本發(fā)明涉及具備兩個矩形波導(dǎo)的定向耦合器。并且，涉及具備這種定向耦合器的雙工器。

背景技術(shù)：

在處理微波或毫米波等高頻信號的技術(shù)領(lǐng)域中，廣泛利用將這種高頻信號分波或者合波的定向耦合器。作為這種定向耦合器的一個例子，在非專利文獻1的圖1中記載有具備共用形成有開口的波導(dǎo)窄壁的兩根柱形壁波導(dǎo)的定向耦合器。圖29是示意性地示出非專利文獻1中記載的定向耦合器7的結(jié)構(gòu)的立體圖。在圖29中，通過將柱形壁圖示化來作為導(dǎo)體壁表示。即，在圖29中，通過將由設(shè)置于電介質(zhì)基板的兩面的一對導(dǎo)體板以及一對柱形壁形成的柱形壁波導(dǎo)圖示化來表示由四個導(dǎo)體壁構(gòu)成的矩形波導(dǎo)。

如圖29所示，定向耦合器7具備第1矩形波導(dǎo)71以及第2矩形波導(dǎo)72。第1矩形波導(dǎo)71以及第2矩形波導(dǎo)72共用窄壁73。在窄壁73形成有開口731，第1矩形波導(dǎo)71的內(nèi)部與第2矩形波導(dǎo)72的內(nèi)部經(jīng)由該開口731連通。

通過在窄壁73形成有開口731，第1矩形波導(dǎo)71與第2矩形波導(dǎo)72相互電磁耦合。因而，例如在使高頻信號入射至第1端口P1的情況下，該高頻信號不僅從第2端口P2射出，而且也從第3端口P3以及第4端口P4射出。此時，從第3端口P3射出的高頻信號的電力相對于入射至第1端口P1的高頻信號的電力之比取決于第1矩形波導(dǎo)71與第2矩形波導(dǎo)72之間的耦合的強度。將該耦合的強度稱為耦合度。耦合度的大小能夠通過使開口的寬度W變化而變化。在耦合度為耦合度3dB的定向耦合器的情況下，從第3端口P3射出的高頻信號的電力相對于從第2端口P2射出的高頻信號的電力之比為1：1。

非專利文獻1：Z.C.Hao et.al.，Microwaves，Antennas and Propagation，IEE Proceedings，Vol.153，No.5，p.426，October 2006

非專利文獻2：Ji-Xin Chen et.al.，IEEE Microwave and Wireless Components Letters，Vol.16，No.2，p.84，F(xiàn)ebruary 2006

本申請的發(fā)明人(以下稱為發(fā)明人)以使得動作頻率為60GHz的方式、更具體而言以使得60GHz的大致2/3即39.5GHz成為TE₁₀模式的截止頻率的方式，按照如下方式設(shè)計了第1現(xiàn)有例的定向耦合器7的各參數(shù)。

將第1矩形波導(dǎo)71的內(nèi)部以及第2矩形波導(dǎo)72的內(nèi)部的相對介電常數(shù)形成為3.823。

將第1矩形波導(dǎo)71的寬度以及第2矩形波導(dǎo)72的寬度形成為1.94mm。

將第1矩形波導(dǎo)71的高度以及第2矩形波導(dǎo)72的高度形成為0.5mm。

將窄壁73的厚度形成為0.2mm。

此外，為了形成為耦合度大約為3dB附近的定向耦合器，將開口731的寬度W形成為2.85mm。

圖30中示出使用按照這種方式確定了各參數(shù)的現(xiàn)有的定向耦合器7(以下稱為第1現(xiàn)有例)計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果。圖30所示的S參數(shù)中的S(1，1)表示：在使高頻信號入射至第1端口P1的情況下，從第1端口P1反射的高頻信號的電力相對于入射的高頻信號的電力的比例。同樣，S(1，2)、S(1，3)以及S(1，4)分別表示：在使高頻信號入射至第1端口P1的情況下，從第2端口P2、第3端口P3以及第4端口P4分別射出的高頻信號的電力相對于入射的高頻信號的電力的比例。

在50GHz～59GHz的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別低于－13dB，作為第1矩形波導(dǎo)71與第2矩形波導(dǎo)72的耦合狀態(tài)，實現(xiàn)了過耦合(over couple)特性。即，可知：在50GHz以上59GHz以下的頻率區(qū)域中，第1現(xiàn)有例的定向耦合器7作為定向耦合器動作。

另一方面，可知：在高于設(shè)計時的動作頻率即60GHz的頻率區(qū)域(60GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域)中，S(1，1)以及S(1，4)分別增大。具體而言，S(1，1)以及S(1，4)分別在大約60.5GHz處超過－13dB，在62GHz處達到－6.5dB左右。在使高頻信號入射至第1端口P1的情況下，從第4端口P4射出高頻信號意味著定向耦合器7的方向性變差。另外，在使高頻信號入射至第1端口P1的情況下，從第1端口P1反射高頻信號意味著定向耦合器7的耦合狀態(tài)瓦解。如上可知：定向耦合器7未作為定向耦合器正確地動作。

為了尋找其原因，發(fā)明人對第1現(xiàn)有例的定向耦合器7的與寬壁平行的面中的電場強度進行了計算。該電場強度的計算結(jié)果如圖31所示。圖31的(a)以及(b)分別是在使55GHz以及62GHz的高頻信號入射至第1端口P1的情況下獲得的電場強度的輪廓圖。

參照圖31的(a)能夠看出如下三點：(1)入射至第1端口P1的高頻信號在第1波導(dǎo)71的內(nèi)部傳播并從第2端口P2射出；(2)在開口731處從第1波導(dǎo)71的內(nèi)部向第2波導(dǎo)72的內(nèi)部耦合后的高頻信號從第3端口P3射出；以及(3)在開口731處從第1波導(dǎo)71的內(nèi)部向第2波導(dǎo)72的內(nèi)部耦合后的高頻信號中的、從第4端口P4射出的高頻信號的電場強度明顯比從第3端口P3射出的高頻信號的電場強度小。

另一方面，參照圖31的(b)能夠看出：(1)隔著開口731而跨越第1波導(dǎo)71以及第2波導(dǎo)72的雙方分布的電場強度的姿態(tài)紊亂，結(jié)果，(2)入射至第1端口P1的高頻信號不僅從第2端口P2以及第3端口P3射出，而且從第4端口P4也射出電場強度高的高頻信號。

在非專利文獻2的圖2中，作為用于實現(xiàn)廉價、體積不大、且高性能的混頻器(mixer)的技術(shù)，記載有發(fā)展了上述定向耦合器7的技術(shù)。圖32是示意性地示出非專利文獻2中記載的定向耦合器8的結(jié)構(gòu)的立體圖。在圖32中，與圖29同樣，通過將柱形壁圖示化而作為導(dǎo)體壁表示。即，在圖32中，通過將由設(shè)置于電介質(zhì)基板的兩面的一對導(dǎo)體板以及一對柱形壁形成的柱形壁波導(dǎo)圖示化來表示由四個導(dǎo)體壁構(gòu)成的矩形波導(dǎo)。

定向耦合器8具備共用形成有開口831的第1窄壁83的兩根矩形 波導(dǎo)81、82，在上述兩根矩形波導(dǎo)81、82分別設(shè)置有從第2窄壁朝第1窄壁83突出的突出區(qū)間81b以及突出區(qū)間82b。換言之，突出區(qū)間81b處的第1矩形波導(dǎo)81的寬度相比第1矩形波導(dǎo)81的第1區(qū)間81a的寬度以及第1矩形波導(dǎo)81的第2區(qū)間81c的寬度窄了突出量P的大小。突出區(qū)間82b處的第2矩形波導(dǎo)82的寬度也同樣。在定向耦合器8中，突出區(qū)間81b、82b的長度L比開口831的寬度W短。

發(fā)明人以使得動作頻率為60GHz的方式、更具體而言以使得60GHz的大致2/3即39.5GHz成為TE₁₀模式的截止頻率的方式，按照如下方式設(shè)計了第2現(xiàn)有例的定向耦合器8的各參數(shù)。

將第1矩形波導(dǎo)81的內(nèi)部以及第2矩形波導(dǎo)82的內(nèi)部的相對介電常數(shù)形成為3.823。

將第1矩形波導(dǎo)81的寬度以及第2矩形波導(dǎo)82的寬度形成為1.94mm。

將第1矩形波導(dǎo)81的高度以及第2矩形波導(dǎo)82的高度形成為0.5mm。

將窄壁83的厚度形成為0.2mm。

此外，為了形成為耦合度3dB的定向耦合器，將開口831的寬度W形成為2.85mm。

將突出區(qū)間81b、82b的突出量P形成為300μm。

將突出區(qū)間81b、82b的長度L形成為2.4mm、2.85mm以及3.2mm。以下，將長度L形成為2.4mm、2.85mm以及3.2mm的定向耦合器8分別稱為第2～第4現(xiàn)有例的定向耦合器8。

對這樣確定了各參數(shù)的第2～第4現(xiàn)有例的定向耦合器8的S參數(shù)的頻率依賴性進行計算而得的結(jié)果分別如圖33～圖35所示。

參照圖33可知：在以60GHz為中心的寬廣的頻率區(qū)域中，第2現(xiàn)有例的定向耦合器8的S(1，1)以及S(1，4)分別為－13dB以上，即反射損失增大，且方向性變差。

參照圖34可知：在以60GHz為中心的寬廣的頻率區(qū)域中，第3現(xiàn)有例的定向耦合器8的S(1，1)以及S(1，4)分別為－13dB以上，即反射損失增大，且方向性變差。

參照圖35可知：在以60GHz為中心的寬廣的頻率區(qū)域中，第4現(xiàn)有例的定向耦合器8的S(1，1)以及S(1，4)分別為－13dB以上，即反射損失增大，且方向性變差。

這樣，可知：即便在第1矩形波導(dǎo)81以及第2矩形波導(dǎo)82分別設(shè)置有突出區(qū)間81b以及突出區(qū)間82b的情況下，在設(shè)計時的動作頻率處也無法抑制反射損失。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明是鑒于上述課題而完成的，其目的在于提供能夠利用于微波以及毫米波、并且在設(shè)計時的動作頻率處能夠抑制反射損失的定向耦合器。

為了解決上述課題，本發(fā)明所涉及的定向耦合器具備共用形成有開口的第1窄壁的第1矩形波導(dǎo)以及第2矩形波導(dǎo)，其特征在于，上述第1矩形波導(dǎo)以及上述第2矩形波導(dǎo)分別具有突出區(qū)間，上述突出區(qū)間是第2窄壁朝上述第1窄壁突出的突出區(qū)間、且包括上述開口的至少一部分，在上述突出區(qū)間中，上述第2窄壁朝上述第1窄壁突出的突出量在上述突出區(qū)間的中央比在上述突出區(qū)間的兩端大。

本發(fā)明能夠提供能夠利用于微波以及毫米波、并且在設(shè)計時的動作頻率處能夠抑制反射損失的定向耦合器。

附圖說明

圖1是示出本發(fā)明的第1實施方式所涉及的定向耦合器的結(jié)構(gòu)的立體圖。

圖2是示出本發(fā)明的第1實施例所涉及的定向耦合器的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖3是示出上述定向耦合器的H面中的電場強度的輪廓圖。

圖4是示出上述定向耦合器的第1變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖5是示出上述定向耦合器的第2變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖6是示出上述定向耦合器的第3變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖7是示出上述定向耦合器的第4變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖8是示出上述定向耦合器的第5變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖9是示出上述定向耦合器的第6變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖10是示出上述定向耦合器的第7變形例的結(jié)構(gòu)的立體圖。

圖11是示出本發(fā)明的第2實施方式所涉及的定向耦合器的結(jié)構(gòu)的立體圖。

圖12是示出本發(fā)明的第2實施例所涉及的定向耦合器的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖13是示出上述定向耦合器的第8變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖14是示出上述定向耦合器的第9變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖15是示出本發(fā)明的第1比較例所涉及的定向耦合器的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖16是示出本發(fā)明的第10變形例所涉及的定向耦合器的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖17是示出本發(fā)明的參考方式所涉及的定向耦合器的結(jié)構(gòu)的立體圖。

圖18是示出本發(fā)明的參考例所涉及的定向耦合器的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖19是示出本發(fā)明的第11變形例所涉及的定向耦合器的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖20是示出本發(fā)明的第12變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖21是示出本發(fā)明的第13變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖22是示出本發(fā)明的第14變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖23是示出本發(fā)明的第15變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖24是示出本發(fā)明的第16～第18變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖25是示出本發(fā)明的第19～第21變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖26是示出本發(fā)明的第22～第24變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖27是示出本發(fā)明的第1實施方式所涉及的定向耦合器的構(gòu)成例的俯視圖。

圖28中的(a)以及(b)是示出本發(fā)明的第3實施方式所涉及的雙工器的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖29是示出非專利文獻1所涉及的定向耦合器的結(jié)構(gòu)的立體圖。

圖30是示出上述定向耦合器的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖31是示出上述定向耦合器的H面中的電場強度的輪廓圖。

圖32是示出非專利文獻2所涉及的定向耦合器的結(jié)構(gòu)的立體圖。

圖33是示出上述定向耦合器的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖34是示出非專利文獻2所涉及的定向耦合器的變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

圖35是示出非專利文獻2所涉及的定向耦合器的其他變形例的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

附圖標記說明：

1、2、3：定向耦合器；11、21、31：第1波導(dǎo)(第1矩形波導(dǎo))；11a、21a、31a：第1區(qū)間；11b、21b、31b：突出區(qū)間；31b0：開口區(qū)間；31b1：第1非開口區(qū)間；31b2：第2非開口區(qū)間；11c、21c、31c：第2區(qū)間；111a、111b、211a、211b、311a、311b：寬壁；112、212、312：窄壁(第2窄壁)；12、22、32：第2波導(dǎo)(第2矩形波導(dǎo))；12a、22a、32a：第1區(qū)間；12b、22b、32b：突出區(qū)間；32b0：開口區(qū)間；32b1：第1非開口區(qū)間；32b2：第2非開口區(qū)間；12c、22c、32c：第2區(qū)間；121a、121b、221a、221b、321a、321b：寬壁；122、222、322：窄壁(第2窄壁)；13、23、33：窄壁(第1窄壁)；131、231、331：開口；5：雙工器；51、52：BPF(帶通濾波器)；P1、P1a、P1b：第1端口；P2、P2a、P2b：第2端口；P3、P3a、P3b：第3端口；P4、P4a、P4b：第4端口。

具體實施方式

〔第1實施方式〕

參照圖1對本發(fā)明的第1實施方式所涉及的定向耦合器進行說明。圖1是示出本實施方式所涉及的定向耦合器1的結(jié)構(gòu)的立體圖。

如圖1所示，定向耦合器1具備第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12。第1波導(dǎo)11的高度以及第2波導(dǎo)12的高度相同，均為高度H。第1波導(dǎo)11是寬度W1比高度H長的矩形波導(dǎo)。同樣，第2波導(dǎo)12是寬度W2比高度H長的矩形波導(dǎo)。第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12共用構(gòu)成上述第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12的一對窄壁中的第1窄壁即窄壁13。

第1波導(dǎo)11是由窄壁13、與窄壁13對置的第2窄壁即窄壁112、 以及一對寬壁即寬壁111a和寬壁111b構(gòu)成的管狀的波導(dǎo)。同樣，第2波導(dǎo)12是由窄壁13、與窄壁13對置的第2窄壁即窄壁122、以及一對寬壁即寬壁121a和寬壁121b構(gòu)成的管狀的波導(dǎo)。

在窄壁13形成有開口131。第1波導(dǎo)11的內(nèi)部與第2波導(dǎo)12的內(nèi)部經(jīng)由開口131連通。開口131的高度與第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12的高度相同，均為高度H。第1波導(dǎo)11與第2波導(dǎo)12經(jīng)由開口131耦合。因此，定向耦合器1是利用了H面耦合的定向耦合器。

通過使開口131的寬度W變化，能夠使定向耦合器1中的第1波導(dǎo)11與第2波導(dǎo)12的耦合度(以下稱為定向耦合器1的耦合度)變化。即，寬度W是控制定向耦合器1的耦合度的重要參數(shù)。

在本說明書中，例如，將耦合度為3dB的定向耦合器1稱為耦合度3dB的定向耦合器。

第1波導(dǎo)11包括形成于與開口131對置的窄壁112的突出區(qū)間11b。突出區(qū)間11b形成于寬度W1恒定的第1區(qū)間11a與寬度W1恒定的第2區(qū)間11c之間。突出區(qū)間11b朝開口131突出。在突出區(qū)間11b中，窄壁112朝窄壁13突出的突出量P形成為在突出區(qū)間11b的中央比在突出區(qū)間11b的兩端(突出區(qū)間11b與第1區(qū)間11a的連接位置、以及突出區(qū)間11b與第2區(qū)間11c的連接位置)大。即，突出區(qū)間11b的中央處的突出量P比突出區(qū)間11b的兩端處的突出量P大，突出區(qū)間11b的中央處的寬度W1比突出區(qū)間11b的兩端處的寬度W1窄。通過在窄壁112形成有突出區(qū)間11b，在第1波導(dǎo)11產(chǎn)生寬度變窄的寬度變化區(qū)間。這點在以下示出的其他的第1波導(dǎo)中也同樣。

同樣，第2波導(dǎo)12包括形成于與開口131對置的窄壁122的突出區(qū)間12b。突出區(qū)間12b形成于寬度W2恒定的第1區(qū)間12a與寬度W2恒定的第2區(qū)間12c之間。突出區(qū)間12b朝開口131突出。在突出區(qū)間12b中，窄壁122朝窄壁13突出的突出量P在突出區(qū)間12b的中央比在突出區(qū)間12b的兩端(突出區(qū)間12b與第1區(qū)間12a的連接位置、以及突出區(qū)間12b與第2區(qū)間12c的連接位置)大。即，突出區(qū)間12b的中央處的突出量P比突出區(qū)間12b的兩端處的突出量P大，突出區(qū)間12b的中央處的寬度W2比突出區(qū)間12b的兩端處的寬度W2窄。通過 在窄壁122形成有突出區(qū)間12b，在第2波導(dǎo)12產(chǎn)生寬度變窄的寬度變化區(qū)間。這點在以下示出的其他的第2波導(dǎo)中也同樣

(定向耦合器的分類)

在此，著眼于突出區(qū)間處的突出量P的變化的方式，對定向耦合器進行分類。

在本說明書中，將構(gòu)成為隨著從突出區(qū)間的兩端靠近突出區(qū)間的中央而突出量P增大的定向耦合器稱為錐型定向耦合器。該錐型定向耦合器根據(jù)突出量P的變化的方式被分類為斜坡錐型與階梯錐型。

斜坡錐型定向耦合器是指：包括構(gòu)成為隨著從突出區(qū)間的兩端靠近突出區(qū)間的中央而突出量P連續(xù)增大的突出區(qū)間的定向耦合器。作為突出量P連續(xù)增加的具體例，例舉如下情況：作為距突出區(qū)間的兩端的距離的函數(shù)，利用一次函數(shù)或者二次函數(shù)表示突出量P。另外，在俯視觀察定向耦合器的寬壁的情況下，突出區(qū)間處的窄壁的形狀由圓或者橢圓的圓弧的一部分構(gòu)成的定向耦合器也是斜坡錐型定向耦合器。

在圖1所示的定向耦合器1的突出區(qū)間11b、12b，突出量P構(gòu)成為作為距突出區(qū)間11b、12b的兩端的距離的函數(shù)而由一次函數(shù)表示。因此，定向耦合器1為斜坡錐型定向耦合器的具體例。

階梯錐型定向耦合器是指：構(gòu)成為隨著從突出區(qū)間的兩端靠近突出區(qū)間的中央而突出量P離散地增大的定向耦合器。換一種說法，階梯錐型定向耦合器是構(gòu)成為隨著從突出區(qū)間的兩端靠近突出區(qū)間的中央而突出量P呈階梯狀地多次增大的定向耦合器。

在第2實施方式中后述的定向耦合器2(參照圖11)為階梯錐型定向耦合器的具體例。

另外，在本說明書中，將構(gòu)成為突出量P遍及整個突出區(qū)間都恒定的定向耦合器稱為階梯型定向耦合器。在參考方式中后述的定向耦合器3(參照圖17)以及非專利文獻2中記載的定向耦合器8(參照圖32)均為階梯型定向耦合器的具體例。

(突出區(qū)間的長度L與開口的寬度W之間的大小關(guān)系)

本實施方式所涉及的定向耦合器1的突出區(qū)間11b、12b的長度L與開口131的寬度W之間的大小關(guān)系并無特殊限定。即，長度L與寬度W之間的大小關(guān)系可以為L＞W(wǎng)、L＝W以及L＜W中的任一個。此外，在圖1所示的定向耦合器1中，作為長度L與寬度W之間的大小關(guān)系，采用了L＞W(wǎng)的關(guān)系。

后面將參照圖2以及圖4～圖9敘述長度L與寬度W之間的大小關(guān)系的變化對定向耦合器1的透過特性造成的影響。

(定向耦合器的結(jié)構(gòu))

定向耦合器1作為第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12分別可以采用柱形壁波導(dǎo)，也可以采用金屬制波導(dǎo)管。柱形壁波導(dǎo)是四方由(1)設(shè)置于電介質(zhì)基板的兩面的一對導(dǎo)體板、以及(2)一對柱形壁包圍的波導(dǎo)。上述一對柱形壁貫通上述電介質(zhì)基板，并使上述一對導(dǎo)體板導(dǎo)通。導(dǎo)體柱由沿貫通電介質(zhì)基板的貫通孔的內(nèi)壁形成的導(dǎo)體、或者填充于該貫通孔的內(nèi)側(cè)的導(dǎo)體構(gòu)成。后面將參照圖27敘述作為第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12分別采用了柱形壁波導(dǎo)的結(jié)構(gòu)。

此外，在作為第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12分別采用金屬制波導(dǎo)管的情況下，對于第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)，為了控制它們的內(nèi)部的相對介電常數(shù)，也可以在各個金屬制波導(dǎo)管的內(nèi)部填充具有所希望的相對介電常數(shù)的電介質(zhì)。另一方面，在作為第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12分別采用柱形壁波導(dǎo)的情況下，通過選擇具有所希望的相對介電常數(shù)的電介質(zhì)基板，能夠控制第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)的介質(zhì)的相對介電常數(shù)。

(定向耦合器的功能)

在使高頻信號入射至定向耦合器1的第1端口P1的情況下，所入射的高頻信號在第1波導(dǎo)11的內(nèi)部傳播并從第2端口P2射出。另外，經(jīng)由開口131而與第2波導(dǎo)12耦合后的高頻信號在第2波導(dǎo)12的內(nèi)部傳播并從第3端口P3射出。這樣，定向耦合器1作為將入射至一個端口的高頻信號從兩個端口射出的分波器發(fā)揮功能。

此外，從第2端口P2射出的高頻信號與入射至第1端口P1的高頻信號相位相同。與此相對，從第3端口P3射出的高頻信號相對于入射 至第1端口P1的高頻信號而相位錯開90°。即，從第2端口P2射出的高頻信號的相位與從第3端口P3射出的高頻信號的相位錯開90°。由此，定向耦合器1也被稱為90°混合耦合器。

在使第1高頻信號入射至第2端口P2、并使相位與第1高頻信號錯開90°的第2高頻信號入射至第3端口P3的情況下，從第1端口P1射出合波后的第1高頻信號以及第2高頻信號。這樣，定向耦合器1也作為將入射至兩個端口的高頻信號從一個端口射出的合波器發(fā)揮功能。

〔第1實施例〕

參照圖2～圖3對本發(fā)明的第1實施例所涉及的定向耦合器進行說明。第1實施例所涉及的定向耦合器1按照以下方式確定第1實施方式所涉及的定向耦合器1的各參數(shù)。

作為寬度W1以及寬度W2分別采用了1.94mm。

作為高度H采用了0.5mm。

作為填充于波導(dǎo)11、12的內(nèi)部的電介質(zhì)的相對介電常數(shù)，采用了3.823。

作為寬度W采用了2.85mm。

作為長度L采用了15mm。

作為突出量P采用了300μm。

本實施例所涉及的定向耦合器1的設(shè)計時的動作頻率為60GHz。頻率為60GHz的高頻信號的波長在自由空間中以及在相對介電常數(shù)為3.823的電介質(zhì)中分別為5.00mm以及2.56mm。另外，頻率為60GHz的高頻信號的管內(nèi)波長在以上述方式構(gòu)成的定向耦合器1中為3.40mm。

另外，本實施例所涉及的定向耦合器1被設(shè)計為耦合度3dB的定向耦合器。

使用本實施例所涉及的定向耦合器1計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖2所示。圖2是示出本實施例所涉及的定向耦合器1的S參數(shù)的 頻率依賴性的圖表。此外，在計算第1實施例所涉及的定向耦合器1的S參數(shù)S(1，1)、S(1，2)、S(1，3)以及S(1，4)時，向第1端口P1入射高頻信號。另外，使該高頻信號的頻率在50GHz以上70GHz以下的頻率范圍變化。為了計算上述S參數(shù)的頻率依賴性而使用的條件對于后述各變形例所涉及的定向耦合器1也是通用的。

在使高頻信號入射至第1端口P1的情況下，圖2所示的S參數(shù)中的S(1，1)表示從第1端口P1反射的高頻信號的電力相對于入射的高頻信號的電力的比例。同樣，在使高頻信號入射至第1端口P1的情況下，S(1，2)、S(1，3)以及S(1，4)分別表示從第2端口P2、第3端口P3以及第4端口P4射出的高頻信號的電力相對于入射的高頻信號的電力的比例。

在本說明書中，將定向耦合器是否作為定向耦合器動作的判定基準確定為：在設(shè)計時的動作頻率處，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。另外，將定向耦合器是否作為定向耦合器更適宜地動作的判定基準確定為：S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。

參照圖2可知：在頻率54GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第1實施例所涉及的定向耦合器1在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的54GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率55GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在55GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

在使62GHz的頻率的高頻信號入射至第1實施例所涉及的定向耦合器1的第1端口P1的情況下所獲得的電場強度如圖3所示。圖3是示出第1實施例所涉及的定向耦合器1的H面中的電場強度的輪廓圖。

參照圖3可知：隔著開口131跨越波導(dǎo)11、12的雙方分布的電場強度的姿態(tài)未紊亂。

另一方面，如上所述，在圖31的(b)所示的第1現(xiàn)有例的定向耦合器7的H面中的電場強度中，隔著開口731跨越波導(dǎo)71、72的雙方 分布的電場強度的姿態(tài)紊亂。

根據(jù)上述結(jié)果，發(fā)明人推測：在該電場強度的姿態(tài)紊亂的狀態(tài)下，產(chǎn)生高次模式的可能性高，并且，在該高次模式的產(chǎn)生與反射損失增大(S(1，1)以及S(1，4)分別增大)之間存在密切的關(guān)系。因此，發(fā)明人獲得了如下見解：為了提供一種在設(shè)計時的動作頻率作為定向耦合器動作的定向耦合器1，重要的是設(shè)計使得隔著開口131跨越波導(dǎo)11、12的雙方分布的電場強度的姿態(tài)不紊亂的形狀的突出區(qū)間11b、12b。

〔第1變形例〕

參照圖4對本發(fā)明的第1變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第1變形例所涉及的定向耦合器1是通過將第1實施方式所涉及的定向耦合器1中的突出區(qū)間11b、12b的長度L變形為1.2mm而獲得的。

使用第1變形例所涉及的定向耦合器1計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖4所示。圖4是示出第1變形例所涉及的定向耦合器1的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖4可知：在頻率50GHz以上64GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第1變形例所涉及的定向耦合器1在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的50GHz以上64GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率51GHz以上61GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在51GHz以上61GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第2變形例〕

參照圖5對本發(fā)明的第2變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第2變形例所涉及的定向耦合器1是通過將第1實施方式所涉及的定向耦合器1中的突出區(qū)間11b、12b的長度L變形為2.4mm而獲得的。

使用第2變形例所涉及的定向耦合器1計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖5所示。圖5是示出第2變形例所涉及的定向耦合器1的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖5可知：在頻率50GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第2變形例所涉及的定向耦合器1在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的50GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率51GHz以上61GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在51GHz以上61GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第3變形例〕

參照圖6對本發(fā)明的第3變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第3變形例所涉及的定向耦合器1是通過將第1實施方式所涉及的定向耦合器1中的突出區(qū)間11b、12b的長度L變形為3.2mm而獲得的。

使用第3變形例所涉及的定向耦合器1計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖6所示。圖6是示出第3變形例所涉及的定向耦合器1的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖6可知：在頻率50GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第3變形例所涉及的定向耦合器1在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的50GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率53GHz以上63GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在53GHz以上63GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第4變形例〕

參照圖7對本發(fā)明的第4變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第4變形例所涉及的定向耦合器1是通過將第1實施方式所涉及的定向耦合器1中的突出區(qū)間11b、12b的長度L變形為4.8mm而獲得的。

使用第4變形例所涉及的定向耦合器1計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖7所示。圖7是示出第4變形例所涉及的定向耦合器1的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖7可知：在頻率50GHz以上68GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第4變形例所涉及的定向耦合器1在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的50GHz以上68GHz以下的頻率區(qū)域中，能夠抑制反射損失。另外，在頻率55GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在55GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第5變形例〕

參照圖8對本發(fā)明的第5變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第5變形例所涉及的定向耦合器1是通過將第1實施方式所涉及的定向耦合器1中的突出區(qū)間11b、12b的長度L變形為6.4mm而獲得的。

使用第5變形例所涉及的定向耦合器1計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖8所示。圖8是示出第5變形例所涉及的定向耦合器1的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖8可知：在頻率50GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第5變形例所涉及的定向耦合器1在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的50GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，能夠抑制反射損失。另外，在頻率55GHz以上66GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在55GHz以上66GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第6變形例〕

參照圖9對本發(fā)明的第6變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第6變形例所涉及的定向耦合器1是通過將第1實施方式所涉及的定向耦合器1中的突出區(qū)間11b、12b的長度L變形為8.8mm而獲得的。

使用第6變形例所涉及的定向耦合器1計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖9所示。圖9是示出第6變形例所涉及的定向耦合器1的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖9可知：在頻率50GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第6變形例所涉及的定向耦合器1在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的50GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，能夠抑制反射損失。另外，在頻率55GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在55GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第7變形例〕

參照圖10對本發(fā)明的第7變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第7變形例所涉及的定向耦合器1是通過對第1實施方式所涉及的定向耦合器1追加突出部11b1、12b1而獲得的。因此，在此，對突出部11b1、12b1進行說明，對與第1實施方式所涉及的定向耦合器1的各部件相同的結(jié)構(gòu)則省略說明。

如圖10所示，突出部11b1、12b1是形成于突出區(qū)間11b、12b的中央的突出部，是從第2窄壁112、122朝開口131突出的突出部。突出部11b1構(gòu)成突出區(qū)間11b的一部分。突出部12b1構(gòu)成突出區(qū)間12b的一部分。

這樣構(gòu)成的突出區(qū)間11b的突出量P在突出區(qū)間11b的中央比在突出區(qū)間11b的兩端大。對于突出量P，在突出區(qū)間11b中的未設(shè)置突出部11b1的區(qū)間，隨著從突出區(qū)間11b的兩端靠近突出區(qū)間11b的中央而連續(xù)增大。并且，對于突出量P，在突出區(qū)間11b中的設(shè)置有突出部11b1的區(qū)間的兩端，離散地增大。同樣，這樣構(gòu)成的突出區(qū)間12b的突出量P在突出區(qū)間12b的中央比在突出區(qū)間12b的兩端大。對于突出量P，在突出區(qū)間12b中的未設(shè)置突出部12b1的區(qū)間，隨著從突出區(qū)間12b的兩端靠近突出區(qū)間12b的中央而連續(xù)增大。并且，對于突出量P，在突出區(qū)間12b中的設(shè)置有突出部12b1的區(qū)間的兩端，離散地增大。

突出部11b1、12b1的寬度Wb1能夠在比突出區(qū)間11b、12b的長度L短的范圍內(nèi)以能夠抑制S(1，1)以及S(1，4)的方式適當確定。另外，突出部11b1、12b1的突出量PB1能夠在比第1端口P1以及第4端口P4處的寬度W1、W2窄的范圍內(nèi)以能夠抑制S(1，1)以及S(1， 4)的方式適當確定。

〔第2實施方式〕

參照圖11對本發(fā)明的第2實施方式所涉及的定向耦合器進行說明。圖11是示出本實施方式所涉及的定向耦合器2的結(jié)構(gòu)的立體圖。

定向耦合器2是通過將第1實施方式所涉及的定向耦合器1所具備的突出區(qū)間11b、12b置換為突出區(qū)間21b、22b而獲得的。以下，主要對突出區(qū)間21b、22b的結(jié)構(gòu)進行說明。

如圖11所示，定向耦合器2具備第1波導(dǎo)21以及第2波導(dǎo)22。第1波導(dǎo)21以及第2波導(dǎo)22分別與定向耦合器1的第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12對應(yīng)。第1波導(dǎo)21以及第2波導(dǎo)22分別共用構(gòu)成彼此的一對窄壁中的第1窄壁即窄壁23。在窄壁23形成有寬度W的開口231。對于上述結(jié)構(gòu)，定向耦合器2與定向耦合器1相同。

第1波導(dǎo)21包括形成于與開口231對置的窄壁212的突出區(qū)間21b。突出區(qū)間21b形成在寬度W1恒定的第1區(qū)間21a與寬度W1恒定的第2區(qū)間21c之間。突出區(qū)間21b朝開口231突出。在突出區(qū)間21b中，窄壁212朝窄壁23突出的突出量P在突出區(qū)間21b的中央比在突出區(qū)間21b的兩端(突出區(qū)間21b與第1區(qū)間21a的連接位置、以及突出區(qū)間21b與第2區(qū)間21c的連接位置)大。即，突出區(qū)間21b的中央處的突出量P隨著從突出區(qū)間21b的兩端靠近突出區(qū)間21b的中央而離散地增大。換言之，寬度W1隨著從突出區(qū)間21b的兩端靠近突出區(qū)間21b的中央而離散地變窄。

同樣，第2波導(dǎo)22包括形成于與開口231對置的窄壁222的突出區(qū)間22b。突出區(qū)間22b形成在寬度W2恒定的第1區(qū)間22a與寬度W2恒定的第2區(qū)間22c之間。突出區(qū)間22b朝開口231突出。在突出區(qū)間22b中，窄壁222朝窄壁23突出的突出量P在突出區(qū)間22b的中央比在突出區(qū)間22b的兩端(突出區(qū)間22b與第1區(qū)間22a的連接位置、以及突出區(qū)間22b與第2區(qū)間22c的連接位置)大。即，突出區(qū)間22b的中央處的突出量P隨著從突出區(qū)間22b的兩端靠近突出區(qū)間22b的中央而離散地增大。換言之，寬度W2隨著從突出區(qū)間22b的兩端靠近突 出區(qū)間22b的中央而離散地變窄。

這樣，定向耦合器2是階梯錐型定向耦合器。

在突出區(qū)間21b、22b中，窄壁212、222分兩次朝開口231突出。具體而言，窄壁212構(gòu)成為：(1)在突出區(qū)間21b的兩端處突出P/2，(2)在從突出區(qū)間21b的兩端向突出區(qū)間21b的中央靠近了L/4的位置突出P/2。同樣，窄壁222構(gòu)成為：(1)在突出區(qū)間22b的兩端處突出P/2，(2)在從突出區(qū)間22b的兩端向突出區(qū)間22b的中央靠近了L/4的位置突出P/2。

此外，在突出區(qū)間21b、22b中，窄壁212、222構(gòu)成為分兩次呈階梯狀地突出。但是，窄壁212、222突出的次數(shù)為多次即可，并無特殊限定。

〔第2實施例〕

參照圖12對本發(fā)明的第2實施例所涉及的定向耦合器進行說明。第2實施例所涉及的定向耦合器2按照以下方式確定第2實施方式所涉及的定向耦合器2的各參數(shù)。

作為寬度W1以及寬度W2分別彼此采用了1.94mm。

作為高度H采用了0.5mm。

作為填充于波導(dǎo)21、22的內(nèi)部的電介質(zhì)的相對介電常數(shù)采用了3.823。

作為寬度W采用了2.85mm。

作為長度L采用了2.4mm。

作為突出量P采用了300μm。

本實施例所涉及的定向耦合器2的設(shè)計時的動作頻率為60GHz。頻率為60GHz的高頻信號的波長在自由空間中以及在相對介電常數(shù)為3.823的電介質(zhì)中分別為5.00mm以及2.56mm。另外，頻率為60GHz的高頻信號的管內(nèi)波長在以上述方式構(gòu)成的定向耦合器2中為3.40mm。

另外，本實施例所涉及的定向耦合器2被設(shè)計為耦合度3dB的定向耦合器。

使用本實施例所涉及的定向耦合器2計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖12所示。圖12是示出本實施例所涉及的定向耦合器2的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖12可知：在頻率50GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第2實施方式所涉及的定向耦合器2在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的50GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，能夠抑制反射損失。另外，在頻率59GHz以上62GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在59GHz以上62GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第8變形例〕

參照圖13對本發(fā)明的第8變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第8變形例所涉及的定向耦合器2是通過將第2實施方式所涉及的定向耦合器2中的突出區(qū)間21b、22b的長度L變形為3.2mm而獲得的。

使用第8變形例所涉及的定向耦合器2計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖13所示。圖13是示出第8變形例所涉及的定向耦合器2的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖13可知：在頻率50GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第8變形例所涉及的定向耦合器2在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的50GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，能夠抑制反射損失。另外，在頻率57GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在57GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第9變形例〕

參照圖14對本發(fā)明的第9變形例所涉及的定向耦合器進行說明。 第9變形例所涉及的定向耦合器2是通過將第2實施方式所涉及的定向耦合器2中的突出區(qū)間21b、22b的長度L變形為4.8mm而獲得的。

使用第9變形例所涉及的定向耦合器2計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖14所示。圖14是示出第9變形例所涉及的定向耦合器2的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖14可知：在頻率54GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第9變形例所涉及的定向耦合器2在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的54GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，能夠抑制反射損失。另外，在頻率57GHz以上68GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在57GHz以上68GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第1比較例〕

參照圖15對本發(fā)明的第1比較例所涉及的定向耦合器進行說明。第1比較例所涉及的定向耦合器101是通過將第2實施方式所涉及的定向耦合器2中的突出區(qū)間21b、22b的長度L變形為6.4mm而獲得的。

使用第1比較例所涉及的定向耦合器101計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖15所示。圖15是示出第1比較例所涉及的定向耦合器101的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖15可知：在66GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第1比較例所涉及的定向耦合器101在設(shè)計時的動作頻率即60GHz處無法抑制反射損失。

〔第10變形例〕

參照圖16對本發(fā)明的第10變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第10變形例所涉及的定向耦合器102是通過將第2實施方式所涉及的定向耦合器2中的突出區(qū)間21b、22b的長度L變形為8.8mm而獲得的。

使用第10變形例所涉及的定向耦合器102計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖16所示。圖16是示出第10變形例所涉及的定向耦合器 102的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖16可知：在頻率60GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第10變形例所涉及的定向耦合器102在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的60GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率59GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在59GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔參考方式〕

參照圖17對本發(fā)明的參考方式所涉及的定向耦合器進行說明。圖17是示出本參考方式所涉及的定向耦合器3的結(jié)構(gòu)的立體圖。

定向耦合器3是通過將第1實施方式所涉及的定向耦合器1所具備的突出區(qū)間11b、12b置換為突出區(qū)間31b、32b而獲得的。以下，主要對突出區(qū)間31b、32b的結(jié)構(gòu)進行說明。

如圖17所示，定向耦合器3具備第1波導(dǎo)31以及第2波導(dǎo)32。第1波導(dǎo)31以及第2波導(dǎo)32分別與定向耦合器1的第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12對應(yīng)。第1波導(dǎo)31以及第2波導(dǎo)32共用構(gòu)成彼此的一對窄壁中的第1窄壁即窄壁33。在窄壁33形成有寬度W的開口331。對于上述結(jié)構(gòu)，定向耦合器3與定向耦合器1相同。

第1波導(dǎo)31包括形成于與開口331對置的窄壁312的突出區(qū)間31b。突出區(qū)間31b形成在寬度W1恒定的第1區(qū)間31a與寬度W1恒定的第2區(qū)間31c之間。突出區(qū)間31b朝開口331突出。突出區(qū)間31b中的突出量P恒定。突出區(qū)間31b的長度L被設(shè)定為開口331的寬度W的1.68倍以上。

同樣，第2波導(dǎo)32包括形成于與開口331對置的窄壁322的突出區(qū)間32b。突出區(qū)間32b形成在寬度W2恒定的第1區(qū)間32a與寬度W2恒定的第2區(qū)間32c之間。突出區(qū)間32b朝開口331突出。突出區(qū)間32b中的突出量P恒定。突出區(qū)間32b的長度L被設(shè)定為開口331的寬度W的1.68倍以上。

這樣，定向耦合器3是設(shè)定成長度L為寬度W的1.68倍以上的階梯型定向耦合器。

第1波導(dǎo)31的突出區(qū)間31b能夠分割為開口區(qū)間31b0、第1非開口區(qū)間31b1以及第2非開口區(qū)間31b2這三個區(qū)間(參照圖17)。開口區(qū)間31b0是以開口331的兩端作為始端以及終端的區(qū)間。第1非開口區(qū)間31b1是配置于開口區(qū)間31b0的前段的區(qū)間，是以突出區(qū)間31b的一方的端部作為始端、以開口331的一方的端部作為終端的區(qū)間。第2非開口區(qū)間31b2是配置于開口區(qū)間31b0的后段的區(qū)間，是以開口331的另一方的端部作為始端、以突出區(qū)間31b的另一方的端部作為終端的區(qū)間。在突出區(qū)間31b中，第1非開口區(qū)間31b1以及第2非開口區(qū)間31b2具有相同的長度S。

同樣，第2波導(dǎo)32的突出區(qū)間32b能夠分割為開口區(qū)間32b0、第1非開口區(qū)間32b1以及第2非開口區(qū)間32b2這三個區(qū)間(參照圖17)。開口區(qū)間32b0是以開口331的兩端作為始端以及終端的區(qū)間。第1非開口區(qū)間32b1是配置于開口區(qū)間32b0的前段的區(qū)間，是以突出區(qū)間32b的一方的端部作為始端、以開口331的一方的端部作為終端的區(qū)間。第2非開口區(qū)間32b2是配置于開口區(qū)間32b0的后段的區(qū)間，是以開口331的另一方的端部作為始端、以突出區(qū)間32b的另一方的端部作為終端的區(qū)間。在突出區(qū)間32b中，第1非開口區(qū)間32b1以及第2非開口區(qū)間32b2具有相同的長度S。

在這樣構(gòu)成的定向耦合器3中，將作為設(shè)計目標的動作頻率的高頻信號在第1波導(dǎo)31以及第2波導(dǎo)32中導(dǎo)波的情況下的管內(nèi)波長設(shè)為λg，將正整數(shù)設(shè)為n，優(yōu)選長度S滿足下式(1)。

(λg/2)×n×0.8≤S≤(λg/2)×n×1.2(1)

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能夠進一步抑制設(shè)計時的動作頻率處的S(1，1)以及S(1，4)。推測這是因為：通過采用滿足式(1)或者(2)的長度S，(1)在第1非開口區(qū)間31b1、32b1的始端被反射的高頻信號、與(2)在第1非開口區(qū)間31b1、32b1的終端被反射的高頻信號相互抵消。因此，長度S的優(yōu)選范圍與管內(nèi)波長λg對應(yīng)而周期性地存在。

另外，長度S進一步優(yōu)選滿足下式(2)。

(λg/2)×0.8≤S≤(λg/2)×1.2(2)

式(2)是通過在式(1)中采用n＝1而獲得的。如參照圖21～圖26后述那樣，通過采用滿足n＝1的長度S，與采用滿足n＝2、3的長度S的情況相比較，能夠使能夠?qū)⒎瓷鋼p失抑制在－13dB以下的頻帶的下限值向低頻側(cè)擴大。

〔參考例〕

參照圖17對本發(fā)明的參考例所涉及的定向耦合器3進行說明。本參考例所涉及的定向耦合器3按照以下方式確定參考方式所涉及的定向耦合器3的各參數(shù)。

作為寬度W1以及寬度W2分別采用了1.94mm。

作為高度H采用了0.5mm。

作為填充于波導(dǎo)31、32的內(nèi)部的電介質(zhì)的相對介電常數(shù)采用了3.823。

作為寬度W采用了2.85mm。

作為長度L采用了4.8mm。即，長度L為寬度W的1.68倍。另外，長度S為0.975mm，并相當于0.287λg。

作為突出量P采用了300μm。

本參考例所涉及的定向耦合器3的設(shè)計時的動作頻率為60GHz。頻率為60GHz的高頻信號的波長在自由空間中以及在相對介電常數(shù)為3.823的電介質(zhì)中分別為5.00mm以及2.56mm。另外，頻率為60GHz的高頻信號的管內(nèi)波長λg在以上述方式構(gòu)成的定向耦合器3中為3.40mm。

另外，本參考例所涉及的定向耦合器3被設(shè)計為耦合度3dB的定向耦合器。

使用本參考例所涉及的定向耦合器3計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖18所示。圖18是示出本參考例所涉及的定向耦合器3的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖18可知：在頻率59GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：本參考例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的59GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率55GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在59GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第11變形例〕

參照圖19對本發(fā)明的第11變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第11變形例所涉及的定向耦合器3是通過將參考例所涉及的定向耦合器3中的突出區(qū)間31b、32b的長度L變形為6.4mm而獲得的。即，在本變形例中，長度L為寬度W的2.25倍。另外，長度S為1.775mm，相當于0.522λg。

使用第11變形例所涉及的定向耦合器3計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖19所示。圖19是示出第11變形例所涉及的定向耦合器3的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖19可知：在頻率55GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第11變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的55GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率52GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在55GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB的定向耦合器更適宜地動作。

〔第12變形例〕

參照圖20對本發(fā)明的第12變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第12變形例所涉及的定向耦合器3是通過將參考例所涉及的定向耦合 器3中的突出區(qū)間31b、32b的長度L變形為8.8mm而獲得的。即，在本變形例中，長度L為寬度W的3.09倍。另外，長度S為2.975mm，相當于0.875λg。

使用第12變形例所涉及的定向耦合器3計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖20所示。圖20是示出第12變形例所涉及的定向耦合器3的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖20可知：在頻率60GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第12變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的60GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率57GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在60GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB定向耦合器更適宜地動作。

〔第13變形例〕

參照圖21對本發(fā)明的第13變形例所涉及的定向耦合進行說明。第13變形例所涉及的定向耦合器3是通過將參考例所涉及的定向耦合器3中的突出區(qū)間31b、32b的長度L變形為6.0mm而獲得的。即，在本變形例中，長度L為寬度W的2.11倍。另外，長度S為1.575mm，相當于0.463λg。

使用第13變形例所涉及的定向耦合器3計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖21所示。圖21是示出圖13的變形例所涉及的定向耦合器3的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖21可知：在頻率55GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第13變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的55GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率53GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在55GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB定向耦合器更適宜地動作。

〔第14變形例〕

參照圖22對本發(fā)明的第14變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第14變形例所涉及的定向耦合器3是通過將參考例所涉及的定向耦合器3中的突出區(qū)間31b、32b的長度L變形為9.4mm而獲得的。即，在本變形例中，長度L為寬度W的3.30倍。另外，長度S為3.275mm，相當于0.963λg。

使用第14變形例所涉及的定向耦合器3計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖22所示。圖22是示出圖14的變形例所涉及的定向耦合器3的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖22可知：在頻率58GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第14變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的58GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率56GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在58GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB定向耦合器更適宜地動作。

〔第15變形例〕

參照圖23對本發(fā)明的第15變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第15變形例所涉及的定向耦合器3是通過將參考例所涉及的定向耦合器3中的突出區(qū)間31b、32b的長度L變形為13mm而獲得的。即，在本變形例中，長度L為寬度W的4.56倍。另外，長度S為5.075mm，相當于1.49λg。

使用第15變形例所涉及的定向耦合器3計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖23所示。圖23是示出第15變形例所涉及的定向耦合器3的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。

參照圖23可知：在頻率60GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第15變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的60GHz以上70GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率57GHz 以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在60GHz以上69GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB定向耦合器更適宜地動作。

〔第16～第18變形例〕

參照圖24對本發(fā)明的第16～第18變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第16變形例所涉及的定向耦合器3是通過將參考例所涉及的定向耦合器3中的突出量P變形為200μm、并且將突出區(qū)間31b、32b的長度L變形為6.0mm而獲得的。另外，第17變形例以及第18變形例分別涉及的定向耦合器3分別是通過將第16變形例所涉及的定向耦合器3中的長度L變形為6.4mm以及5.6mm而獲得的。即，在第16～第18變形例中，長度L分別為寬度W的2.11倍、2.25倍、1.96倍。在第16變形例中，長度S為1.575mm，相當于0.463λg。在第17變形例中，長度S為1.775mm，相當于0.522λg。在第18變形例中，長度S為1.375mm，相當于0.404λg。

使用第16～第18變形例所涉及的定向耦合器3分別計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖24所示。圖24是示出第16～第18變形例所涉及的定向耦合器3的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。此外，對于第17～第18變形例所涉及的定向耦合器3，僅圖示了S(1，1)。

參照圖24可知：第16變形例所涉及的定向耦合器3在頻率53GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第16變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的53GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率50GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在53GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB定向耦合器更適宜地動作。

另外，第17變形例所涉及的定向耦合器3在頻率52GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即， 可知：第17變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的52GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。

另外，第18變形例所涉及的定向耦合器3在頻率54GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第17變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的54GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。

〔第19～第21變形例〕

參照圖25對本發(fā)明的第19～第21變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第19變形例所涉及的定向耦合器3是通過將第16變形例所涉及的定向耦合器3中的突出區(qū)間31b、32b的長度L變形為9.4mm而獲得的。另外，第20變形例以及第21變形例各自所涉及的定向耦合器3分別是通過將第16變形例所涉及的定向耦合器3中的長度L變形為9.8mm以及9.0mm而獲得的。即，在第19～第21變形例的各個中，長度L分別為寬度W的3.30倍、3.44倍、3.16倍。在第19變形例中，長度S為3.275mm，相當于0.963λg。在第20變形例中，長度S為3.475mm，相當于1.02λg。在第21變形例中，長度S為3.075mm，相當于0.904λg。

使用第19～第21變形例所涉及的定向耦合器3分別計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖25所示。圖25是示出第19～第21變形例所涉及的定向耦合器3的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。此外，對于第20～第21變形例所涉及的定向耦合器3，僅圖示了S(1，1)。

參照圖25可知：第19變形例所涉及的定向耦合器3在頻率56GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第19變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的56GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率53GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，可知：在56GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB定向耦合器更適宜地動作。

另外，第20變形例所涉及的定向耦合器3在頻率55GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第20變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的55GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。

另外，第21變形例所涉及的定向耦合器3在頻率56GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第21變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的56GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。

〔第22～第24變形例〕

參照圖26對本發(fā)明的第22～第24變形例所涉及的定向耦合器進行說明。第22變形例所涉及的定向耦合器3是通過將第16變形例所涉及的定向耦合器3中的突出區(qū)間31b、32b的長度L變形為13.0mm而獲得的。另外，第23變形例以及第24變形例各自所涉及的定向耦合器3分別是通過將第16變形例所涉及的定向耦合器3中的長度L變形為13.4mm以及12.6mm而獲得的。即，在第22～第24變形例中，長度L分別為寬度W的4.56倍、4.70倍、4.42倍。在第22變形例中，長度S為5.075mm，相當于1.49λg。在第23變形例中，長度S為5.275mm，相當于1.55λg。在第24變形例中，長度S為4.875mm，相當于1.43λg。

使用第22～第24變形例所涉及的定向耦合器3分別計算S參數(shù)的頻率依賴性的結(jié)果如圖26所示。圖26是示出第22～第24變形例所涉及的定向耦合器3的S參數(shù)的頻率依賴性的圖表。此外，對于第22～第24變形例所涉及的定向耦合器3，僅圖示了S(1，1)。

參照圖26可知：第22變形例所涉及的定向耦合器3在頻率57GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第22變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的57GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。另外，在頻率50GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中， S(1，2)與S(1，3)之差小于1.0dB。即，在57GHz以上65GHz以下的頻率區(qū)域中，作為耦合度3dB定向耦合器更適宜地動作。

另外，第23變形例所涉及的定向耦合器3在頻率56GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第23變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的56GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。

另外，第24變形例所涉及的定向耦合器3在頻率57GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中，S(1，1)以及S(1，4)分別小于－13dB。即，可知：第24變形例所涉及的定向耦合器3在包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的57GHz以上67GHz以下的頻率區(qū)域中能夠抑制反射損失。

參照參考例所涉及的定向耦合器3(參照圖18)以及第11～第15變形例所涉及的定向耦合器3(參照圖19～圖23)各自的反射損失可知：反射損失小于－13dB的頻率區(qū)域的下限值在長度L＝6.4mm的情況下(參照圖19)最小。換言之，在長度L＝6.4mm的情況下，包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的帶域的帶寬最寬。另外，可知：在長度L為6.4mm以上13mm以下的范圍內(nèi)，長度L越長，則包括設(shè)計時的動作頻率即60GHz在內(nèi)的帶域的帶寬越窄。

第11變形例～第15變形例中的第11變形例以及第13變形例的長度S滿足n＝1的情況下的式(1)、即滿足式(2)，第12變形例以及第14變形例的長度S滿足n＝2的情況下的式(1)，第15變形例的長度S滿足n＝3的情況下的式(1)。以下，將第11變形例以及第13變形例稱為滿足n＝1的變形例組，將第12變形例以及第14變形例稱為滿足n＝2的變形例組，將第15變形例稱為滿足n＝3的變形例。

對圖19～圖23的各個進行比較，對于能夠?qū)⒎瓷鋼p失抑制在－13dB以下的頻帶的下限值，在滿足n＝1的變形例組中最低(54.5GHz以及55.5GHz)，在滿足n＝2的變形例組中向高頻側(cè)變化(58GHz以及59.3GHz)，在滿足n＝3的變形例中進一步向高頻側(cè)變化(59.5GHz)。由此可知：通過采用滿足n＝1的長度S，與采用滿足n＝2、3的長度S 的情況相比較，能夠使能夠?qū)⒎瓷鋼p失抑制在－13dB以下的頻帶的下限值向低頻側(cè)擴大。

第16～第24變形例中的第16～第18變形例的長度S滿足n＝1的情況下的式(1)、即滿足式(2)，第19～第21變形例的長度S滿足n＝2的情況下的式(1)，第22～第24變形例的長度S滿足n＝3的情況下的式(1)。以下，將第16～第18變形例稱為滿足n＝1的變形例組，將第19～第21變形例稱為滿足n＝2的變形例組，將第22～第24變形例稱為滿足n＝3的變形例組。

對圖24～圖26的各個進行比較，對于能夠?qū)⒎瓷鋼p失抑制在－13dB以下的頻帶的下限值，在滿足n＝1的變形例組中最低(51.7GHz、52.5GHz、53.7GHz)，在滿足n＝2的變形例組中向高頻側(cè)變化(55.1GHz、55.6GHz、56.3GHz)，在滿足n＝3的變形例組中進一步向高頻側(cè)變化(56.2GHz、56.6GHz、57.2GHz)。由此可知：通過采用滿足n＝1的長度S，與采用滿足n＝2、3的長度S的情況相比較，能夠使能夠?qū)⒎瓷鋼p失抑制在－13dB以下的頻帶的下限值向低頻側(cè)擴大。

另外，根據(jù)對突出量P為300μm的第11～第15變形例、與突出量P為200μm的第16～第24變形例進行比較的結(jié)果可知，通過增大突出量P，能夠使能夠?qū)⒎瓷鋼p失抑制在－13dB以下的頻帶向高頻側(cè)變化?；蛘撸ㄟ^減小突出量P，能夠使上述頻帶向低頻側(cè)變化。

這樣，在定向耦合器3中，通過使突出量P變化，能夠控制上述頻帶。換言之，通過使突出量P變化，無需變更定向耦合器的其他參數(shù)，就能夠容易地控制可更好地抑制反射損失的頻帶。此外，突出量P優(yōu)選為管內(nèi)波長λg的13.5％以下。

〔構(gòu)成例〕

參照圖27對第1實施方式所涉及的定向耦合器1的構(gòu)成例進行說明。圖27是示出本構(gòu)成例所涉及的定向耦合器1的結(jié)構(gòu)的俯視圖。

本構(gòu)成例所涉及的定向耦合器1所具備的第1波導(dǎo)11以及第2波導(dǎo)12分別均使用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)制作。

具體而言，第1波導(dǎo)11由電介質(zhì)基板10、設(shè)置于電介質(zhì)基板10的兩面的一對導(dǎo)體板(在圖27中未圖示)、將貫通電介質(zhì)基板10的導(dǎo)體柱112i配置為壁狀而成的柱形壁、以及將導(dǎo)體柱13i配置為壁狀而成的柱形壁構(gòu)成。在本構(gòu)成例中，導(dǎo)體柱13i由一對導(dǎo)體柱構(gòu)成。

在俯視觀察定向耦合器1的情況下，導(dǎo)體柱112i分別以使得連結(jié)它們的中心的線與圖1所示的窄壁112的形狀一致的方式配置，導(dǎo)體柱13i分別以使得連結(jié)它們的中心的線與圖1所示的窄壁13的形狀一致的方式配置。

因此，設(shè)置于電介質(zhì)基板10的兩面的一對導(dǎo)體板分別作為寬壁111a以及寬壁111b發(fā)揮功能。將導(dǎo)體柱13i配置為壁狀而成的柱形壁作為第1窄壁即窄壁13發(fā)揮功能。將導(dǎo)體柱112i配置為壁狀而成的柱形壁作為第2窄壁即窄壁112發(fā)揮功能。

第2波導(dǎo)12由電介質(zhì)基板10、設(shè)置于電介質(zhì)基板10的兩面的一對導(dǎo)體板(在圖27中未圖示)、將貫通電介質(zhì)基板10的導(dǎo)體柱122i配置為壁狀而成的柱形壁、以及將導(dǎo)體柱13i配置為壁狀而成的柱形壁構(gòu)成。第2波導(dǎo)12與第1波導(dǎo)11以同樣方式構(gòu)成。

即，設(shè)置于電介質(zhì)基板10的兩面的一對導(dǎo)體板分別作為寬壁121a以及寬壁121b發(fā)揮功能。將導(dǎo)體柱13i配置為壁狀而成的柱形壁作為第1窄壁即窄壁13發(fā)揮功能。即，第1波導(dǎo)11與第2波導(dǎo)12共用窄壁13。將導(dǎo)體柱122i配置為壁狀而成的柱形壁作為第2窄壁即窄壁122發(fā)揮功能。

此外，在本構(gòu)成例中，導(dǎo)體柱112i、122i的直徑以及導(dǎo)體柱13i的直徑均為100μm。另外，相互鄰接的導(dǎo)體柱112i與導(dǎo)體柱112i+1之間的間隔、相互鄰接的導(dǎo)體柱122i與導(dǎo)體柱122i+1之間的間隔、以及相互鄰接的導(dǎo)體柱13i與導(dǎo)體柱13i+1之間的間隔均為200μm。但是，上述直徑以及上述間隔均不限定于本構(gòu)成例，能夠與設(shè)計時的動作頻率對應(yīng)地適當確定。

根據(jù)本構(gòu)成例，能夠使用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)制造定向耦合器1。因此，能夠?qū)⒍ㄏ蝰詈掀?連同使用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)制造的其他波導(dǎo)、帶通濾 波器等一起集成化在一塊電介質(zhì)基板上。

另外，定向耦合器1是經(jīng)由形成于共用的窄壁13的開口131而使第1波導(dǎo)11與第2波導(dǎo)12耦合的H面耦合型的定向耦合器。H面耦合型的定向耦合器1適合作為利用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)制作的定向耦合器。其原因在于能夠利用一塊電介質(zhì)基板10制作定向耦合器1。

此外，在本構(gòu)成例中，對將柱形壁波導(dǎo)技術(shù)應(yīng)用于第1實施方式所涉及的定向耦合器1的情況進行了說明。但是，并不限于定向耦合器1，在第1實施方式所涉及的定向耦合器2以及參考方式所涉及的定向耦合器3的任一個中均能夠應(yīng)用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)。

〔第3實施方式〕

參照圖28對本發(fā)明的第3實施方式所涉及的雙工器進行說明。圖28的(a)以及(b)是示出本實施方式所涉及的雙工器5的結(jié)構(gòu)的框圖。

如圖28的(a)所示，雙工器5具備兩個第1實施方式所涉及的定向耦合器1、第1濾波器51以及第2濾波器52。

在本實施方式中，通過將兩個定向耦合器1分別記載為定向耦合器1a(第1定向耦合器)以及定向耦合器1b(第2定向耦合器)來進行區(qū)分。另外，通過將定向耦合器1a的四個端口分別記載為第1端口P1a～第4端口P4a，將定向耦合器1b的四個端口分別記載為第1端口P1b～第4端口P4b來進行區(qū)分。

另外，在本實施方式中，作為第1濾波器51以及第2濾波器52分別采用了帶通濾波器(BPF)。以下，將第1濾波器51記載為BPF 51，將第2濾波器52記載為BPF 52。BPF 51、52僅使規(guī)定頻帶的高頻信號透過，并反射除此以外的頻帶的高頻信號。

BPF 51連接定向耦合器1a的第2端口P2a與定向耦合器1b的第1端口P1b。另外，BPF 52連接定向耦合器1a的第3端口P3a與定向耦合器1b的第4端口P4b。

BPF 51、52構(gòu)成為使天線63所接收到的高頻信號透過、并且反射 發(fā)送電路61所發(fā)送的高頻信號。

接下來，對以這種方式構(gòu)成的雙工器5所實現(xiàn)的功能進行說明。如圖28的(a)所示，定向耦合器1a的第1端口P1a與天線63連接，定向耦合器1a的第4端口P4a與發(fā)送電路61(Tx)連接，將定向耦合器1b的第2端口P2b經(jīng)由終端電阻64而接地，定向耦合器1b的第3端口P3b與接收電路62(Rx)連接。

從連接有天線63的第1端口P1a至連接有接收電路62的第3端口P3b為止的路徑有兩條。第1路徑是從第1端口P1a經(jīng)由第2端口P2a、BPF 51以及第1端口P1b而到達第3端口P3b的路徑。第2路徑是從第1端口P1a經(jīng)由第3端口P3a、BPF 52以及第4端口P4b而到達第3端口P3b的路徑。

根據(jù)以上述方式構(gòu)成的雙工器5，由天線63接收并入射至第1端口P1a的高頻信號能夠到達接收電路62。

同樣，從連接有發(fā)送電路61的第4端口P4a至連接有天線63的第1端口P1a為止的路徑也有兩條。第1路徑是在第3端口P3a與BPF 52的界面反射之后到達第1端口P1a的路徑，第2路徑是在第2端口P2a與BPF 51的界面反射之后到達第1端口P1a的路徑。

根據(jù)以上述方式構(gòu)成的雙工器5，從發(fā)送電路61入射至第4端口P4a的高頻信號能夠到達天線63。

如上，對于雙工器5，(1)能夠使從連接有天線63的第1端口P1a入射的高頻信號從連接有接收電路62的第3端口P3b射出，(2)能夠使從連接有發(fā)送電路61的第4端口P4a入射的高頻信號從連接有天線63的第1端口P1a射出。

此外，雙工器5優(yōu)選針對構(gòu)成例如上所述應(yīng)用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)而制作。通過使用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)制作，能夠?qū)⒍ㄏ蝰詈掀?a、定向耦合器1b、BPF 51以及BPF 52集成在同一電介質(zhì)基板上。因此，能夠抑制雙工器5的制造成本，并且能夠?qū)崿F(xiàn)集成化。

此外，在本實施方式中，對雙工器5具備分別作為第1定向耦合器 以及第2定向耦合器的第1實施方式所涉及的定向耦合器1的情況進行了說明。但是，作為雙工器5的第1定向耦合器以及第2定向耦合器，可以分別采用第2實施方式所涉及的定向耦合器2，也可以分別采用參考方式所涉及的定向耦合器3。

另外，如圖28的(b)所示，雙工器5也可以采用定向耦合器1a的第4端口P4a與接收電路62連接，定向耦合器1b的第3端口P3b與發(fā)送電路61連接的結(jié)構(gòu)。在該情況下，只要BPF 51、52構(gòu)成為反射天線63所接收到的高頻信號，并且使發(fā)送電路61所發(fā)送的高頻信號透過即可。圖28的(b)所示的雙工器5具有與圖28的(a)所示的雙工器5相同的功能。

〔備注事項〕

本發(fā)明的參考方式所涉及的定向耦合器還能夠以下述方式表現(xiàn)。

本發(fā)明的參考方式所涉及的定向耦合器的第1方式形成為，具備共用形成有開口的第1窄壁的第1矩形波導(dǎo)以及第2矩形波導(dǎo)，其特征在于，上述第1矩形波導(dǎo)以及上述第2矩形波導(dǎo)分別具有突出區(qū)間，該突出區(qū)間是第2窄壁朝上述第1窄壁突出的突出區(qū)間、且包括上述開口的至少一部分，上述突出區(qū)間的長度為沿波導(dǎo)方向測得的上述開口的寬度的1.68倍以上。

在使設(shè)計時的動作頻率即高頻信號入射至以上述方式構(gòu)成的定向耦合器的第1矩形波導(dǎo)的一方的端部的情況下，設(shè)計時的動作頻率處的S(1，1)以及S(1，4)均足夠小。即，該定向耦合器能夠在設(shè)計時的動作頻率處抑制反射損失。

對于本發(fā)明的參考方式所涉及的定向耦合器的第2方式，在上述第1方式中，可以采用如下結(jié)構(gòu)：在上述突出區(qū)間中，上述第2窄壁朝上述第1窄壁突出的突出量遍及上述突出區(qū)間的整個區(qū)間都恒定。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能夠使用階梯型定向耦合器抑制設(shè)計時的動作頻率處的反射損失。

對于本發(fā)明的參考方式所涉及的定向耦合器的第3方式，在上述第 2方式中，優(yōu)選形成為：

將上述突出區(qū)間分割為如下三個區(qū)間：(1)以上述開口的兩端作為始端以及終端的開口區(qū)間；(2)配置于上述開口區(qū)間的前段，以上述突出區(qū)間的一方的端部作為始端、以上述開口的一方的端部作為終端的第1非開口區(qū)間；以及(3)配置于上述開口區(qū)間的后段，以上述開口的另一方的端部作為始端、以上述突出區(qū)間的另一方的端部作為終端的第2非開口區(qū)間，在該情況下，

將作為設(shè)計目標的動作頻率的高頻信號在上述第1矩形波導(dǎo)以及上述第2矩形波導(dǎo)中導(dǎo)波的情況下的管內(nèi)波長設(shè)為λg，將正整數(shù)設(shè)為n，優(yōu)選上述第1非開口區(qū)間以及上述第2非開口區(qū)間各自的長度S滿足下式(1)，

(λg/2)×n×0.8≤S≤(λg/2)×n×1.2 (1)。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能夠進一步抑制設(shè)計時的動作頻率處的S(1，1)以及S(1，4)。

對于本發(fā)明的參考方式所涉及的定向耦合器的第4方式，在上述第3方式中，優(yōu)選形成為：上述突出量為上述管內(nèi)波長λg的13.5％以下。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能夠可靠地抑制設(shè)計時的動作頻率處的S(1，1)以及S(1，4)。

另外，通過在上述范圍內(nèi)使突出量變化，能夠控制能夠更好地抑制包括設(shè)計時的動作頻率在內(nèi)的S(1，1)以及S(1，4)的頻帶。換言之，通過使突出量變化，無需變更定向耦合器的其他參數(shù)，就能夠容易地控制能夠更好地抑制S(1，1)以及S(1，4)的頻帶。

對于本發(fā)明的參考方式所涉及的定向耦合器的第5方式，在上述第1～第4方式的任一方式中，優(yōu)選形成為：上述第1矩形波導(dǎo)的寬壁以及上述第2矩形波導(dǎo)的寬壁分別由設(shè)置于電介質(zhì)基板的兩面的一對導(dǎo)體板構(gòu)成，上述第1矩形波導(dǎo)的窄壁以及上述第2矩形波導(dǎo)的窄壁分別由貫通上述電介質(zhì)基板的導(dǎo)體柱構(gòu)成。

這樣構(gòu)成的定向耦合器能夠通過使用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)來制造。因 此，與使用金屬制波導(dǎo)管來制作定向耦合器的情況相比，制造變得容易。結(jié)果，能夠抑制定向耦合器的制造成本。

本發(fā)明的參考方式所涉及的雙工器是具備上述第1～第5方式的任一方式中記載的定向耦合器來作為第1定向耦合器以及第2定向耦合器的雙工器，優(yōu)選為還具備：插入于上述第1定向耦合器的第1矩形波導(dǎo)以及上述第2定向耦合器的第1矩形波導(dǎo)之間的第1濾波器；以及插入于上述第1定向耦合器的第2矩形波導(dǎo)以及上述第2定向耦合器的第2矩形波導(dǎo)之間的第2濾波器。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能夠起到與本發(fā)明的各方式所涉及的定向耦合器相同的效果。

〔總結(jié)〕

為了解決上述課題，本發(fā)明所涉及的定向耦合器具備共用形成有開口的第1窄壁的第1矩形波導(dǎo)以及第2矩形波導(dǎo)，其中，上述第1矩形波導(dǎo)以及上述第2矩形波導(dǎo)分別具有寬度變化區(qū)間，上述寬度變化區(qū)間是通過具有第2窄壁朝上述第1窄壁突出的突出區(qū)間而產(chǎn)生的、且包括上述開口的至少一部分，在上述寬度變化區(qū)間中，上述第2窄壁朝上述第1窄壁突出的突出量在上述寬度變化區(qū)間的中央比在上述寬度變化區(qū)間的兩端大。

在使作為設(shè)計時的動作頻率的高頻信號入射至以上述方式構(gòu)成的定向耦合器的第1矩形波導(dǎo)的一方的端部的情況下，設(shè)計時的動作頻率處的S(1，1)以及S(1，4)分別均足夠小。即，該定向耦合器能夠在設(shè)計時的動作頻率處抑制反射損失。

在本發(fā)明的一個方式所涉及的定向耦合器中，優(yōu)選形成為：上述突出量隨著從上述寬度變化區(qū)間的兩端靠近上述寬度變化區(qū)間的中央而連續(xù)地增大。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能夠進一步抑制設(shè)計時的動作頻率處的S(1，1)以及S(1，4)。

在本發(fā)明的一個方式所涉及的定向耦合器中，也可以構(gòu)成為：上述 突出量隨著從上述寬度變化區(qū)間的兩端靠近上述寬度變化區(qū)間的中央而離散地增大。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能夠進一步抑制設(shè)計時的動作頻率處的S(1，1)以及S(1，4)。

在本發(fā)明的一個方式所涉及的定向耦合器中，優(yōu)選形成為：上述寬度變化區(qū)間的長度為沿波導(dǎo)方向測得的上述開口的寬度以上。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能夠使定向耦合器能夠作為定向耦合器動作的頻帶向高頻側(cè)變化。

在本發(fā)明的一個方式所涉及的定向耦合器中，優(yōu)選形成為：上述第1矩形波導(dǎo)的寬壁以及上述第2矩形波導(dǎo)的寬壁分別由設(shè)置于電介質(zhì)基板的兩面的一對導(dǎo)體板構(gòu)成，上述第1矩形波導(dǎo)的窄壁以及上述第2矩形波導(dǎo)的窄壁分別由貫通上述電介質(zhì)基板的導(dǎo)體柱構(gòu)成。

這樣構(gòu)成的定向耦合器能夠通過使用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)來制作。通過使用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)制作本發(fā)明所涉及的定向耦合器，與使用金屬制的波導(dǎo)管制作定向耦合器的情況相比較，能夠容易地制作。結(jié)果，能夠抑制定向耦合器的制造成本。

另外，通過使用柱形壁波導(dǎo)技術(shù)制作本發(fā)明所涉及的定向耦合器，能夠?qū)⒍ㄏ蝰詈掀鬟B同其他波導(dǎo)、帶通濾波器等一起集成化在一塊電介質(zhì)基板上。因此，能夠使包括定向耦合器的高頻傳送系統(tǒng)小型化。

本發(fā)明的一個方式所涉及的雙工器是具備本發(fā)明的各方式所涉及的定向耦合器中的任一個來作為第1定向耦合器以及第2定向耦合器的雙工器，優(yōu)選還具備：插入于上述第1定向耦合器的第1矩形波導(dǎo)以及上述第2定向耦合器的第1矩形波導(dǎo)之間的第1帶通濾波器、以及插入于上述第1定向耦合器的第2矩形波導(dǎo)以及上述第2定向耦合器的第2矩形波導(dǎo)之間的第2帶通濾波器。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能夠起到與本發(fā)明的各方式所涉及的定向耦合器相同的效果。

本發(fā)明并不限定于上述各實施方式，能夠在技術(shù)方案所示的范圍內(nèi) 進行各種變更，適當?shù)亟M合不同實施方式中分別公開的技術(shù)手段而獲得的實施方式也包含于本發(fā)明的技術(shù)范圍。

工業(yè)上的利用可行性

本發(fā)明能夠利用于具備兩個矩形波導(dǎo)的定向耦合器。另外，能夠利用于具備這種定向耦合器的雙工器。