)。
2.本發(fā)明采用全數(shù)字化控制，提高了電鍍電源的抗干擾能力、自動化程度、為電鍍?nèi)詣踊瘜崿F(xiàn)提供了平臺；另外數(shù)字化控制為實現(xiàn)電鍍系統(tǒng)的智能化控制。通過利用過程控制，可以將整個電鍍的工藝流程集中在一起，從而大大地提高了電鍍工藝的自動化程度和精確性。
3.本發(fā)明通過內(nèi)環(huán)峰值電流控制模式和外環(huán)平均電流模糊控制相結(jié)合的雙閉環(huán)控制，大大改善了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)特性動特性及魯棒性，克服了偏磁現(xiàn)象。
4.本發(fā)明通過過溫、過流等多種有效保護(hù)措施，實現(xiàn)了對功率開關(guān)器件的實時監(jiān)控和保護(hù)，提高了電源可靠性和工藝適應(yīng)性。


圖1是本發(fā)明的原理整體框圖；圖2是本發(fā)明的主電路原理圖；圖3是DSP外圍控制電路原理圖；圖4是采樣的電壓、電流信號原理圖；圖5是驅(qū)動及驅(qū)動輔助電源電路原理圖；
圖6是DSP及運(yùn)放的輔助電源電路原理圖；圖7是各保護(hù)電路原理圖；圖8是鍵盤控制及LCD液晶顯示電路原理圖；圖9是本發(fā)明的控制流程框圖。
具體實施例方式
如圖1所示，包括電磁兼容電路、整流濾波電路、移相式全橋軟開關(guān)逆變電路、高頻功率變壓器、磁開關(guān)、次級高頻整流濾波電路和基于DSP的全數(shù)字化控制電路，電磁兼容電路、整流濾波電路、移相式全橋軟開關(guān)逆變電路、高頻功率變壓器之間的輸出/輸入端依次串接，磁開關(guān)串接在高頻功率變壓器的次級輸出端與次級高頻整流濾波電路輸入端之間，DSP數(shù)字化控制電路的脈寬調(diào)制控制信號輸出連接全橋軟開關(guān)逆變電路的控制端；三相工頻交流電經(jīng)過電磁兼容環(huán)節(jié)處理、整流濾波后變成平滑直流電，作為逆變環(huán)節(jié)的母線電壓(AC-DC)；由DSP的全數(shù)字化控制電路根據(jù)控制規(guī)則使逆變電路中開關(guān)管在零電壓下開通和關(guān)斷，從而得到25KHz的高頻高壓電(DC-AC)，再經(jīng)高頻變壓器環(huán)節(jié)變壓、磁開關(guān)環(huán)節(jié)和次級高頻整流濾波環(huán)節(jié)濾波后，獲得適合電鍍工藝需要的零到十二伏的直流電(AC-DC)。
如圖2所示，工頻電網(wǎng)給風(fēng)扇供電后接到整流模塊B1整流，壓敏電阻YM1-YM4用于吸收三相交流電及母線上的電壓尖峰，從而降低EMI的干擾。之后連接到主要由電感L1、電容C2、C3、C4、C5、電阻R1、R2構(gòu)成濾波環(huán)節(jié)濾成平滑直流電，再連接到主要由IGBT功率開關(guān)管VT1～VT4，諧振電容C6～C8構(gòu)成的全橋逆變環(huán)節(jié)，協(xié)助軟開關(guān)的實現(xiàn)，經(jīng)過逆變環(huán)節(jié)后的高頻(25KHz)方波信號經(jīng)由并聯(lián)的兩個高頻變壓器T1、T2構(gòu)成的高頻變壓環(huán)節(jié)降壓，兩高頻變壓器的初級串聯(lián)、次級并聯(lián)；降壓后經(jīng)過串接在每個變壓器次級磁開關(guān)LS1、LS2、LS3、LS4，再經(jīng)過由肖特基二極管D1～D16、續(xù)流二極管D17～D24、電感L2、電容C12、C13、C14、C15構(gòu)成的全波整流濾波環(huán)節(jié)之后輸出直流電，以上環(huán)節(jié)構(gòu)成功率主電路。
如圖3所示，數(shù)字處理芯片DSP TMSLF2407作為電鍍電源系統(tǒng)控制的核心，在本發(fā)明中DSP不僅代替了3875、3879等作為移相全橋控制的模擬控制芯片，并且系統(tǒng)的鍵盤輸入的控制以及LCD顯示都是由2407來完成。DSP的控制過程的實現(xiàn)見圖9。其中移相PWM輸出控制利用DSP中利用其中一個定時器A為超前橋臂的PWM輸出計數(shù)，另一個定時器B為滯后橋臂的PWM輸出計數(shù)，這兩個定時器的周期寄存器值相同。其實現(xiàn)過程是當(dāng)定時器A的計數(shù)值達(dá)到周期的一半時，即產(chǎn)生該定時器比較中斷，然后在中斷子程序中通過根據(jù)上次PI算法的結(jié)果來改變定時器B中的實時計數(shù)值，從而實現(xiàn)了定時器B所控制的PWM輸出相對于定時器A所控制的PWM輸出的滯后，從而構(gòu)成了PWM輸出。產(chǎn)生的PWM連接到圖5所示的4個驅(qū)動芯片(EXB841)的14、15管腳相連，驅(qū)動環(huán)節(jié)的輸出分別與逆變橋的四個開關(guān)管的G、E極相連，上述環(huán)節(jié)構(gòu)成電源驅(qū)動環(huán)節(jié)。
如圖4所示，利用圖2中的內(nèi)環(huán)電流檢測環(huán)節(jié)霍爾傳感器HALL1采樣到變壓器原邊的電流后，接到圖4中接口J10，經(jīng)過電感L3濾去共模干擾、電容C64濾除串模干擾后，再經(jīng)過運(yùn)放IC10二階濾波放大后送到DSP的AD采樣接口SAMPI1(見圖3)，以上完成對內(nèi)環(huán)電流的檢測。利用圖2中的外環(huán)平均電流檢測環(huán)節(jié)霍爾傳感器HALL2檢測到電源的輸出電流后，接到圖4接口J9，經(jīng)過電感L4濾共模干擾、電容C65濾除串模干擾后，再經(jīng)過運(yùn)放IC10二階濾波放大后送到DSP的AD采樣接口SAMPI2(見圖3)，以上完成了對電源輸出電流的檢測。通過圖2的電壓檢測表M1輸出的電壓信號接到接口J8、然后接到接口J8進(jìn)行濾除共模干擾，電容C66主要是用來濾除引入的串模干擾，然后通過運(yùn)放IC15組成的二階低通濾波器濾除信號中的高頻部分，然后再接到DSP的一組AD轉(zhuǎn)換接口SAMPU(見圖3)，根據(jù)采樣的電壓電流，再由DSP的算法便得出四路移相的PWM，由54、56、62、65腳輸出，然后經(jīng)過由一個與非門IC5、兩個與門IC6、IC7組成的防復(fù)位和程序死機(jī)而造成的直通的閉鎖電路(見圖3)。
如圖6所示，溫度傳感器直接安裝在散熱器和變壓器次級，然后連接到圖6的接口J13后經(jīng)過再傳送到DSP的自定義中斷XINT1，當(dāng)散熱片上溫度過高傳感器上兩個金屬片跳開，輸入到XINT1的信號由低變高，產(chǎn)生中斷，閉鎖PWM，顯示過熱保護(hù)。電流檢測(HALL2)檢測的輸出電流通過濾波放大后接到圖6中的Ipro，當(dāng)Ipro超過設(shè)定的限值，輸入到DSP的PDPINTA端的電壓由高變低，產(chǎn)生中斷，閉鎖PWM，顯示輸出過流保護(hù)。同理，電流檢測(HALL1)檢測的變壓器原邊電流接到圖中的接口J11，引入的電流值經(jīng)過整流后與設(shè)定值進(jìn)行比較，超過設(shè)定值輸入到DSP的XINT1的電壓由低變高，產(chǎn)生中斷，閉鎖PWM，顯示原邊電流保護(hù)。其中圖6中接口J12為升級所預(yù)留的保護(hù)或自檢功能。另外還設(shè)置由R0和接觸器S1組成的合閘保護(hù)環(huán)節(jié)，合閘保護(hù)采取了兩個措施，一是在初級支流母線側(cè)采用了LC濾波，串聯(lián)一個大的濾波電感，一方面限制電流的增長速度，另一方面改善初級電流波形，減少高次諧波，提高功率因數(shù)；另一個措施是采用延時，保證主電路先導(dǎo)通，控制電路后導(dǎo)通，還可以在啟動瞬間，防止誤觸發(fā)而損壞功率器件。
如圖7所示，該圖是DSP和運(yùn)放的電路所需的輔助電源環(huán)節(jié)。輔助電源的主要是由線形穩(wěn)壓電源產(chǎn)生的，由工頻變壓器得到的15和8V交流電被線形穩(wěn)壓電源7812、7805整成+12V、+5V的直流電。其中+12V為電路板模擬地部分電源，+5V為數(shù)字地部分電源。其中+5V電源由穩(wěn)壓IC1117整成適合DSP供電系統(tǒng)所需的+3.3V穩(wěn)壓電源。而由于DSP的AD轉(zhuǎn)換部分需要精確的參考電壓以提高AD轉(zhuǎn)換精度，所以利用高精密穩(wěn)壓ICTL431將+12V轉(zhuǎn)換成+3.3V的基準(zhǔn)電壓信號，同時通過一個射極跟隨器將該信號負(fù)載能力放大用于給AD轉(zhuǎn)換提供電源。
如圖8所示，該圖為LCD的接線圖和鍵盤的結(jié)構(gòu)圖。通過鍵盤和LCD液晶顯示即可實現(xiàn)對電源的各種控制和顯示功能。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源，其特征在于包括電磁兼容電路、整流濾波電路、移相式全橋軟開關(guān)逆變電路、高頻功率變壓器、磁開關(guān)、次級高頻整流濾波電路和基于DSP的全數(shù)字化控制電路，電磁兼容電路、整流濾波電路、移相式全橋軟開關(guān)逆變電路、高頻功率變壓器之間的輸出/輸入端依次串接，磁開關(guān)串接在高頻功率變壓器的次級輸出端與次級高頻整流濾波電路輸入端之間，DSP數(shù)字化控制電路的脈寬調(diào)制控制信號輸出連接全橋軟開關(guān)逆變電路的控制端；三相工頻交流電經(jīng)過電磁兼容電路處理、整流濾波后變成平滑直流電，作為全橋軟開關(guān)逆變電路的母線電壓；由DSP數(shù)字化控制電路控制使逆變電路在零電壓下開通和關(guān)斷，從而得到25KHz的高頻高壓電，再經(jīng)高頻功率變壓器變壓、磁開關(guān)和次級高頻整流濾波環(huán)節(jié)濾波后，獲得適合電鍍工藝需要的零到十二伏的直流電壓輸出。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源，其特征在于所述高頻功率變壓器由兩個高頻變壓器連接而成，兩高頻變壓器的初級串聯(lián)、次級并聯(lián)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源，其特征在于所述高頻功率變壓器與DSP數(shù)字化控制電路中相應(yīng)的采樣接口之間設(shè)有內(nèi)環(huán)電流檢測反饋回路，該電流采樣于高頻功率變壓器原邊繞組的峰值電流。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源，其特征在于所述電源的最后輸出端與DSP數(shù)字化控制電路中相應(yīng)的采樣接口之間設(shè)有外環(huán)輸出電流平均值檢測反饋回路和外環(huán)輸出電壓檢測反饋回路。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源，其特征在于設(shè)有溫度過熱保護(hù)電路，過熱保護(hù)電路與DSP數(shù)字化控制電路中相應(yīng)的中斷信號輸入接口相連，溫度過熱保護(hù)電路中的溫度傳感器安裝于高頻功率變壓器的散熱器和次級繞組上。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源，其特征在于設(shè)有過流保護(hù)電路，過流保護(hù)電路與DSP數(shù)字化控制電路中相應(yīng)的中斷信號輸入接口相連，過流保護(hù)電路的采樣電流為高頻功率變壓器原邊繞組的峰值電流和電源的最后輸出電流。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源，其特征在于DSP全數(shù)字化控制電路采用TMS2407A的控制芯片和EXB841驅(qū)動芯片。
8.權(quán)利要求1所述的電鍍電源中DSP數(shù)字化控制電路的脈寬調(diào)制控制信號輸出方法，其特征在于利用DSP中利用其中一個定時器A為超前橋臂的PWM輸出計數(shù)，另一個定時器B為滯后橋臂的PWM輸出計數(shù)，這兩個定時器的周期寄存器值相同；當(dāng)定時器A的計數(shù)值達(dá)到周期的一半時，即產(chǎn)生該定時器比較中斷，然后在中斷子程序中通過根據(jù)上次采樣的電壓或電流值，以及給定值進(jìn)行比例積分運(yùn)算得出的結(jié)果來改變定時器B中的實時計數(shù)值，從而實現(xiàn)了定時器B所控制的PWM輸出相對于定時器A所控制的PWM輸出的滯后。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種數(shù)字化高頻軟開關(guān)電鍍電源，包括電磁兼容電路、整流濾波電路、移相式全橋軟開關(guān)逆變電路、高頻功率變壓器、磁開關(guān)、次級高頻整流濾波電路和基于DSP的全數(shù)字化控制電路，DSP數(shù)字化控制電路的脈寬調(diào)制控制信號輸出連接全橋軟開關(guān)逆變電路的控制端，其他各電路的輸出/輸入端依次串接；三相工頻交流電經(jīng)過電磁兼容電路處理、整流濾波后變成平滑直流電，作為逆變電路的母線電壓；由DSP數(shù)字化控制電路使逆變電路在零電壓下開通和關(guān)斷，從而得到25KHz的高頻高壓電，再經(jīng)高頻功率變壓器變壓、磁開關(guān)和次級高頻整流濾波環(huán)節(jié)濾波后，獲得適合電鍍工藝需要的零到十二伏的直流電壓輸出。本發(fā)明抗干擾能力強(qiáng)，實現(xiàn)全范圍軟開關(guān)。
文檔編號G05F1/565GK1794553SQ20051010155
公開日2006年6月28日 申請日期2005年11月28日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月28日
發(fā)明者杜貴平, 陳立軍, 林仲帆, 李樹強(qiáng), 劉多亮, 李雄濤 申請人:廣州電器科學(xué)研究院