專利名稱：具有線性模式和開關模式的直流/直流轉換器控制器的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種直流/直流轉換器的控制器，特別是一種同時具有線性模式和開關模式的直流/直流轉換器的控制器。
背景技術：
目前，很多電子設備中都用道一個或多個直流/直流轉換器，例如掌上電腦、手機、個人助理(PDA)以及其他便攜的和不便攜的各種電子設備等等。直流/直流轉換器用來將一個輸入的直流電壓轉換成另一個校準的直流電壓，而在一般的電子設備里面，直流/直流轉換器則需要應付各種不同的負載，比如直流/直流轉換器的負載可能從一個相對低的負載變成一個相對高的負載。這種高低負載的差別可能來自于一個應用程序、系統(tǒng)或者是用戶的需要。
不同的直流/直流轉換器適合不同的負載。線性模式穩(wěn)壓器是直流/直流轉換器的一種，它更適合于低的負載。線性模式穩(wěn)壓器會監(jiān)控輸出電壓的變化并發(fā)出一個控制信號給晶體管，以保持輸出電壓在一個期望的數(shù)值。低壓降穩(wěn)壓器(LDO)是線性模式穩(wěn)壓器的一種，它能夠以相對低的壓降和相對低的噪聲給低的負載提供電能。開關模式穩(wěn)壓器是另一種直流/直流轉換器，這種穩(wěn)壓器通過轉變至少一個直流/直流轉換器的晶體管的開關來保持輸出電壓的恒定。這樣的開關模式穩(wěn)壓器可以在高負載情況下，以相對高的功率提供一個相對高的輸出電壓。
為了能夠滿足因環(huán)境不同而時高時低的負載要求，通常的做法是使用類似LDO的穩(wěn)壓器來滿足低負載的要求而使用另一個單獨的穩(wěn)壓器(比如一個直流/直流轉換器)以適應高的負載，根據(jù)環(huán)境的不同在兩個穩(wěn)壓器之間轉換。這種方法的缺陷是顯而易見的，它同時需要兩個穩(wěn)壓器，而且需要其他的元件來在這兩個穩(wěn)壓器之間轉換，這樣就增加了成本。
因此，需要一種同時具有線性模式和開關模式的直流/直流轉換器。

發(fā)明內(nèi)容
本實用新型提供了一種直流/直流轉換器的控制器，該控制器包括線性模式控制電路和開關模式控制電路。線性模式控制電路提供一個第一控制信號給直流/直流轉換器的晶體管，晶體管響應該第一控制信號工作在線性區(qū)，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。開關模式控制電路提供一個第二控制信號給直流/直流轉換器的晶體管，晶體管響應該第二控制信號工作在開關模式工作，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。線性模式控制電路和開關模式控制電路其中之一根據(jù)控制器接收到的使能信號控制晶體管。
本實用新型提供了一種直流/直流控制器。該直流/直流控制器包括至少一個晶體管和一個用來控制該晶體管的控制器。該控制器包括線性模式控制電路和開關模式控制電路。線性模式控制電路產(chǎn)生一個第一控制信號，晶體管響應該第一控制信號工作在線性區(qū)，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。開關模式控制電路產(chǎn)生一個第二控制信號，晶體管響應該第二控制信號工作在開關模式工作，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。線性模式控制電路和開關模式控制電路其中之一根據(jù)控制器接收到的使能信號控制晶體管。
本實用新型上述技術方案的有益效果在于，提供了包括一個線性模式控制電路和開關模式控制電路的控制器，使得傳統(tǒng)上需要的兩個控制器和兩個直流/直流轉換器變成只需要一個控制器和一個直流/直流轉換器，從而簡化了結構。控制器能夠在線性模式和開關模式之間切換，有效地利用了兩種模式的優(yōu)點。更具體地說，線性模式電路包括一個LOD電路，控制器就可以在輕負載情況下在LDO模式下工作，因此降低了噪聲。開關模式電路包括一個PWM電路，控制器就可以在重負載情況下，為直流/直流控制器的晶體管提供一個PWM信號，在PWM模式下工作。這樣，就可以在高負載情況下提供高的功率。另外，如果LOD電路僅僅在低負載情況下工作，就省去了昂貴且復雜的補償。


圖1所示為一個普通的使用直流/直流轉換器的電子設備的示意圖；圖2所示為本實用新型的一個直流/直流轉換器的示意圖；圖3所示為本實用新型的一個直流/直流轉換器的電路圖；圖4所示為比較器的輸入輸出信號示意圖；圖5所示為驅動器的示意圖；圖6所示為過壓/欠壓保護電路的示意圖；
圖7所示為產(chǎn)生使能信號電路的示意圖；圖8所示為另一個產(chǎn)生使能信號電路的示意圖；圖9所示為直流/直流轉換器的模擬效果圖；圖10所示為模擬效果圖在某一時間點的放大圖；圖11所示為模擬效果圖在另一時間點的放大圖；圖12所示為在線性模式和開關模式之間切換的流程圖。
具體實施方式
圖1所示的電子設備100包括一個電源102、一個直流/直流轉換器104和一個負載106。電子設備100可以是多種多樣的，比如筆記本電腦、手機、個人數(shù)字助理等等。電源102是一個類似電池的各種電源，比如一個鋰電池，它為直流/直流轉換器提供一個未穩(wěn)壓的直流電壓(Vin)。直流/直流轉換器為負載106提供一個穩(wěn)定的輸出直流電壓(Vout)。做為一個示意圖，圖1僅示出了一個直流/直流轉換器104和一個負載106，實際上電子設備100可以包含多個直流/直流轉換器以適應多個負載。
圖2所示為本實用新型的直流/直流轉換器104的示意圖。該直流/直流轉換器包含一個控制器2 01，用于控制至少一個晶體管Q1的狀態(tài)以控制直流/直流轉換器的輸出直流電壓。晶體管Q1可以是各種類型的晶體管。圖中控制器201包括一個線性模式控制電路202和一個開關模式控制電路204。這里所述的電路可以由例如單個或多個電子元器件、硬件電路、可編程電路、狀態(tài)機電路和/或存儲有指令的固件組成。無論是線性模式控制電路202還是開關模式控制電路204都可以在不同的、不相重復的時間間隔內(nèi)根據(jù)終端212的使能信號來控制晶體管Q1的狀態(tài)。
當使能信號為0，開關模式控制電路204將失效而不給晶體管Q1提供任何控制信號。相反，此時線性模式控制電路202將開始起作用，線性模式控制電路202響應使能信號，關閉開關SW來控制晶體管Q1的狀態(tài)。當開關SW關閉，線性模式控制電路202將給晶體管Q1提供一個第一控制信號(例如hdr_ldo)，晶體管Q1響應該第一控制信號開始工作在線性區(qū)，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。該第一控制信號可以是一個相應的電壓信號。
當使能信號為1，開關模式控制電路204開始起作用，同時發(fā)出一個第二控制信號給晶體管Q1。此時倒相器209的輸出將變?yōu)?，開關SW打開，這樣線性模式控制電路將不再起作用。當晶體管Q1接收到來自開關模式控制電路204發(fā)出的第二控制信號之后，晶體管Q1開始通過ON和OFF的轉換來控制直流/直流轉換器的輸出電壓。一個代表當前輸出電壓的反饋信號被提供給線性模式控制電路202和開關模式控制電路204，線性模式控制電路202和開關模式控制電路204通過將反饋信號和參考電壓做比較，發(fā)出第一控制信號和第二控制信號。
圖3中的直流/直流轉換器104a對圖2中直流/直流轉換器104進行了細化?？刂破?01a包括一個低壓將穩(wěn)壓器(LOD)電路202a，用來實現(xiàn)線性模式控制電路202的功能；還包括一個脈寬調制(PWM)電路204a，用來實現(xiàn)開關模式控制電路204的功能。作為一個實施例，圖3所示的脈寬調制電路204a實現(xiàn)的是一個電壓控制模式異步PWM控制器的功能。開關模式控制電路204也可包括其他類型的控制器，例如電流控制模式控制器、同步控制器或者脈沖頻率調制控制器等等，當然也不限于此。晶體管Q1可以是一個P型金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)或者PMOS管，根據(jù)狀態(tài)信號(en)的不同，利用自己的門電極接收來自LOD電路202a的第一控制信號或者來自PWM電路204a的第二控制信號。
當使能信號為0，驅動器316變成高阻狀態(tài)，此時PWM電路204a失去作用。LOD電路202a則通過關閉開關SW，將控制信號(hdr_ldo)發(fā)送給PMOS晶體管Q1的控制終端。LOD電路202a發(fā)出的控制信號(hdr_ldo)可以是一個模擬電壓信號，晶體管Q1響應該控制信號，從而工作在線性區(qū)，通過控制電流的多少來調整輸出電壓Vout。晶體管Q1在LOD電路202a的控制之下工作在線性區(qū)，直流/直流穩(wěn)壓器將方便的輸出一個非常低波紋的電壓，同時控制器201a也消耗的一個低的靜態(tài)電流。
LOD電路202a包括一個放大器322用于誤差放大。放大器322的倒相輸入端接收一個代表當前輸出電壓Vout的反饋信號。反饋信號包括一個電壓值V1，它是通過由電阻Rb1和Rb2組成的電阻網(wǎng)絡328對Vout進行分壓而得來的。放大器322的非倒相輸入端接收一個參考電壓信號，該參考電壓可以有多種來源，舉個例子，比如能帶隙電路。
直流操作時，放大器322對參考電壓信號和電壓值V1的差值進行誤差放大，通過關閉的開關SW發(fā)出一個適當?shù)妮敵隹刂菩盘?hdr_ldo)給晶體管Q1。晶體管Q1響應該控制信號，工作在線性區(qū)，同時通過調整輸出電壓Vout，盡可能使電壓誤差信號緊接于零。
舉個例子，如果終端336處的輸出電壓Vout超過了預期的電壓值，相應的反饋電壓值V1也會增大。此時，放大器322的兩個輸入端將會有電壓差，該電壓差使得放大器322輸出一個控制信號(hdr_ldo)給晶體管Q1，晶體管Q1將降低電流以降低輸出電壓Vout。相反的，如果終端336處的輸出電壓Vout低于預期的電壓值，相應的反饋電壓值V1也會降低。該電壓差使得放大器322輸出一個控制信號(hdr_ldo)給晶體管Q1，晶體管Q1將增大電流以增大輸出電壓Vout。
當使能信號為1，驅動器316將導通，PWM電路204a發(fā)出的PWM控制信號(hdl)將得以傳送給晶體管Q1。此時倒相器209的輸出將變?yōu)?，開關SW打開，這樣從LOD電路202a發(fā)出的控制信號(hdr_ldo)將被有效地阻止。POMS晶體管Q1響應PWM控制信號(hdl)開始循環(huán)通過ON和OFF的轉換來調整輸出電壓。因此當使能信號為1時，控制器201a的以PWM控制器的方式工作，而PMOS晶體管Q1在晶振314發(fā)出的斜坡信號的作用下，類似于一個有確定頻率的開關，能夠提供大于90％的高效率。
PWM電路204a包括一個誤差放大器310、一個產(chǎn)生斜坡信號的晶振314、一個比較器312、一個補償電容Cc和電阻Rc以及一個驅動器316。誤差放大器310的倒相輸入端接收一個表示當前終端336處的輸出電壓的反饋信號，非倒相輸入端接收一個來自終端334的參考電壓信號，誤差放大器310根據(jù)他們之間的差值產(chǎn)生一個比較信號。比較器312的非倒相輸入端接收該比較信號，倒相輸入端接收一個來自晶振314的斜坡信號，比較器312產(chǎn)生一個基于該比較信號和斜坡信號的交叉點的占空比的輸出PWM信號342(pwm_in)。
控制器201a還可以包括一個過壓/欠壓保護電路326，用來保護直流/直流轉換器以防止過壓或者欠壓狀態(tài)的產(chǎn)生?？刂破?01a還可以包括一個軟啟動電路332。
圖4所示為輸入到比較器312的非倒相輸入端的比較信號402和輸入到比較器312的倒相輸入端的斜坡信號404(來自于圖3中的晶振314)。隨著比較信號402值的升高和降低，比較信號402和斜坡信號的交叉點隨之變化。比較器312輸出的結果pwm_in信號342的又一個脈沖寬度和一個基于該交叉點的占空比。當比較信號降低，pwm_in信號342的占空比就會降低，而當比較信號升高，pwm_in信號342的占空比就會提高。驅動器316接受pwm_in信號342，產(chǎn)生一個輸出PWM信號(hdr)給PMOS晶體管Q1，該輸出PWM信號(hdr)是pwm_in信號342的反轉信號，如圖4所示。
圖5所示為PWM電路204a中驅動器316的示意圖。驅動器316包括多個反向轉換器502、506、508、510、514、516、518、一個NOR門504，一個NAND門512和晶體管Q2、Q3。晶體管Q2可以是一個PMOS管，晶體管Q3可以是一個N型金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)或者NMOS管。
當使能信號為0，反向轉換器502的輸出為1。NOR門504的一個輸入為1，其輸出也為0。這樣，反向轉換器506的輸出則為1，而反向轉換器508的輸出為0，從而反向轉換器510的輸入為1。本實施例中晶體管Q2是一個PMOS管，PMOS管響應反向轉換器510的輸出1從而狀態(tài)變?yōu)镺FF。同時，當使能信號為0時，NAND門512的輸出為1，這樣反向轉換器514的輸出則為0，反向轉換器516的輸出為1，而反向轉換器518的輸入為0。本實施例中晶體管Q3是一個NMOS管，在反向轉換器518的作用下，晶體管Q3的狀態(tài)也是OFF。由于當使能信號為0時，提供hdr控制信號的一對晶體管PMOS晶體管Q2和NMOS晶體管Q3都是OFF，沒有輸出信號hdr給驅動器316a的終端522。因此，當使能信號為0時，驅動器316a將失去作用。換句話說，當使能信號為0時，驅動器316a將呈高阻狀態(tài)。
當使能信號為1，hdr信號將會是pwm_in信號的反轉信號，如圖4所示。pwm_in信號可能是0或者1。當pwm_in信號為1同時使能信號為1時，NOR門504的輸出為0，這樣，反向轉換器506的輸出則為1，而反向轉換器508的輸出為0，從而反向轉換器510的輸入為1。PMOS管響應反向轉換器510的輸出1從而狀態(tài)變?yōu)镺FF。同時，當pwm_in信號為1同時使能信號為1時，NAND門512的3個輸入都為1，這時其輸出為0。這就使得反向轉換器518的輸出為1，從而NMOS晶體管Q3的狀態(tài)為ON。
當pwm_in信號為0同時使能信號為1時，NAND門512的輸出為1，從而反向轉換器518的輸出為0，NMOS晶體管Q3響應反向轉換器518的輸出，其狀態(tài)變?yōu)镺FF。此時，NOR門504的3個輸入都為0，這樣NOR門504的輸出為1，從而反向轉換器510的輸入為0。PMOS管響應反向轉換器510的輸出從而狀態(tài)變?yōu)镺N。因此，當使能信號為1時，hdr信號將會是pwm_in信號的反轉信號，而當使能信號為0時，驅動器316a將失去作用。
圖6所示為圖3所示過壓/欠壓保護電路326的示意圖。通常，如果沒有檢測到過壓或著欠壓的情況，圖3中的comp和hdl_lod將不會被補償。當檢測發(fā)現(xiàn)有欠壓情況，comp將會被上拉而hdl_lod信號將會被下拉，從而抬高輸出電壓Vout。當檢測發(fā)現(xiàn)有過壓情況，comp將會被下拉而hdl_lod信號將會被上拉，從而壓低輸出電壓Vout。
過壓/欠壓保護電路326a包括兩個比較器602和604。欠壓比較器602對代表當前輸出電壓的反饋信號(fb)和一個欠壓閥值作比較。如果反饋信號高于欠壓閥值，比較器602輸出一個信號0；如果反饋信號等于或低于欠壓閥值，比較器602輸出一個信號1。同樣的，過壓比較器604對反饋信號和一個過壓閥值作比較。如果反饋信號低于過壓閥值，比較器604輸出一個信號0；如果反饋信號等于或高于過壓閥值，比較器604輸出一個信號1。
在工作期間，當使能信號為1(此時PWM電路204a有效)同時反饋信號高于欠壓閥值而低于過壓閥值，比較器602和604的輸出都為0。從而NAND門606的輸出為1。PMOS管Q4響應該信號，狀態(tài)變?yōu)镺FF。這時反向轉換器608的輸出為1，從而NAND門610的輸出為0。這樣，NMOS管Q5的狀態(tài)也變?yōu)镺FF。因此，在這種情況下將沒有任何補償提供給comp信號。
同樣在工作期間，當使能信號為0(此時LDO電路202a有效)同時反饋信號高于欠壓閥值而低于過壓閥值，比較器602和604的輸出都仍然為0。這樣，NOR門612的兩個輸入都為0，從而其輸出為1。PMOS管Q6響應該信號，狀態(tài)為OFF。這時NOR門620的輸出為0，NMOS管Q7響應該信號，狀態(tài)也為OFF。因此，在這種情況下將沒有任何補償提供給hdr_lod信號。
當使能信號為1(此時PWM電路204a有效)，同時反饋信號低于欠壓閥值，比較器602的輸出則為1。這時NAND門606的兩個輸入都為1，因而其輸出為0。PMOS管Q4響應該信號，狀態(tài)變?yōu)镺N從而上拉comp信號至comph。通過將信號comp信號上拉至comph，pwm_in信號的占空比將會變大，這樣就可以提高輸出電壓值和反饋電壓值。
當使能信號為1(此時PWM電路204a有效)，同時反饋信號高與過壓閥值，比較器604的輸出則為1。從而反向轉換器608的輸出為0。NAND門610的輸入一個為1一個為0，其輸出為1。NMOS管Q5響應該信號，狀態(tài)變?yōu)镺N，從而下拉comp信號至compl。通過將信號comp信號下拉至compl，pwm_in信號的占空比將會變小，這樣就可以降低輸出電壓值和反饋電壓值。
當使能信號為0(此時LDO電路202a有效)，同時反饋信號高與過壓閥值，比較器604的輸出則為1。NOR門612的輸入一個為1一個為0，其輸出為0。PMOS管Q6響應該信號，狀態(tài)變?yōu)镺N，從而上拉h(huán)dr_lod信號至hdr_lodh，這樣就可以降低輸出電壓值和反饋電壓值。
使能信號為0(此時LDO電路202a有效)，同時反饋信號低于欠壓閥值，比較器602的輸出則為1。由于D觸發(fā)器616的輸出QN也是1，因而NAND門618的輸出就為0。這樣，NOR門的兩個輸入都為0，其輸入為1。NMOS管Q7響應該信號，狀態(tài)變?yōu)镺N，從而下拉h(huán)dr_lod信號至hdr_lod1，這樣就可以提高輸出電壓值和反饋電壓值。
過壓/欠壓保護電路326a同樣可以實現(xiàn)控制器201的平滑變換，包括從線性模式切換到開關模式和從開關模式切換到線性模式。通常，在線性模式和開關模式的切換期間，反饋控制回路能夠足夠快的將輸出電壓Vout維持在過壓和欠壓閥值之間。然而，如果切換過程中伴隨的瞬時的大負載致使輸出電壓Vout高于過壓閥值或者低于欠壓閥值，控制器201將會利用過壓/欠壓保護電路326a強制comp或者hdr_lod信號達到某一電壓值并且工作在滯后工作模式。
“滯后”這一概念也可以用來描述比較器的工作。一個理想的比較器在兩個輸入相等的情況下(例如Vinp和Vinm)會在ON和OFF之間循環(huán)切換?！皽蟊容^器”可以避免比較器在這種情況下的振蕩?！皽蟊容^器”在兩個輸入相等的情況下，例如Vinp＝Vinm時，輸出為0，而在Vinp＝Vinm+ΔV的情況下輸出為1，這里的ΔV可以是Vinm的一小部分。
上面提到的“滯后工作模式”和滯后比較器的工作有點類似。舉個例子，當圖3所致直流/直流轉換器104a的被圖6所示的過壓/欠壓保護電路326a所控制，其輸出電壓Vout可能不會達到理想的設置電壓。而Vout有一個非零的峰峰值ΔV，ΔV的值由閥值確定ΔV＝ov_th-uv_th。
因此，過壓/欠壓保護電路326a可以對代表直流/直流轉換器輸出電壓的反饋電壓和過壓閥值作比較(例如通過圖6所示的比較器604)，也可以對代表直流/直流轉換器輸出電壓的信號和欠壓閥值作比較(例如通過圖6所示的比較器602)。當代表直流/直流轉換器輸出電壓的信號大于過壓閥值時，過壓/欠壓保護電路326a能夠使輸出電壓達到一個期望的電壓值。而當代表直流/直流轉換器輸出電壓的信號小于欠壓閥值時，過壓/欠壓保護電路326a也能夠使輸出電壓達到一個期望的電壓值。這就確保了在線性模式和PWM模式切換過程中，該輸出電壓保持在一個由過壓閥值和欠壓閥值定義的范圍之內(nèi)。
D觸發(fā)器616有一個重起信號(resetn)輸入。重起信號可以避免在軟起動過程中，輸出電壓從大約0伏特啟動并上升到校準輸出電壓過程中出錯。在這樣的軟起動情況下，初始的低輸出電壓可能會觸發(fā)NMOS管Q7變?yōu)镺N。D觸發(fā)器響應重起信號，QN管腳輸出為0，這樣NAND門618的輸出為1，而NOR門620的輸出為0，從而保持NMOS管Q7的狀態(tài)為OFF。因此，過壓/欠壓保護電路326a能夠在輸出電壓從大約0伏特啟動并上升到期望/校準輸出電壓過程中識別軟啟動狀態(tài)。過壓/欠壓保護電路326a還能夠有效地使比較器602在軟啟動狀態(tài)下停止工作，從而避免在軟啟動狀態(tài)下出錯。
使能信號可以由多種來源提供。圖7所示的使能信來源為一個微型控制器702。一旦用戶按下了電源按鈕704，微型控制器702就會被打開。
圖8所示為具體描述了另一個響應變化負載的使能信號的實施例。感應電阻802用于感應負載電流，其兩端的壓降和負載電流成比例。由于感應電阻的阻值非常小，其兩端的壓降也非常小，這就需要感應放大器804來對其進行放大，產(chǎn)生一個能代表負載電流的電壓值Vi1。比較器806對Vi1和一個參考電壓ref1進行比較，產(chǎn)生一個使能信號。如果Vi1大于參考電壓ref1，比較器806產(chǎn)生的使能信號為0；如果Vi1小于參考電壓ref1，比較器806產(chǎn)生的使能信號為1。換句話說，當負載是一個相對比較重的負載時控制器，控制器控制PWM電路204a來維持高功率；當負載是一個相對比較輕的負載時，控制器控制LDO電路202a來提供低噪聲輸出。
圖9所示為圖3所示的直流/直流轉換器104a的模擬結果。線條902表示使能信號(en)，線條904表示直流/直流轉換器的負載電流(從lmA到100mA)，線條906表示直流/直流轉換器的輸出電壓Vout，而線條908表示發(fā)送給PMOS管Q1控制終端的門驅動信號。在t0和t1期間，使能信號902為0，此時控制器201a工作在LOD模式，LDO電路202a提供門驅動信號給PMOS管Q1。在此期間，負載電流904相對較小，保持在1mA。而輸出電壓906則一直保持在3.3V。在此期間LDO電路202a發(fā)送給PMOS管Q1的門驅動信號908也一直保持穩(wěn)定。
t1時，使能信號由0變?yōu)?，指示晶體管由LOD模式切換到PWM模式，改由PWM電路204a代替LDO電路202a給PMOS管Q1提供門驅動信號。代表補償電容Cc電壓值的comp信號低于某一電壓值(例如1V)，在此情況下，產(chǎn)生的pwm_in信號342的占空比為0。同樣的，在t1和t1期間，產(chǎn)生的用于控制PMOS管Q1門的hdr信號為1。而在t1和t1期間，隨著負載電流的增大，輸出電壓906也隨之降低。
在t2時，comp信號達到了閥值(例如1V)，一旦comp信號達到了閥值，pwm_in信號342的占空比開始增大，這樣，在t2-t3期間內(nèi)，驅動器316產(chǎn)生的hdr信號產(chǎn)生振蕩(可參見圖10)。輸出電壓開始增大并慢慢接近期望的3.3V。在此期間，由于PMOS管Q1的循環(huán)開關。輸出電壓有一些波紋。
在t3時，使能信號由1變?yōu)?，指示控制器由PWM模式切換到LOD模式，改由LOD電路202a代替PWM電路204a給PMOS管Q1提供門驅動信號(例如hdr_lod信號)。在t3-t4期間，隨著負載電流904的下降，門驅動信號908也隨之增大，以使輸出電壓906保持在校準的3.3V。
圖10所示為圖9所示控制器201a從LOD模式切換到PWM模式期間(t2前后)的模擬結果的放大圖；圖11則為圖9所示控制器201a從PWM模式切換到LOD模式期間(t3前后)的模擬結果的放大圖。
眾所周知，LOD設計的一個大的挑戰(zhàn)在于在一個寬范圍的負載電流之下環(huán)路的穩(wěn)定性。在輕負載的情況下穩(wěn)定的LOD有可能在重負載的情況下變得不穩(wěn)定。這就要求增加一些成本和復雜性來對LOD進行補償。例如，使用圖2所示的電容C1和相匹配的串聯(lián)電阻來達到補償?shù)哪康?。這就要求在電路中多加入一個電容C1和相匹配的串聯(lián)電阻，而且將影響到輸出電壓Vout的瞬時效應。其他的在電路中加入元器件的補償方法也同樣會增加LOD的成本。
表1所示為一個LOD分別在輕負載(實例中為1mA)和重負載(實例中為100mA)情況下的交流分析。如表1所示，在輕負載情況下，LDO有足夠的78.5882度的相位余量，而在重負載情況下，LOD的相位余量是個負數(shù)。這個LOD需要一些補償來在重負載情況下達到穩(wěn)定。
有利的是，本實用新型圖3所示的控制器201a僅在輕負載情況下需要LDO電路202a工作，而在重負載情況下則切換到PWM電路204a工作。因此，LOD電路202a僅僅需要少量的花費和復雜性來進行補償就可以穩(wěn)定的工作，而控制器201a則能夠在一個寬范圍的負載電流下保持穩(wěn)定。
圖12所示為一個操作步驟1200。步驟1202包括在一個第一時間段給直流/直流轉換器提供一個第一控制信號，該第一控制信號由線性模式控制電路提供，晶體管響應該第一控制信號工作在線性區(qū)，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。步驟1204包括在一個第二時間段給直流/直流轉換器提供一個第二控制信號，該第二控制信號由開關模式控制電路提供，晶體管響應該第二控制信號工作在開關模式下，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。
簡單地說，本實用新型提供了一種直流/直流轉換器的控制器，該控制器包括線性模式控制電路和開關模式控制電路。線性模式控制電路提供一個第一控制信號給直流/直流轉換器的晶體管，晶體管響應該第一控制信號工作在線性區(qū)，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。開關模式控制電路提供一個第二控制信號給直流/直流轉換器的晶體管，晶體管響應該第二控制信號工作在開關模式工作，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。線性模式控制電路和開關模式控制電路其中之一根據(jù)控制器接收到的使能信號控制晶體管。
本實用新型提供了一種直流/直流控制器。該直流/直流控制器包括至少一個晶體管和一個用來控制該晶體管的控制器。該控制器包括線性模式控制電路和開關模式控制電路。線性模式控制電路產(chǎn)生一個第一控制信號，晶體管響應該第一控制信號工作在線性區(qū)，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。開關模式控制電路產(chǎn)生一個第二控制信號，晶體管響應該第二控制信號工作在開關模式工作，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。線性模式控制電路和開關模式控制電路其中之一根據(jù)控制器接收到的使能信號控制晶體管。
有利的是，本實用新型提供了一種包括一個線性模式控制電路和開關模式控制電路的控制器。這樣，習慣上需要兩個控制器和兩個直流/直流轉換器而本實用新型只需要一個控制器和一個直流/直流轉換器。這樣就降低了成本。控制器能夠在線性模式和開關模式之間切換，有效地利用了兩種模式的優(yōu)點。具體而言，線性模式電路包括一個LOD電路，控制器就可以在輕負載情況下在LDO模式下工作。這樣，噪聲也降低了。開關模式電路包括一個PWM電路，控制器就可以在重負載情況下，為直流/直流控制器的晶體管提供一個PWM信號，在PWM模式下工作。這樣，就可以在高負載情況下提供高的功率。另外，如果LOD電路僅僅在低負載情況下工作，就省去了昂貴且復雜的補償。而這些昂貴且復雜的補償重負載情況下是必須的。
本文所用的術語和詞組只是用于描述，但并不限制此。在術語和詞組的使用中，不排斥任何擁有本文所顯示和描述的特征(或部分特征)的等同物。并且，應該明白在權利要求的范圍內(nèi)存在各種可能的修改。也存在著其他修改、變化和替換。因此，權利要求旨在涵蓋所有的等同物。
權利要求1.一種直流/直流轉換器的控制器，其特征在于，所述控制器包括線性模式控制電路，所述線性模式控制電路發(fā)送一個第一控制信號給所述直流/直流轉換器的晶體管，所述晶體管響應該第一控制信號工作在線性區(qū)，以控制所述直流/直流轉換器的輸出電壓；開關模式控制電路，所述開關模式控制電路發(fā)送一個第二控制信號給所述直流/直流轉換器的晶體管，所述晶體管響應該第二控制信號，通過轉換開關狀態(tài)控制所述直流/直流轉換器的輸出電壓，所述線性模式控制電路和所述開關模式控制電路其中之一根據(jù)所述控制器接收到的使能信號控制所述晶體管。
2.根據(jù)權利要求1所述的控制器，其特征在于，所述開關模式控制電路包括脈寬調制電路，所述第二控制信號包括一個脈寬調制信號，所述晶體管響應該脈寬調制信號打開和關閉。
3.根據(jù)權利要求1所述的控制器，其特征在于，所述開關模式控制電路包括一個驅動器響應所述使能信號來提供所述第二控制信號，當使能信號為第一狀態(tài)時，驅動器提供所述第二控制信號，當使能信號為第二狀態(tài)時，驅動器不提供所述第二控制信號。
4.根據(jù)權利要求3所述的控制器，其特征在于，所述驅動器的末端有一個第一晶體管和第二晶體管，所述第一和第二晶體管在所述第二狀態(tài)下響應所述使能信號關閉，以使所述驅動器的所述終端在使能信號在所述第二狀態(tài)下時不發(fā)出所述第二控制信號。
5.根據(jù)權利要求1所述的控制器，其特征在于，所述線性模式控制電路包括一個低壓降穩(wěn)壓電路，所述第一控制信號包括一個模擬電壓信號。
6.根據(jù)權利要求5所述的控制器，其特征在于，當所述使能信號表示所述直流/直流轉換器的負載電流小于一個閥值時，低壓降穩(wěn)壓電路發(fā)出所述模擬電壓信號給所述晶體管；當所述使能信號表示所述直流/直流轉換器的負載電流高于或等于所述閥值時，開關模式控制電路發(fā)出所述第二控制號給所述晶體管。
7.根據(jù)權利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制器進步一包括一個保護電路，所述保護電路接收一個表示所述直流/直流轉換器輸出電壓的信號，將該信號與一個欠壓閥值作比較，當該信號小于該欠壓閥值時，所述保護電路給所述晶體管發(fā)送一個一個驅動信號；所述保護電路同時將該信號與一個過壓閥值作比較，當該信號大于該過壓閥值時，所述保護電路給所述晶體管發(fā)送一個驅動信號。
8.一種直流/直流轉換器，其特征在于，所述直流/直流轉換器包括至少一個晶體管和一個控制該晶體管的控制器，所述控制器包括線性模式控制電路，所述線性模式控制電路發(fā)送一個第一控制信號給所述直流/直流轉換器的晶體管，所述晶體管響應該第一控制信號工作在線性區(qū)，以控制所述直流/直流轉換器的輸出電壓；開關模式控制電路，所述開關模式控制電路發(fā)送一個第二控制信號給所述直流/直流轉換器的晶體管，所述晶體管響應該第二控制信號，通過轉換開關狀態(tài)控制所述直流/直流轉換器的輸出電壓，所述線性模式控制電路和所述開關模式控制電路其中之一根據(jù)所述控制器接收到的使能信號控制所述晶體管。
9.根據(jù)權利要求8所述的直流/直流轉換器，其特征在于，所述開關模式控制電路包括脈寬調制電路，所述第二控制信號包括一個脈寬調制信號，所述晶體管響應該脈寬調制信號打開和關閉。
10.根據(jù)權利要求8所述的直流/直流轉換器，其特征在于，所述開關模式控制電路包括一個驅動器響應所述使能信號來提供所述第二控制信號，當使能信號為第一狀態(tài)時，驅動器提供所述第二控制信號，當使能信號為第二狀態(tài)時，驅動器不提供所述第二控制信號。
11.根據(jù)權利要求8所述的直流/直流轉換器，其特征在于，所述線性模式控制電路包括一個低壓降穩(wěn)壓電路，所述第一控制信號包括一個模擬電壓信號。
12.根據(jù)權利要求8所述的直流/直流轉換器，其特征在于，當所述使能信號表示所述直流/直流轉換器的負載電流小于一個閥值時，低壓降穩(wěn)壓電路發(fā)出所述模擬電壓信號給所述晶體管；當所述使能信號表示所述直流/直流轉換器的負載電流高于或等于所述閥值時，開關模式控制電路發(fā)出所述第二控制號給所述晶體管。
專利摘要本實用新型提供了一種直流/直流轉換器的控制器，該控制器包括線性模式控制電路和開關模式控制電路。線性模式控制電路提供一個第一控制信號給直流/直流轉換器的晶體管，晶體管響應該第一控制信號工作在線性區(qū)，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。開關模式控制電路提供一個第二控制信號給直流/直流轉換器的晶體管，晶體管響應該第二控制信號工作在開關模式工作，控制直流/直流轉換器的輸出電壓。線性模式控制電路和開關模式控制電路其中之一根據(jù)控制器接收到的使能信號控制晶體管。
文檔編號G05F1/56GK2907076SQ20052012959
公開日2007年5月30日 申請日期2005年10月26日 優(yōu)先權日2004年10月26日
發(fā)明者亞力山德魯·哈圖拉, 盧純, 石游玉, 康斯坦丁·布克 申請人:美國凹凸微系有限公司