本發(fā)明涉及通信天線技術領域，特別是指一種單槽深c/ku雙頻段差模跟蹤饋源及其設計方法。

背景技術：

隨著社會日新月異的發(fā)展，對衛(wèi)星通信需求量的快速增長、導航測控技術的快速發(fā)展，為了提高衛(wèi)星資源的利用率，越來越多的衛(wèi)星工作頻段發(fā)展到雙頻以及多頻段，例如目前使用比較多的c/ku、l/c、s/c、x/ka和s/x等雙頻段衛(wèi)星，向多頻段發(fā)展是未來大勢所趨。對于衛(wèi)星地面站天線系統(tǒng)也要跟上衛(wèi)星通信量的增加需求，增加衛(wèi)星地面站天線的通信容量、提高衛(wèi)星地面站天線的利用率。對衛(wèi)星地面站天線具備能同時在兩個頻段或者更多頻段上工作。為了提高資源的利用率，大型口徑地面站天線對雙頻段以上工作需要也會越來越多，以至于對雙頻段或者多頻段天饋系統(tǒng)的技術研究變得越來越迫切。

為了滿足越來越多的中、低衛(wèi)星地面站天線的需求，保證衛(wèi)星地面站天線與衛(wèi)星通信能夠實時跟蹤上，因此對大多數地球站天線提出了快速跟蹤衛(wèi)星的能力。當前衛(wèi)星地球站天線快速跟蹤方式主要采用：程序引導跟蹤、單脈沖跟蹤，程序引導跟蹤需要提前預知衛(wèi)星軌道數據，并且跟蹤易偏離中心，但制造成本點等特點，單脈沖跟蹤具有跟蹤精度高、速度快、實時性，但成本高等特點。目前單脈沖跟蹤方式主要分為以下四種方式：第一種方式為多喇叭合成，這種方式目前主要應用跟蹤雷達天線，原理清晰、捕獲信號更加靈敏，但在雙頻段或多頻段饋源衛(wèi)星通信天線應用中天線的照射效率低，頻段之間的波束指向一致性差等缺點；第二種方式為圓波導過模耦合te21模，這是方式天線的照射效率高、和差波束一致性好，但它的缺點是te21模耦合器與合成網絡比較復雜，以至于對加工精度要求比較高，這種方式適合于單頻段跟蹤網絡，因此這種跟蹤方式不適用于雙頻段或多頻段跟蹤網絡；第三種方式為圓波導過模耦合tm01模方式，此方式結構簡單、成本低，但此跟蹤方式缺點有工作頻帶窄、只能跟蹤圓極化信標衛(wèi)星；第四種方式為波紋喇叭槽底耦合he21模方式，此方式適用于多頻段實時跟蹤、結構尺寸緊湊、成本低等優(yōu)點。

申請?zhí)枮閏n20131016745.6的中國專利公開了一種雙槽深三頻段差模跟蹤饋源及其設計方法，該專利涉及一種雙槽結構三頻段共用波紋喇叭饋源及其l頻段跟蹤技術，此專利技術是在雙槽結構內耦合出l頻段差模跟蹤信號，并且此專利技術l頻段跟蹤相對工作頻帶比較窄，此饋源無法實現寬帶單脈沖跟蹤功能。

申請?zhí)枮閏n90203857.5的中國專利公開了一種天線饋源網絡裝置，它主要由波紋喇叭和tm01模耦合器等部件組成，不是從波紋槽內耦合出差模he21模，并且無法實現單脈沖跟蹤線極化信標衛(wèi)星的功能。

申請?zhí)枮閏n01119333.6的中國專利公開了一種改善偏置拋物面天線交叉極化特性的波紋喇叭饋源，它是在波紋喇叭的前端加了一段光壁圓直波導，這個光壁圓直波導并不屬于波紋喇叭，在直波導內壁上開了5個能夠激勵起te21高次模的諧振耦合腔，并不是耦合口，它沒有提取出te21高次模信號，其開5個諧振耦合腔主要的作用幫助改善偏置拋物面天線的交叉極化性能，兩者要實現的功能完全不同。

技術實現要素：

有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提出一種單槽深c/ku雙頻段差模跟蹤饋源及其設計方法，其能夠實現雙頻段通信、雙頻段單脈沖跟蹤以及雙頻段共用，具有方向圖旋轉對稱、旁瓣電平低、反射損耗小、增益高、差方向圖旋轉對稱等優(yōu)點。

基于上述目的，本發(fā)明提供的技術方案是：

一種單槽深c/ku雙頻段差模跟蹤饋源，其包括單槽結構波紋喇叭和差模饋線合成網絡，單槽結構波紋喇叭由過渡段、模變換段、變頻段、變角段和輻射段組成，變角段為由多個槽周期組成的單槽結構形式，在變角段前部的一個槽周期處相對應的波紋喇叭的圓周上均勻依次開設有第一至第八共八個耦合口，相鄰兩個耦合口之間的夾角為45度。

可選地，耦合口為在波紋槽底徑向開設的矩形口。

可選地，差模饋線合成網絡包括八個低通濾波器、八個波導同軸轉換器、十端口微帶差模合成器和同軸電纜；其中，第一耦合口和第五耦合口輸出的信號分別經低通濾波器和波導同軸轉換器后進入十端口微帶差模合成器的第一輸入端口和第二輸入端口；第三耦合口和第七耦合口輸出的信號分別經低通濾波器和波導同軸轉換器后進入十端口微帶差模合成器的第三輸入端口和第四輸入端口；第二耦合口和第六耦合口輸出的信號分別經低通濾波器和波導同軸轉換器后進入十端口微帶差模合成器的第五輸入端口和第六輸入端口；第四耦合口和第八耦合口輸出的信號分別經低通濾波器和波導同軸轉換器后進入十端口微帶差模合成器的第七輸入端口和第八輸入端口；十端口微帶差模合成器的第一輸出端口和第二輸出端口分別輸出左旋極化天線自跟蹤信號與右旋極化天線自跟蹤信號。

可選地，耦合口開設在變角段上自模變換段到輻射段方向的第10個槽周期處。

可選地，變角段采用由一個凹直槽和一個槽齒組成一個槽周期的單槽深結構形式。

可選地，耦合口處的槽深是正常槽深的1.6至2.1倍。

可選地，差模信號的耦合口位置在差模信號回波的波腹點上。

此外，本發(fā)明還提供一種如上任一項的單槽深c/ku雙頻段差模跟蹤饋源的設計方法，該方法包括以下步驟：

(1)設計單槽深結構c/ku雙頻段共用波紋喇叭饋源；其中單槽深的參數根據c頻段信號的要求進行設計，且使得ku頻段的導納絕對值以最大程度接近于1；

(2)根據單槽深結構c/ku雙頻段共用波紋喇叭饋源的槽參數，分別求解c頻段差模信號的等效導納y差；

其中，c/ku雙頻段共用波紋喇叭饋源的模變換段由環(huán)加載槽組成，模變換段內差模信號he21的等效導納y¹差為：

式中，p為槽周期，d1為環(huán)加載第一個槽的槽寬；其中，

式中，d為槽寬，bd為環(huán)加載附加導納；

上述各式中，e0～e6為中間變量，其計算公式如下：

式中，j2為第一類2階貝塞爾函數，j'2為j2的導數，k為自由空間傳播常數，n2為第二類2階貝塞爾函數或者紐曼函數，n'2為n2的導數，a為槽內徑，b為槽外徑，b'為槽內徑加上槽深的三分之一的尺寸；

c/ku雙頻段共用波紋喇叭饋源在變角段、輻射段內均由直槽組成，直槽差模的等效導納y²差為：

(3)將c頻段差模信號等效導納代入由表面阻抗法導出的波紋波導特征方程，求解出m＝2、n＝1下c頻段差模信號hemn的特征值；

式中，jm(k0a)、j'm(k0a)分別為m階貝塞爾函數和該m階貝塞爾函數的導數，k0a為c頻段差模信號的特征值，a為波紋槽的內壁半徑；

(4)將c頻段差模信號的特征值k0a代入下式，求解出c頻段差模信號的傳播常數β差：

(5)根據c頻段差模信號的傳播常數β差判斷出c頻段差模信號的臨界截止點的位置，判斷方式如下：

當β差為正實數時，表示c頻段差模可以在波紋槽內傳播；

當β差為虛數時，表示c頻段差模不可以在波紋槽內傳播；

當β差＝0時，表示c頻段差模在波紋槽內為臨界截止點；

(6)根據c頻段差模信號的臨界截止點的位置與c頻段差模信號的傳播常數β差，計算出c頻段差模信號的波腹點，計算公式如下：

式中，t為從臨界截止點開始數的第t槽，n為從臨界截止點開始數的第n個波腹點，λ為自由空間波長，π為圓周率；

(7)在c頻段差模信號的波腹點處的波紋喇叭槽底圓周上均勻依次開設第一至第八耦合口，相鄰兩個耦合口之間的夾角為45度，耦合口耦合出c頻段的差模信號即是he21模信號；

(8)根據he21模式的場形分布圖設計十端口微帶差模合成器。

可選地，步驟(8)中的十端口微帶差模合成器的端口設計方式為：

十端口微帶差模合成器中的第一至第四輸入端口的信號相加后輸出一路線極化，第五至第八輸入端口的信號相加后輸出另一路線極化，第一和第二輸出端口分別輸出左、右旋圓極化c頻段差模信號。

從上面的敘述可以看出，本發(fā)明的有益效果在于：

1、本發(fā)明采用了c/ku雙頻段波紋喇叭的變角段波紋槽，此變角段作用既是雙頻段主模信號的頻率過渡段又是差模信號的分離器，能夠傳輸c頻段主模信號、ku頻段主模信號和ku頻段差模信號，解決了c頻段差模信號與c頻段主模信號、ku頻段主模信號、ku頻段差模信號的分離問題。

2、本發(fā)明采用了單槽結構的槽周期方式，既解決了主模信號工作頻帶寬，在由一個單直槽在組成槽周期內其一個寬直槽內開c頻段差信號耦合口，又成功地克服了在波紋槽槽底開耦合口對整個波紋喇叭的工作頻帶主模信號和ku頻段差模信號的影響。

3、本發(fā)明安裝在天線上既實現了對c頻段線圓極化信號進行自跟蹤，也可以實現對ku頻段線圓極化信號自跟蹤，并且在天線上c/ku雙頻段還具有增益高、旁瓣低、低交叉極化、低軸比等優(yōu)良性能。

4、本發(fā)明通過圓圓過渡段、模變換段、變頻段、變角段、輻射段、十端口微帶差模合成器、電纜、低通濾波器、波導同軸轉換器合成，實現了天線在c/ku兩個頻段內和差信號都能夠傳輸，使天線饋源尺寸縮小，結構緊湊、加工成本低。

5、本發(fā)明在天線上實現了雙頻段雙自跟蹤的功能，同時能滿足兩個自跟蹤頻段之間電軸一致性的性能要求，即實現兩個自能跟蹤頻段之間切換不會跟蹤丟失衛(wèi)星。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。

圖1是本發(fā)明實施例的一種結構示意圖；

圖2是圖1中模變換段的剖視圖；

圖3是圖1中變頻段的結構示意圖；

圖4是圖3的右視圖；

圖5是本發(fā)明實施例的信號原理框圖；

圖6是本發(fā)明實施例中十端口微帶差模合成器的結構示意圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的目的、技術方案和優(yōu)點更加清楚明白，以下結合具體實施例，并參照附圖，對本發(fā)明做進一步的詳細說明。

如圖1～6所示，一種單槽深c/ku雙頻段差模跟蹤饋源，包括單槽結構波紋喇叭和差模饋線合成網絡，單槽結構波紋喇叭由過渡段1、模變換段2、變頻段3、變角段4和輻射段5組成，變角段4為由多個槽周期組成的單槽結構形式，在變角段前部的一個槽周期處相對應的波紋喇叭的圓周上均勻依次開設有第一至第八耦合口(4-1至4-8)，相鄰兩個耦合口之間的夾角為45度。

本實施例通過圓圓過渡段1、模變換段2、變頻段3、變角段4、輻射段5、十端口微帶差模合成器6、電纜7、低通濾波器8、波導同軸轉換器9合成，實現了天線在c/ku兩個頻段內和差信號都能夠傳輸，使天線饋源尺寸縮小，結構緊湊、加工成本低。

可選地，耦合口在波紋槽底徑向開設矩形耦合口。

可選地，差模饋線合成網絡包括八個低通濾波器、八個波導同軸轉換器、十端口微帶差模合成器和同軸電纜；其中，第一耦合口4-1和第五耦合口4-5輸出的信號分別經低通濾波器和波導同軸轉換器后進入十端口微帶差模合成器的第一輸入端口in1與第二輸入端口in2；第三耦合口4-3和第七耦合口4-7輸出的信號分別經低通濾波器和波導同軸轉換器后進入十端口微帶差模合成器的第三輸入端口in3與第四輸入端口in4，第二耦合口4-2和第六耦合口4-6輸出的信號分別經低通濾波器和波導同軸轉換器后進入十端口微帶差模合成器的第五輸入端口in5與第六輸入端口in6，第四耦合口4-4和第八耦合口4-8輸出的信號分別經低通濾波器和波導同軸轉換器后進入十端口微帶差模合成器的第七輸入端口in7與第八輸入端口in8；十端口微帶差模合成器的第一輸出端口out1與第二輸出端口out2分別輸出左旋極化天線自跟蹤信號與右旋極化天線自跟蹤信號。

可選地，耦合口開設在變角段上自模變換段到輻射段方向的第10個槽周期處。

可選地，變角段采用由一個凹直槽和一個槽齒組成一個槽周期的單槽深結構形式。

可選地，耦合口位置的槽深是正常槽深的1.6至2.1倍。

可選地，差模信號的耦合口位置在差模信號回波的波腹點上。

如上任一項所述的單槽深c/ku雙頻段差模跟蹤饋源的設計方法，其包括以下步驟：

(1)設計單槽深結構c/ku雙頻段共用波紋喇叭饋源；其中單槽深的參數是根據c頻段信號的要求進行設計，同時又兼顧考慮ku頻段的導納絕對值盡量接近于1；

(2)根據單槽深結構c/ku雙頻段共用波紋喇叭饋源的槽參數，分別求解c頻段差模信號的等效導納y差；

其中，c/ku雙頻段共用波紋喇叭饋源的模變換段由環(huán)加載槽組成，模變換段內差模信號he21的等效導納y¹差為：

式中，p為槽周期，d1為環(huán)加載第一個槽的槽寬；其中，

式中，d為槽寬，bd為環(huán)加載附加導納(其值小，可忽略不計)；

上述各式中，e0～e6為中間變量，其計算公式如下：

式中，j2為第一類2階貝塞爾函數，j'2為j2的導數，k為自由空間傳播常數，n2為第二類2階貝塞爾函數或者紐曼函數，n'2為n2的導數，a為槽內徑，b為槽外徑，b'為槽內徑加上槽深的三分之一的尺寸；

c/ku雙頻段共用波紋喇叭饋源在變角段、輻射段內均由直槽組成，直槽差模的等效導納y²差為：

(3)將c頻段差模信號等效導納代入由表面阻抗法導出的波紋波導特征方程，求解出m＝2、n＝1下c頻段差模信號hemn的特征值；

式中，jm(k0a)、j'm(k0a)分別為m階貝塞爾函數和該m階貝塞爾函數的導數，k0a為c頻段差模信號的特征值，a為波紋槽的內壁半徑；y差可取y¹差和y²差，分別對應模變換段內和變角段、輻射段內hemn的特征值；

(4)將c頻段差模信號的特征值k0a代入下式，求解出c頻段差模信號的傳播常數β差：

(5)根據c頻段差模信號的傳播常數β差判斷出c頻段差模信號的臨界截止點的位置，判斷方式如下：

當β差為正實數時，表示c頻段差?？梢栽诓y槽內傳播；

當β差為虛數時，表示c頻段差模不可以在波紋槽內傳播；

當β差＝0時，表示c頻段差模在波紋槽內為臨界截止點；

(6)根據c頻段差模信號的臨界截止點的位置與c頻段差模信號的傳播常數β差，計算出c頻段差模信號的波腹點，計算公式如下：

式中，t為從臨界截止點開始數的第t槽，n為從臨界截止點開始數的第n個波腹點，λ為自由空間波長，π為圓周率；

(7)在c頻段差模信號的波腹點處的波紋喇叭槽底圓周上均勻依次開設第一至第八耦合口，相鄰兩個耦合口之間的夾角為45度，耦合口耦合出c頻段的差模信號即是he21模信號；

(8)根據he21模式的場形分布圖設計十端口微帶差模合成器。

可選地，步驟(8)中的十端口微帶差模合成器的設計方法為：十端口微帶差模合成器中的第一至第四輸入端口(in1、in2、in3與in4)的信號相加后輸出一路線極化；十端口微帶差模合成器中的第五至第八輸入端口(in5、in6、in7與in8)的信號相加后輸出另一路線極化；十端口微帶差模合成器中的第一輸出端口out1與第二輸出端口out2輸出左右旋圓極化c頻段差模信號。

應用上述單槽深雙頻段差模跟蹤饋源的設計方法設計和制造了一個用于13米天線的c/ku雙頻段共用饋源，實測結果表明，該c/ku雙頻段共用饋源既實現了c/ku雙頻段主模信號的頻率傳輸，又實現了c頻段差模信號的分離，又傳輸了ku頻段差模信號。在c和ku兩個頻段內(c頻段：接收3.625～4.2ghz，發(fā)射5.85～6.425ghz；ku頻段：接收12.25～12.75ghz，發(fā)射：14～14.5ghz)產生主模的方向圖旋轉對稱的輻射方向圖，交叉極化電平小于-30db，反射損耗優(yōu)于17db。差模跟蹤頻率(c頻段：3.625～4.2ghz，ku頻段：12.25～12.75ghz)的方向圖旋轉對稱的輻射方向圖，在作為16米天線的饋源在c/ku雙頻段內，都實現了單脈沖跟蹤功能并滿足了1/20波束寬度的跟蹤精度性能要求。

所屬領域的普通技術人員應當理解：以上任何實施例的討論僅為示例性的，并非旨在暗示本公開的范圍(包括權利要求)被限于這些例子。凡在本發(fā)明的精神和原則之內，對以上實施例所做的任何省略、修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。