專利名稱：開關電源裝置及使用它的電子裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種開關電源裝置及使用它的電子裝置，特別是為了降低輕負載時的損耗的開關電源裝置及使用它的電子裝置。
于是，為了抑制輕負載時的開關頻率上升，在例如特開2001-16849號公告中，公開有在輕負載時降低開關次數(shù)的開關電源裝置。在這一裝置中，設定了開關元件的最小導通時間，當負載變小而使輸出電壓上升時，對要使開關元件導通的信號進行鉗位來抑制導通，從而使開關元件的導通時間不會小于最小導通時間。由此來減少輕負載時的開關次數(shù)并達到降低開關損耗的目的。
但是，在特開2001-16849號公告中所公開的開關電源裝置，由于是只有當輸出電壓大于設定值時才對要導通開關元件的信號進行鉗位從而不使其導通的方法，所以即使在靜態(tài)負載中開關元件的截止期間或開關頻率也并不一定為恒定。因此，輸出波動的增大和異常噪音的問題并不一定能得到改善。
發(fā)明內容
本發(fā)明以解決上述問題點為目的，提供一種輕負載時的開關損耗小、并且不會產生間歇振蕩和輸出波動增大這樣的問題的開關電源裝置及使用它的電子裝置。
為了達到所述目的，本發(fā)明的開關電源裝置，包括具有初級繞組、次級繞組及反饋繞組的變壓器；與所述初級繞組串聯(lián)連接的開關元件；連接在所述反饋繞組和所述開關元件之間的控制電路；與所述次級繞組連接、將所述次級繞組所產生的電壓整流平滑并輸出的整流平滑電路；檢測由該整流平滑電路輸出的電壓并輸出對所述控制電路的反饋信號的輸出電壓檢測電路，其特征在于所述控制電路，在非輕負載時在大于所定最小導通期間的范圍對導通期間進行控制，而在輕負載時將導通期間固定為最小導通期間并對截止期間進行控制，使其根據(jù)所述反饋信號而使輸出電壓保持恒定。
另外，本發(fā)明的開關電源裝置，包括具有初級繞組、次級繞組及反饋繞組的變壓器；與所述初級繞組串聯(lián)連接的開關元件；連接在所述反饋繞組和所述開關元件之間的控制電路；與所述次級繞組連接、將所述次級繞組所產生的電壓進行整流平滑并輸出的整流平滑電路；檢測由該整流平滑電路輸出的電壓并輸出對所述控制電路的反饋信號的輸出電壓檢測電路，其特征在于所述控制電路，包括在非輕負載時控制所述開關元件的導通期間隨負載變輕而變短的導通期間控制電路；在輕負載時通過所述導通期間控制電路抑制所述開關元件的截止動作、使所述開關元件的導通期間不小于所定最小導通期間的最小導通期間設定電路；在輕負載時當所述最小導通期間設定電路處于抑制所述導通期間控制電路的動作中時、控制所述開關元件的截止期間隨負載變輕而變長的截止期間控制電路，使其根據(jù)所述反饋信號而使輸出電壓保持恒定。
另外，本發(fā)明的開關電源裝置的特征在于在非輕負載時工作在電流臨界模式。
另外，本發(fā)明的開關電源裝置的特征在于所述導通期間控制電路，具有在所述開關元件的導通期間進行充電或放電，并且當其兩端電壓與取決于所述反饋信號的電壓一致或進行交差時決定所述開關元件的截止時刻的第1電容器，所述最小導通期間設定電路，具有在所述開關元件的導通期間進行充電或放電，并且在其兩端電壓與基準電壓一致或進行交差之前通過所述導通期間控制電路抑制所述開關元件截止的第2電容器，所述截止期間控制電路，具有在所述開關元件的導通期間進行充電或放電，并且當其兩端電壓與取決于所述反饋信號的電壓一致或進行交差時決定所述開關元件的導通時刻的第3電容器。
另外，本發(fā)明的開關電源裝置的特征在于所述第1電容器兼所述第3電容器。
另外，本發(fā)明的開關電源裝置的特征在于所述第1電容器兼所述第2及第3電容器。
另外，本發(fā)明的開關電源裝置的特征在于當所述導通期間控制電路進行動作時，所述第1電容器的兩端電壓與取決于所述反饋信號的電壓從相同方向一致或進行交差時決定所述開關元件的截止時刻，當所述最小導通期間設定電路處于抑制所述導通期間控制電路的動作中時，所述第1電容器的兩端電壓與取決于所述反饋信號的電壓從相反方向一致或進行交差時決定所述開關元件的導通時刻。
另外，本發(fā)明的開關電源裝置的特征在于所述最小導通期間設定電路，被包含在所述導通期間控制電路中，在輕負載時從所述開關元件的導通開始僅在一定期間抑制所述導通期間控制電路的動作從而禁止所述開關元件截止的電路。
另外，本發(fā)明的開關電源裝置的特征在于所述最小導通期間設定電路，使所述第1電容器在所述開關元件導通時放電，并且在所述第1電容器的電壓因其后的充電與所定的電壓一致或進行交差之前禁止所述開關元件截止。
另外，本發(fā)明的電子裝置的特征在于使用所述的開關電源裝置。
通過如上所述的構成，在本發(fā)明的開關電源裝置中，可以降低輕負載時的開關損耗。另外，可以防止輕負載時的間歇振蕩產生和波動增大。
另外，在本發(fā)明的電子裝置中，可以提高待機時的效率。
圖2是表示
圖1的開關電源裝置的(a)額定時和(b)輕負載時的Vbias、Vc4、Vc5、Vc6的時間變化的特性圖。
圖3是表示本發(fā)明的開關電源裝置的另一個實施例的電路圖。
圖4是表示圖3的開關電源裝置的(a)額定時和(b)輕負載時的Vbias、Vc6、Vc7的時間變化的特性圖。
圖5是表示本發(fā)明的開關電源裝置的又一個實施例的電路圖。
圖6是表示圖5的開關電源裝置的(a)額定時和(b)輕負載時的Vbias、Vc7的時間變化的特性圖。
圖7是表示本發(fā)明的電子裝置的一個實施例的立體圖。
圖中符號1、10、20—開關電源裝置；2—整流平滑電路；3—輸出電壓檢測電路；4、11、21—控制電路；12、22—集成電路；13—驅動電路；23—單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器；30—打印機；T—變壓器；N1—初級繞組；N2—次級繞組；N3—反饋繞組；Vin—直流電源；R1—起動電阻；R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9—電阻；C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8—電容器；Q1—開關元件；Q2、Q3、Q4—晶體管；D1、D2、D4—二極管；D3—穩(wěn)壓二極管；I-恒流源；Vref—基準電壓源；Voff—偏置電壓源；PD—發(fā)光二極管；PT—光敏晶體管；IC1、IC2、IC3、IC5、IC6、IC8、IC9—比較器；IC4、IC7、IC10—“與”電路；IC11—RS觸發(fā)器；
下面對控制電路4做一說明。反饋繞組N3的一端經(jīng)電容器C1、晶體管Q2的發(fā)射極—集電極之間與開關元件Q1的柵極連接，而另一端與開關元件Q1的源極、也就是地連接。在晶體管Q2的發(fā)射極—集電極之間連接有二極管D1，在發(fā)射極—基極間連接有電容器C2，還有，發(fā)射極經(jīng)起動電阻R1與直流電源Vin連接，基極順序地經(jīng)電阻R2和晶體管Q3的集電極—發(fā)射極之間與地連接。
與輸出電壓檢測電路3的發(fā)光二極管PD構成對的光敏晶體管PT的集電極與恒流源I連接，發(fā)射極與地連接，在集電極—發(fā)射極之間連接有電容器C3，并且，集電極還與比較器IC1的倒相輸入端子及比較器IC2的非倒相輸入端子連接。另外，恒流源I由直流電源Vin或對反饋繞組N3的電壓進行整流平滑的電源生成。
另外，反饋繞組N3的一端，順序地經(jīng)電阻R3和作為第1電容器的電容器C4與地連接，電阻R3和電容器C4的連接點與比較器IC1的非倒相輸入端子連接。比較器IC1的輸出與“與”電路IC4的一個輸入端連接。反饋繞組N3的一端經(jīng)電阻R4，再經(jīng)過穩(wěn)壓二極管D3和作為第3電容器的電容器C5構成的并聯(lián)電路與地連接，電阻R4和電容器C5的連接點與比較器IC2的倒相輸入端子連接。比較器IC2的輸出經(jīng)電阻R5與晶體管Q3的基極連接。
再有，反饋繞組N3的一端經(jīng)電阻R6，再經(jīng)過二極管D2和作為第2電容器的電容器C6構成的并聯(lián)電路與地連接，電阻R6和電容器C6的連接點與比較器IC3的非倒相輸入端子連接。在比較器IC3的倒相輸入端子上連接有基準電壓源Vref，其輸出與“與”電路IC4的另一個輸入端連接?！芭c”電路IC4的輸出端經(jīng)電阻R7與晶體管Q4的基極連接，開關元件Q1的柵極經(jīng)晶體管Q4的集電極—發(fā)射極之間與地連接。
下面，參照圖2對這種構成的開關電源裝置1的動作做一說明。圖2示出了開關電源裝置1的(a)額定時和(b)輕負載時的反饋繞組N3的電壓Vbias、作為第1電容器的電容器C4的兩端電壓Vc4、作為第3電容器的電熱器C5的兩端電壓Vc5、以及作為第2電容器的電容器C6的兩端電壓Vc6的時間變化。在此，Vfb是光敏晶體管PT的集電極電壓，并作為反饋電壓輸入比較器IC1的倒相輸入端子。Vfb雖然會因負載的變動而產生變動，但當輸出電壓一定時幾乎保持一定的值不變。在此，把恒流源I、光敏晶體管PT及電容器C3稱為反饋電壓產生電路。另外，Vz是穩(wěn)壓二極管D3擊穿時的負極電壓，并輸入比較器IC2的倒相輸入端子。并且，Vref是基準電壓源Vref的電壓并與比較器IC3的倒相輸入端子連接。
首先，按照時間順序對非輕負載狀態(tài)的額定時的動作做一說明。另外，在這里把負載小于事先任意確定的某一值的情況定義為輕負載狀態(tài)，而把大于其的額定時等的情況定義為非輕負載狀態(tài)。
(t＝0～t1)開關元件Q1導通后電流流入初級繞組N1，同時反饋繞組N3的電壓Vbias成為正，并開始對電容器C4、C5、C6的充電。電容器C5的充電在其兩端電壓Vc5到達Vz的時刻停止，充電電壓不會大于Vz。另外，額定時由于Vfb被設定為比Vz高的電平，所以比較器IC2的輸出為高電平。比較器IC2的輸出為高電平時晶體管Q3處于導通狀態(tài)，因而使晶體管Q2也處于導通狀態(tài)。
(t＝t1～t2)當電容器C6的兩端電壓Vc6超過Vref后比較器IC3的輸出變?yōu)楦唠娖?。但是，在這一時刻由于電容器C4的兩端電壓Vc4沒有超過Vfb所以比較器IC1的輸出保持低電平，因而“與”電路IC4的輸出保持低電平。
(t＝t2～t3)當電容器C4兩端電壓Vc4超過Vfb時，比較器IC1的輸出變?yōu)楦唠娖?。由此，“與”電路IC4的兩個輸入端都成為高電平，所以其輸出也成為高電平，經(jīng)電阻R7使晶體管Q4導通。因晶體管Q4導通而使開關元件Q1截止，從而結束導通期間。也就是說，作為第1電容器的電容器C4的兩端電壓Vc4與由反饋信號所決定的電壓的Vfb進行交差的點，就成為決定開關元件Q1的截止時刻的觸發(fā)點，從而決定了導通期間。
由于光敏晶體管PT的集電極—發(fā)射極之間的電阻，是隨因負載變輕則來自發(fā)光二極管PD的受光量增多而變小，所以Vfb具有隨負載變輕而降低的傾向。因而，電容器C4的兩端電壓Vc4超過Vfb之前的時間隨負載變輕而變短。因此可以看出，這一包括電阻R3、電容器C4、比較器IC1、“與”電路IC4、電阻R7、晶體管Q4、及反饋電壓產生電路的電路，就是在非輕負載時控制開關元件Q1的導通期間隨負載變輕變短的導通期間控制電路。
開關元件Q1截止后，由于電流由次級繞組N2開始向整流平滑電路2流動，同時反饋繞組N3的電壓Vbias變負，所以電容器C4、C5、C6開始放電。電容器C4開始放電后由于其兩端的電壓Vc4馬上變得低于Vfb，所以比較器IC1的輸出變成低電平，使“與”電路IC4的輸出變成低電平，因而晶體管Q4返回截止狀態(tài)。也就是說，晶體管Q4僅僅是為了使晶體管Q1截止而暫時變?yōu)閷ā?br>
另外，從以上說明中可以看出，由于電容器C4的兩端電壓Vc4雖然先暫時超過了Vfb但又立刻變得低于Vfb，所以如圖2所示，從表面上看好像不是交差而是成為一致的時刻決定開關元件Q1的截止時刻。
(t＝t3～t4)在開關元件Q1截止的期間當由次級繞組N2向整流平滑電路2流出的電流變?yōu)榱銜r，反饋繞組N3的電壓Vbias開始產生諧振。
(t＝t4～)該進行諧振的電壓Vbias的最初的正電壓方向的波經(jīng)處于導通狀態(tài)的晶體管Q2，施加在開關元件Q1的柵極，使開關元件Q1導通。也就是說，由次級繞組N2向整流平滑電路2流出的電流變成零的點成為開關元件Q1導通的觸發(fā)點。開關元件Q1導通后電壓Vbias的諧振停止，與t＝0時一樣再次變成正的電壓。在這之后重復t＝0以后的動作。
這樣，在額定時(非輕負載時)，當次級繞組N1中的電流流動消失后電流立刻由次級繞組N2開始向整流平滑電路2流出，而當由次級繞組N2流出的電流變成零時開關元件Q1立刻導通電流在初級繞組N1中開始流動。這種動作模式被稱作電流臨界模式，并且可以看出開關電源裝置1在額定時動作在電流臨界模式狀態(tài)。
另外，在非輕負載時在開關元件Q1的導通期間受到控制的時候，由于變壓器T中所積蓄的磁能量也隨取決于負載輕重的導通期間的變化而變化，所以該能量的放出期間所對應的截止期間也相應地變化。
下面，按照時間順序對輕負載時的動作做一說明。
(t＝0～t1)開關元件Q1導通后電流流入初級繞組N1，同時反饋繞組N3的電壓Vbias成為正，并開始對電容器C4、C5、C6的充電。這時，如后面將要敘述的那樣，開關元件Q1導通時電容器C6處于完全放電后的狀態(tài)，其兩端電壓Vc6為0V。電容器C5的充電在兩端電壓Vc5到達Vz的時刻停止，充電電壓不會大于Vz。另外，輕負載時由于Vfb被設定為比Vz低的電平，所以比較器IC2的輸出為低電平。比較器IC2的輸出為低電平時晶體管Q3處于截止狀態(tài)，因而使晶體管Q2也處于截止狀態(tài)。
(t＝t1～t2)當電容器C4的兩端電壓Vc4超過Vfb時雖然比較器IC1的輸出變成高電平并且導通期間控制電路欲進入動作狀態(tài)，但是此時由于電容器C6的兩端電壓Vc6還沒有到達Vref所以比較器IC3的輸出保持低電平，因而“與”電路IC4的輸出保持低電平。也就是說，作為第1電容器的電容器C4的兩端電壓Vc4超過Vfb的點沒能成為開關元件Q1的截止觸發(fā)點，因而導通期間控制電路的動作受到抑制。
(t＝t2～t3)當電容器C6的兩端電壓Vc6超過Vref時，比較器IC3的輸出變?yōu)楦唠娖?。由此，“與”電路IC4的兩個輸入端都成為高電平，所以其輸出也成為高電平，因而使晶體管Q4導通。因晶體管Q4導通而使開關元件Q1截止，從而結束導通期間。也就是說，作為第2電容器的電容器C6的兩端電壓Vc6從0V上升至與Vref交差的點，成為決定開關元件Q1的截止時刻的觸發(fā)點，從而決定了導通期間。換句話說，開關元件Q1的最小導通期間由電容器C6的兩端電壓Vc6從0V開始上升到超過Vref之前的所定時間而決定。因此可以看出，這一包括電阻R6、電容器C6、二極管D2、基準電壓源Vref、比較器IC3的電路，就是輕負載時由導通期間控制電路所決定的抑制開關元件Q1的截止動作的最小導通期間設定電路。
開關元件Q1截止后，由于電流由次級繞組N2開始向整流平滑電路2流動，同時反饋繞組N3的電壓Vbias變負，所以電容器C4、C5、C6開始放電。電容器C6開始放電后由于其兩端電壓Vc6立刻變得低于Vref，所以比較器IC3的輸出變?yōu)榈碗娖?，使“與”電路IC4的輸出變?yōu)榈碗娖?，因而晶體管Q4返回截止狀態(tài)。也就是說，晶體管Q4僅僅是為了使晶體管Q1截止而暫時變?yōu)閷?。另外，二極管D2是為了防止對電容器C6的逆向充電而設置的。
(t＝t3～t4)在開關元件Q1的截止期間當由次級繞組N2向整流平滑電路2流出的電路變?yōu)榱銜r，反饋繞組N3的電壓Vbias開始諧振。這時，晶體管Q2由于處于截止狀態(tài)，所以進行諧振的電壓Vbias不會施加在開關元件Q1的柵極上，電壓Vbias邊諧振邊衰減。也就是說，由諧振的電壓Vbias使開關元件Q1的導通受到阻止。因此，在這之后由于初級繞組N1和次級繞組N2都變成沒有電流流動的狀態(tài)，所以就不成為電流臨界模式。另一方面，電容器C5繼續(xù)放電，其兩端電壓Vc5接續(xù)降低。另外，電容器C4、C6也在繼續(xù)放電，其兩端電壓Vc4、Vc6隨著時間的延長而接近0V。
(t＝t4～)當電容器C5的兩端電壓Vc5下降并低于Vfb時比較器IC2的輸出變?yōu)楦唠娖?，使晶體管Q3導通，并使晶體管Q2導通。由此在到達t＝t4之前積蓄在電容器C1的電荷經(jīng)晶體管Q2提供到開關元件Q1的柵極，使開關元件Q1導通。也就是說，作為第3電容器的電容器C5的兩端電壓Vc5與Vfb進行交差的點就成了決定開關元件Q1導通時刻的觸發(fā)點。由于Vfb是隨負載的變輕而降低，所以電容器C5的兩端電壓Vc5因放電降低到低于Vfb的時間也隨負載變輕而延長。因此可以看出，這一包括電阻R4、電容器C5、穩(wěn)壓二極管D3、比較器IC2、電阻R5、晶體管Q3、電阻R2、電容器C2、及反饋電壓產生電路的電路就是在輕負載時控制開關元件Q1的截止期間隨負載變輕而延長的截止期間控制電路。另外，設定其容量值或電阻R6的值，使電容器C6在到達這一時刻之前能完全放電。在這之后便重復t＝0之后的動作。
如上面用圖1和圖2所說明的，在開關電源裝置1中，在非輕負載時通過導通期間控制電路控制開關元件的導通期間，使輸出電壓保持恒定。在輕負載時通過最小導通期間設定電路將開關元件的導通期間固定在最小導通期間的同時，通過截止期間控制電路控制截止期間，使輸出電壓保持恒定。
這樣，不但可以抑制輕負載時開關頻率的上升，相反地可以使開關頻率隨負載變輕而降低，因而可以達到降低輕負載時開關損耗的目的。另外，由于在輕負載時相應負載的大小可以連續(xù)地控制開關元件的截止期間，所以可以防止間歇振蕩的產生從而避免輸出波動的增大。再有，由于在輕負載時與非輕負載時的交界處開關元件的開關狀態(tài)具有連續(xù)性，所以可以防止有負載時在這一交界處附近產生開關動作的不連續(xù)。
圖3是表示本發(fā)明的開關電源裝置的另一個實施例的電路圖。在圖3中，對于與圖1中相同或相當?shù)牟糠指郊酉嗤?，而省略其說明。
在圖3中，在開關電源裝置10的反饋繞組N3與開關元件Q1的柵極之間設置的控制電路11中，其主要部分由集成電路12構成。下面，連同集成電路12的內部構成對控制電路11進行說明。
首先，反饋繞組N3的一端經(jīng)二極管D4和電容器C8組成的整流平滑電路與集成電路12連接。該整流平滑電路的輸出電壓供給到集成電路12內部的各個構成部分。二極管D4和電容器C8的連接點經(jīng)起動電阻R1與直流電源Vin連接。
與輸出電壓檢測電路3的發(fā)光二極管PD構成對的光敏晶體管PT的集電極與恒流源I連接，發(fā)射極與地連接，在集電極—發(fā)射極之間連接有電容器C3，并且集電極與比較器IC6的非倒相輸入端子及比較器IC8的倒相輸入端子連接。另外，恒流源I由二極管D4和電容器C8組成的整流平滑電路所供給到集成電路12的電壓生成。
另外，反饋繞組N3的一端與比較器IC5的非倒相輸入端子連接。在比較器IC5的倒相輸入端子上，連接有小的負電壓值的偏置電壓源Voff，當非倒相輸入端子的電壓為零時使比較器IC5的輸出為高電平。
另外，反饋繞組N3的一端按順序經(jīng)電阻R8和電容器C7與地連接，電阻器R8與電容器C7的連接電與比較器IC6的倒相輸入端子及比較器IC8的非倒相輸入端子連接。另外，電容器C7同時起到第1電容器和第3電容器的作用。
再有，反饋繞組N3的一端經(jīng)電阻R6，再經(jīng)二極管D2和作為第2電容器的電容器C6的并聯(lián)電路與地連接，電阻R6與電容器C6的連接點與比較器IC9的非倒相輸入端子連接。在比較器IC9的倒相輸入端子上連接有基準電壓Vref，其輸出與“與”電路IC10的一個輸入端連接。
比較器IC5和IC6的輸出端與“與”電路IC7的兩個輸入端連接，其輸出端與RS觸發(fā)器IC11的置位端子S連接。同樣，比較器IC8和比較器IC9的輸出端與“與”電路IC10的兩個輸入端連接，其輸出端與RS觸發(fā)器IC11的復位端子R連接。RS觸發(fā)器IC11的輸出端子Q經(jīng)驅動電路13與開關元件Q1的柵極連接。另外，由于沒有使用RS觸發(fā)器IC11的倒相輸出端子，所以省略其說明。另外，驅動電路13以供給到集成電路12的電壓作為電源。
另外，所述構成部分中構成集成電路12的是，恒流源I、比較器IC5、IC6、IC8、IC9、“與”電路IC7、IC10、RS觸發(fā)器IC11、驅動電路13、偏置電壓源Voff、以及基準電壓源Vref。
其次，參照圖4對這種構成的開關電源裝置10的動作進行說明。圖4是表示開關電源裝置10的(a)額定時和(b)輕負載時的反饋繞組N3的電壓Vbias、作為第1電容器和第3電容器的電容器C7的兩端電壓Vc7、作為第2電容器的電容器C6的兩端電壓Vc6的時間變化。在此，Vfb是光敏晶體管PT的集電極電壓，作為反饋電壓輸入比較器IC6的非倒相輸入端子及比較器IC8的倒相輸入端子。雖然Vfb會隨負載的變動而產生變化，但在輸出電壓一定時幾乎為恒定值。另外，Vref以基準電壓源Vref的電壓與比較器IC9的倒相輸入端子連接。
首先，按照時間順序對非輕負載時的額定時的動作進行說明。
(t＝0～t1)當開關元件Q1導通時電流流過初級繞組N1，同時反饋繞組N3的電壓Vbias成為正，電容器C6、C7的充電開始。另外，在額定時由于Vfb處于高電平，電容器C7的兩端電壓Vc7比Vfb低，所以比較器IC6的輸出為高電平，比較器IC8的輸出為低電平。另外，由于在非倒相輸入端子施加有電壓Vbias，所以比較器IC5的輸出也為高電平。
(t＝t1～t2)當電容器C6的兩端電壓Vc6超過Vref時比較器IC9的輸出雖然為高電平，但由于此時電容器C7的兩端電壓Vc7沒有超過Vfb，所以比較器IC8的輸出仍保持低電平，因而“與”電路IC10的輸出保持低電平。另外，由于比較器IC6的輸入與比較器IC8的輸入為相反的連接，所以此時其輸出為高電平。
(t＝t2～t3)當電容器C7的兩端電壓Vc7超過Vfb時，由于比較器IC8的輸出成為高電平，所以“與”電路IC10的兩個輸入端都變成高電平，其輸出也變成高電平。與此相反由于比較器IC6的輸出成為低電平，所以“與”電路IC7的輸出成為低電平。然后，隨著“與”電路10的輸出成為高電平，將其上升沿作為觸發(fā)信號使RS觸發(fā)器IC11復位。RS觸發(fā)器IC11被復位后，其輸出變成低電平，經(jīng)驅動電路13使開關元件Q1截止，結束導通期間。也就是說，作為第1電容器的電容器C7的兩端電壓Vc7與反饋信號所決定的電壓Vfb進行交差的點，成為決定開關元件Q1的截止時刻的觸發(fā)點，從而決定了導通期間。
由于光敏晶體管PT的集電極—發(fā)射極之間的電阻，是隨因負載變輕而來自發(fā)光二極管PD的受光量的增多而減小，所以Vfb有隨負載變輕而降低的傾向。因而，電容器C7的兩端電壓Vc7超過Vfb之前的時間隨負載的變輕而變短。因此可以看出，這一包括電阻R8、電容器C7、比較器IC8、“與”電路IC10、RS觸發(fā)器IC11、驅動電路13、以及反饋電壓產生電路的電路，就是非輕負載時控制開關元件Q1的導通期間隨負載變輕而變短的導通期間控制電路。
開關元件Q1截止后，電流由次級繞組N2開始向整流平滑電路2流動，與此同時，由于反饋繞組N3的電壓Vbias為負，所以電容器C6、C7開始放電。當電容器C7開始放電后，其兩端電壓Vc7立刻變的低于Vfb，所以比較器IC8的輸出變成低電平，“與”電路IC10的輸出也變成低電平。與此相反，雖然比較器IC6的輸出成為高電平，但由于在比較器IC5的非倒相輸入端子上施加了負電壓Vbias，所以其輸出變成低電平，使“與”電路IC7的輸出成為低電平。另外，當電容器C6的放電經(jīng)過一段時間后，由于其兩端電壓Vc6變的低于Vref，所以比較器IC9的輸出也成為低電平。
另外，通過以上說明可知，由于電容器C7的兩端電壓Vc7即使先暫時超過Vfb但馬上又變成低于Vfb，所以如圖4所示，從外表上看好像不是在交差點而是在一致的時刻決定了開關元件Q1的截止時刻。
(t＝t3～t4)在開關元件Q1截止的期間，當由次級繞組N2向整流平滑電路流出的電流變?yōu)榱銜r，反饋繞組N3的電壓Vbias開始諧振。
(t＝t4～)由該進行諧振的電壓Vbias的最初的正電壓方向的波，使比較器IC5的非倒相輸入端子的電壓變得高于倒相輸入端子的電壓，其輸出成為高電平。因比較器IC6的輸出已經(jīng)是高電平，所以“與”電路IC7的輸出也成為高電平，將其上升沿作為觸發(fā)信號使RS觸發(fā)器IC11置位，RS觸發(fā)器IC11被置位后，其輸出成為高電平，經(jīng)驅動電路13使開關元件Q1導通。也就是說，由次級繞組N2向整流平滑電路2流出的電流成為零的點就成為開關元件Q1導通的觸發(fā)點。開關元件Q1導通后電壓Vbias的諧振停止，與t＝0時同樣，又成為正的電壓。在這之后便重復t＝0之后的動作。
這樣，在額定時(非輕負載時)，當初級繞組N1中的電流消失后，電流馬上由次級繞組N2開始向整流平滑電路2流出，當由次級繞組N2流出的電流成為零時，開關元件Q1馬上導通使電流開始在初級繞組N1中流動，因而可知，開關電源裝置10在額定時工作在電流臨界模式。
其次，按照時間順序對輕負載時的動作進行說明。
(t＝0～t1)當開關元件Q1導通后，電流流過初級繞組N1，同時反饋繞組N3的電壓Vbias成為正，電容器C6、C7的充電開始。此時，如后面所述在開關元件Q1導通時，電容器C6處于完全放電的狀態(tài)，其兩端電壓Vc6變?yōu)?V。另外，因電壓Vbias變?yōu)檎贡容^器IC5的輸出成為高電平。另外，由于在輕負載時Vfb為低電平，電容器C7的兩端電壓Vc7比Vfb高，所以比較器IC6的輸出成為低電平，比較器IC8的輸出成為高電平。也就是說，因充電而使作為第1電容器的電容器C7的兩端電壓Vc7的上升，不能成為開關元件Q1的截止的觸發(fā)點，因而導通期間控制電路的動作受到抑制，也就是，實質上是不動作。再有，因電容器C6的兩端電壓Vc6低于Vref，所以比較器IC9的輸出為低電平。
(t＝t1～t2)當電容器C6的兩端電壓Vc6超過Vref后比較器IC9的輸出成為高電平。因比較器IC8的輸出已經(jīng)是高電平，所以“與”電路IC10的輸出也成為高電平。另一方面，由于電容器C7的兩端電壓Vc7事先高于Vfb所以比較器IC6的輸出保持低電平不變，“與”電路IC7的輸出也保持低電平不變。然后，隨著“與”電路IC10的輸出成為高電平，將其上升沿作為觸發(fā)信號使RS觸發(fā)器IC11復位。RS觸發(fā)器IC11被復位后，其輸出成為低電平，經(jīng)驅動電路13使開關元件Q1截止。也就是說，作為第2電容器的電容器C6的兩端電壓Vc6從0V上升到與Vref進行交差的點成為決定開關元件Q1的截止時刻的觸發(fā)點，從而決定了導通期間。換句話說，開關元件Q1的最小導通期間取決于電容器C6的兩端電壓Vc6從0V上升到超過Vref所需要的時間。因此可以看出，這一包括電阻R6、電容器C6、二極管D2、比較器IC9、以及基準電壓源Vref的電路，就是輕負載時通過導通期間控制電路抑制開關元件Q1的截止動作的最小導通期間設定電路。
開關元件Q1截止后，電流由次級繞組N2開始向整流平滑電路2流動，與此同時，因反饋繞組N3的電壓Vbias變成負，所以電容器C6、C7開始放電。電容器C6開始放電后因其兩端電壓Vc6立刻變的低于Vref，所以比較器IC9的輸出變?yōu)榈碗娖?，使“與”電路IC10的輸出也變成低電平。
(t＝t2～t3)在開關元件Q1截止的期間當從次級繞組N2向整流平滑電路2流出的電流變?yōu)榱銜r，反饋繞組N3的電壓Vbias開始諧振。這一進行諧振的電壓Vbias的正電壓方向的波使比較器IC5的非倒相輸入端子的電壓高于倒相輸入端子的電壓，使其輸出成為高電平。然而，由于此時電容器C7的兩端電壓Vc7還比Vfb高，所以比較器IC6的輸出維持低電平，所以“與”電路IC7的輸出也維持低電平，RS觸發(fā)器IC11不會被置位。也就是說，通過進行諧振的電壓Vbias使開關元件Q1的導通受到阻止。因此，在此之后由于初級繞組N1和次級繞組N2都處于沒有電流流動的狀態(tài)，所以就不成為電流臨界模式。電壓Vbias邊諧振邊衰減，與此相應比較器IC5的輸出交替地重復高電平和低電平。然后，當電壓Vbias完全衰減后，比較器IC5的非倒相輸入端子的電壓雖然成為零，但由于在倒相輸入端子上連接有小的負電壓值的偏置電壓源Voff，所以其輸出為高電平。另一方面，電容器C7仍繼續(xù)放電，其兩端電壓Vc7繼續(xù)下降。并且電容器C6也仍在繼續(xù)放電，其兩端電壓Vc6隨時間的延續(xù)將趨于0V。
(t＝t3～)當電容器C7的兩端電壓Vc7低于Vfb時比較器IC6的輸出變成高電平，與此向對比較器IC8的輸出變成低電平。由于比較器IC5的輸出已經(jīng)是高電平，所以“與”電路IC7的輸出也成為高電平，將其上升沿作為觸發(fā)信號使RS觸發(fā)器IC11置位。RS觸發(fā)器IC11被置位后，其輸出成為高電平，經(jīng)驅動電路13使開關元件Q1導通。也就是說，也是第3電容器的電容器C7的兩端電壓Vc7與Vfb進行交差的點就成為決定開關元件Q1的導通時刻的觸發(fā)點。因為Vfb隨著負載變輕而下降，所以電容器C7的量的電壓Vc7因放電降低到Vfb的時間也隨負載的變輕而延長。因此可以看出，這一包括電阻R8、電容器C7、比較器IC5、IC6、偏置電壓源Voff、“與”電路IC7、RS觸發(fā)器IC11、驅動電路13、以及反饋電壓產生電路的電路，就是輕負載時控制開關元件Q1的截止期間隨負載的變輕而延長的截止期間控制電路。另外，設定電容器C6的容量值或電阻R6的值使在這一時刻之前電容器C6完全放電。在這之后便重復t＝0之后的動作。
上面，如用圖3和圖4所說明的那樣，在開關電源裝置10中，在非輕負載時通過導通期間控制電路控制開關元件的導通期間使輸出電壓保持恒定，在輕負載時通過最小導通期間設定電路將開關元件的導通期間固定在最小導通期間，并通過截止期間控制電路控制截止期間使輸出電壓保持恒定。
由此，不但可以抑制輕負載時開關頻率的上升，相反地可以使開關頻率隨負載變輕而降低，因而可以達到降低輕負載時開關損耗的目的。另外，由于在輕負載時相應負載的大小可以連續(xù)地控制開關元件的截止期間，所以可以防止間歇振蕩的產生從而避免輸出波動的增大。
另外，如上所述，非輕負載時也就是導通期間控制電路進行動作的時候，作為第1電容器C7的兩端電壓Vc7相對取決于反饋信號的電壓Vfb而言是從低電壓值向增高的方向接近并進行交差。另外，輕負載時也就是最小導通期間設定電路在進行動作的時候，電容器C7的兩端電壓Vc7相對Vfb而言是從高電壓值向減小的方向接近并進行交差。也就是說，第1電容器的兩端電壓，在導通期間控制電路動作的時候，從與反饋電壓相同的方向進行交差時決定開關元件的截止時刻，在最小導通期間設定電路抑制導通期間控制電路動作的時候，從與反饋電壓相反的方向進行交差時決定開關元件的導通時刻。這樣，由于一個電容器C7同時兼有第1電容器和第3電容器的作用，所以可以減少外部零件，因而可以力求開關電源裝置的小型化和低成本化。
再有，通過將控制電路的大部分集成電路化，也可以由減少零件個數(shù)來達到小型化和低成本化目的。
圖5是表示本發(fā)明的開關電源裝置的又一個實施例的電路圖。在圖5中，與圖3相同或相當?shù)牟糠植捎昧讼嗤姆?，并省略其說明。
在圖5中，開關電源裝置20，在反饋繞組N3與開關元件Q1的柵極之間設置的控制電路21中，其主要部分由集成電路22構成。下面，連同集成電路22的內部構成對控制電路22進行說明。
首先，反饋繞組N3的一端經(jīng)二極管D4和電容器C8組成的整流平滑電路與集成電路22連接。該整流平滑電路的輸出電壓供給到集成電路22內部的各個構成部分。二極管D4和電容器C8的連接點經(jīng)起動電阻R1與直流電源Vin連接。
與輸出電壓檢測電路3的發(fā)光二極管PD構成對的光敏晶體管PT的集電極與恒流源I連接，發(fā)射極與地連接，在集電極—發(fā)射極之間連接有電容器C3，并且集電極經(jīng)比較器IC6的非倒相輸入端子及二極管D5與比較器IC12的倒相輸入端子連接。并且，在比較器IC12的倒相輸入端子上還連接有基準電壓源Vref。另外，恒流源I由二極管D4和電容器C8組成的整流平滑電路所供給到集成電路22的電壓生成。
另外，反饋繞組N3的一端與比較器IC5的非倒相輸入端子連接。在比較器IC5的倒相輸入端子上，連接有小的負電壓值的偏置電壓源Voff，當非倒相輸入端子的電壓為零時使比較器IC5的輸出為高電平。
另外，反饋繞組N3的一端按順序經(jīng)電阻R8和電容器C7與地連接，電阻器R8與電容器C7的連接電與比較器IC6的倒相輸入端子及比較器IC12的非倒相輸入端子連接。另外，電容器C7同時起到第1電容器、第2電容器、和第3電容器的作用。
比較器IC5和IC6的輸出端與“與”電路IC7的兩個輸入端連接，其輸出端與RS觸發(fā)器IC11的置位端子S連接。另外，比較器IC12的輸出與RS觸發(fā)器IC11的復位端子R連接。RS觸發(fā)器IC11的輸出端子Q經(jīng)驅動電路13與開關元件Q1的柵極連接。另外，驅動電路13以供給到集成電路22的電壓作為電源。
并且，驅動電路13的輸出順序經(jīng)單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23和電阻R9與晶體管Q5的基極連接，晶體管Q5的集電極與比較器IC6的倒相輸入端子連接，發(fā)射極與地連接。
另外，所述構成部分中構成集成電路22的是，恒流源I、二極管D5、晶體管Q5、電阻R9、單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23、比較器IC5、IC6、IC12、“與”電路IC7、RS觸發(fā)器IC11、驅動電路13、偏置電壓源Voff、以及基準電壓源Vref。
下面，參照圖6對這種構成的開關電源裝置20的動作進行說明。圖6是表示開關電源裝置20的(a)額定時和(b)輕負載時的反饋繞組N3的電壓Vbias、同時兼第1電容器、第2電容器、和第3電容器的電容器C7的兩端電壓Vc7的時間變化。在此，Vfb是光敏晶體管PT的集電極電壓，作為反饋電壓經(jīng)比較器IC6的非倒相輸入端子及二極管D5輸入比較器IC12的倒相輸入端子。雖然Vfb會隨負載的變動而產生變化，但例如在額定時在輸出電壓一定時幾乎為恒定值。另外，Vref以基準電壓源Vref的電壓與比較器IC12的倒相輸入端子連接。
首先，按照時間順序對非輕負載時的額定時的動作進行說明。
(t＝0～t1)當開關元件Q1導通時電流流過初級繞組N1，同時反饋繞組N3的電壓Vbias成為正，電容器C7的充電開始。另外，在額定時由于Vfb處于高電平，電容器C7如后面將要敘述的在充電之前被復位，所以其兩端電壓Vc7此時比Vfb低，比較器IC6的輸出為高電平。另外，由于Vfb的電平比Vref還高，所以在比較器IC12的倒相輸入端子上經(jīng)二極管D5施加了Vfb，比較器IC12的輸出為低電平。另外，由于在非倒相輸入端子施加有電壓Vbias，所以比較器IC5的輸出也為高電平。再有，“與”電路IC7的輸出也為高電平。
(t＝t1～t2)即使電容器C7的兩端電壓Vc7超過Vfb，由于比較器IC12的倒相輸入端子輸入有比Vref高的Vfb，所以比較器IC12的輸出保持低電平。
(t＝t2～t3)當電容器C7的兩端電壓Vc7超過Vfb時，比較器IC12的輸出成為高電平。與此相反由于比較器IC6的輸出成為低電平，所以“與”電路IC7的輸出也成為低電平。然后，隨著比較器IC12的輸出成為高電平，將其上升沿作為觸發(fā)信號使RS觸發(fā)器IC11復位。RS觸發(fā)器IC11被復位后，其輸出變成低電平，經(jīng)驅動電路13使開關元件Q1截止，結束導通期間。也就是說，作為第1電容器的電容器C7的兩端電壓Vc7與反饋信號所決定的電壓Vfb進行交差的點，成為決定開關元件Q1的截止時刻的觸發(fā)點，從而決定了導通期間。
由于光敏晶體管PT的集電極—發(fā)射極之間的電阻，是隨因負載變輕來自發(fā)光二極管PD的受光量的增多而減小，所以Vfb有隨負載變輕而降低的傾向。因而，電容器C7的兩端電壓Vc7超過Vfb之前的時間隨負載的變輕而變短。因此可以看出，這一包括電阻R8、電容器C7、比較器IC12、二極管D5、RS觸發(fā)器IC11、驅動電路13、以及反饋電壓產生電路的電路，就是非輕負載時控制開關元件Q1的導通期間隨負載變輕而變短的導通期間控制電路。
開關元件Q1截止后，電流由次級繞組N2開始向整流平滑電路2流動，與此同時，由于反饋繞組N3的電壓Vbias成為負，所以電容器C7開始放電。當電容器C7開始放電后，其兩端電壓Vc7立刻變的低于Vfb，所以比較器IC12的輸出變成低電平。與此相反，雖然比較器IC6的輸出成為高電平，但由于在比較器IC5的非倒相輸入端子上施加了負電壓Vbias，所以其輸出變成低電平，使“與”電路IC7的輸出也成為低電平。
另外，通過以上說明可知，由于電容器C7的兩端電壓Vc7即使先暫時超過Vfb但馬上又變的低于Vfb，所以如圖6所示，從外表上看好像不是在交差點而是在一致的時刻決定了開關元件Q1的截止時刻。
(t＝t3～t4)在開關元件Q1截止的期間，當由次級繞組N2向整流平滑電路流出的電流變?yōu)榱銜r，反饋繞組N3的電壓Vbias開始諧振。
(t＝t4～)由該進行諧振的電壓Vbias的最初的正電壓方向的波，使比較器IC5的非倒相輸入端子的電壓變得高于倒相輸入端子的電壓，其輸出成為高電平。因比較器IC6的輸出已經(jīng)是高電平，所以“與”電路IC7的輸出也成為高電平，將其上升沿作為觸發(fā)信號使RS觸發(fā)器IC11置位，RS觸發(fā)器IC11被置位后，其輸出成為高電平，經(jīng)驅動電路13使開關元件Q1導通。也就是說，由次級繞組N2向整流平滑電路2流出的電流成為零的點就成為開關元件Q1導通的觸發(fā)點。開關元件Q1導通后電壓Vbias的諧振停止，又成為正的電壓。
使開關元件Q1截止的驅動電路13的輸出，作為觸發(fā)信號同時也輸入單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23。由此單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23的輸出暫時成為高電平，因這一高電平經(jīng)電阻R9施加到晶體管Q5的基極而使晶體管Q5暫時成為導通狀態(tài)。因晶體管Q5為導通狀態(tài)從而使積蓄在電容器C7中的電荷瞬時放電，電容器C7的兩端電壓Vc7被復位到0V。在這之后便重復t＝0之后的動作。
這樣，在額定時(非輕負載時)，當初級繞組N1中的電流消失后，電流馬上由次級繞組N2開始向整流平滑電路2流出，當由次級繞組N2流出的電流成為零時，開關元件Q1馬上導通使電流開始在初級繞組N1中流動，因而可知，開關電源裝置20在額定時工作在電流臨界模式。
其次，按照時間順序對輕負載時的動作進行說明。
(t＝0～t1)當開關元件Q1導通后，電流流過初級繞組N1，同時反饋繞組N3的電壓Vbias成為正，電容器C7的充電開始。另外，因電壓Vbias變?yōu)檎贡容^器IC5的輸出成為高電平。另外，由于在輕負載時Vfb成為比Vref還低的電平，所以在比較器IC12的倒相輸入端子上施加了Vref。因電容器C7如后面所述在充電之前被復位，所以其兩端電壓Vc7此時幾乎為0V比Vref低。因此比較器IC6的輸出為低電平，比較器IC12的輸出為低電平。
(t＝t1～t2)當電容器C7的兩端電壓Vc7超過Vfb后比較器IC6的輸出成為低電平。另一方面，由于在比較器IC12的輸入端上仍然是施加在倒相輸入端子的電壓Vref高，所以輸出保持低電平不變。也就是說，作為第1電容器的電容器7的兩端電壓Vc7超過Vfb的點，沒有成為開關元件Q1的截止觸發(fā)點，因而抑制了導通期間控制電路的動作。
(t＝t2～t3)當電容器C7的兩端電壓Vc7超過Vref后比較器IC12的輸出成為高電平，將其上升沿作為觸發(fā)信號使RS觸發(fā)器IC11復位。RS觸發(fā)器IC11被復位后，其輸出成為低電平，經(jīng)驅動電路13使開關元件Q1截止。也就是說，也作為低2電容器的電容器C7的兩端電壓Vc7上升到與Bref進行交差的點成為決定開關元件Q1的截止時刻的觸發(fā)點，從而決定了導通期間。換句話說，開關元件Q1的最小導通期間取決于電容器C7的兩端電壓Vc7上升到超過Vref所需要的時間。由此可以看出，這一包括電阻R8、電容器C7、比較器IC12、以及基準電壓源Vref的電路，就是輕負載時通過導通期間控制電路抑制開關元件Q1的截止動作的最小導通期間設定電路。另外，關于電容器C7的兩端電壓Vc7超過Vref之前的期間成為最小導通期間的原因將在后面敘述。另外，在最小導通期間設定電路中除以上所述之外還包括單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23、電阻R9、以及晶體管Q5，其原因也將在后面敘述。
開關元件Q1截止后，電流由次級繞組N2開始向整流平滑電路2流動，與此同時，因反饋繞組N3的電壓Vbias變成負，所以電容器C7開始放電。電容器C7開始放電后因其兩端電壓Vc7立刻變的低于Vref，所以比較器IC12的輸出變?yōu)榈碗娖健?br>
(t＝t3～t4)在開關元件Q1截止的期間當從次級繞組N2向整流平滑電路2流出的電流變?yōu)榱銜r，反饋繞組N3的電壓Vbias開始諧振。這一進行諧振的電壓Vbias的正電壓方向的波使比較器IC5的非倒相輸入端子的電壓高于倒相輸入端子的電壓，其輸出成為高電平。然而，由于此時電容器C7的兩端電壓Vc7還比Vfb高，所以比較器IC6的輸出維持低電平，所以“與”電路IC7的輸出也維持低電平，RS觸發(fā)器IC11不會被置位。也就是說，通過進行諧振的電壓Vbias使開關元件Q1的導通受到阻止。因此，在此之后由于初級繞組N1和次級繞組N2都處于沒有電流流動的狀態(tài)，所以就不成為電流臨界模式。電壓Vbias邊諧振邊衰減，與此相應比較器IC5的輸出交替地重復高電平和低電平。然后，當電壓Vbias完全衰減后，比較器IC5的非倒相輸入端子的電壓雖然成為零，但由于在倒相輸入端子上連接有小的負電壓值的偏置電壓源Voff，所以其輸出位高電平。另一方面，電容器C7仍繼續(xù)放電，其兩端電壓Vc7繼續(xù)下降。
(t＝t4～)當電容器C7的兩端電壓Vc7低于Vfb時比較器IC6的輸出變成高電平。由于比較器IC5的輸出已經(jīng)是高電平，所以“與”電路IC7的輸出也成為高電平，將其上升沿作為觸發(fā)信號使RS觸發(fā)器IC11置位。RS觸發(fā)器IC11被置位后，其輸出成為高電平，經(jīng)驅動電路13使開關元件Q1導通。也就是說，也作為第3電容器的電容器C7的兩端電壓Vc7與Vfb進行交差的點就成為決定開關元件Q1的導通時刻的觸發(fā)點。因為Vfb隨著負載變輕而下降，所以電容器C7的兩端電壓Vc7因放電降低到Vfb的時間也隨負載的變輕而延長。由此可以看出，這一包括電阻R8、電容器C7、比較器IC5、IC6、偏置電壓源Voff、“與”電路IC7、RS觸發(fā)器IC11、驅動電路13、以及反饋電壓產生電路的電路，就是輕負載時控制開關元件Q1的截止期間隨負載的變輕而延長的截止期間控制電路。
使開關元件Q1截止的驅動電路13的輸出，作為觸發(fā)信號同時也輸入單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23。由此單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23的輸出暫時成為高電平，因這一高電平經(jīng)電阻R9施加到晶體管Q5的基極而使晶體管Q5暫時成為導通狀態(tài)。因晶體管Q5為導通狀態(tài)從而使積蓄在電容器C7中的電荷瞬時放電，電容器C7的兩端電壓Vc7被復位到0V。在這之后便重復t＝0之后的動作。
最后，對電容器C7的兩端電壓Vc7超過Vref之前的期間成為最小導通期間的原因，和在最小導通期間設定電路中包括單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23、電阻R9、以及晶體管Q5的原因進行說明。假設沒有單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23時，開關元件Q1導通后的電容器C7的充電，由其兩端電壓Vc7事先被充電到Vfb的狀態(tài)開始。雖然Vref恒定但由于Vfb隨負載的大小而變化，所以電容器C7的兩端電壓Vc7由Vfb到Vref為止的充電時間就會隨負載的大小而變化。因這一時間相當于輕負載時的導通期間，所以若就這樣的話輕負載時的導通期間會產生變動，造成無法設定最小導通期間的問題。與此相對，若在開關元件Q1導通時通過單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23使電容器C7復位，電容器C7就總是從0V開始充電到Vref，因而充電時間為恒定。由此，輕負載時就可以不受負載大小影響設定最小導通期間。因此可以看出，在最小導通期間設定電路中就還包括單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器23、電阻R9、以及晶體管Q5。
上面，如用圖5和圖6所說明的那樣，在開關電源裝置20中，在非輕負載時通過導通期間控制電路控制開關元件的導通期間使輸出電壓保持恒定，在輕負載時通過最小導通期間設定電路將開關元件的導通期間固定在最小導通期間并通過截止期間控制電路控制截止期間使輸出電壓保持恒定。
由此，不但可以抑制輕負載時開關頻率的上升，相反地可以使開關頻率隨負載變輕而降低，因而可以達到降低輕負載時開關損耗的目的。另外，由于在輕負載時相應負載的大小可以連續(xù)地控制開關元件的截止期間，所以可以防止間歇振蕩的產生從而避免輸出波動的增大。
另外，如上所述，非輕負載時也就是導通期間控制電路進行動作的時候，作為第1電容器C7的兩端電壓Vc7相對取決于反饋信號的電壓Vfb而言是從低電壓值向增高的方向接近并進行交差。另外，輕負載時也就是最小導通期間設定電路在進行動作的時候，電容器C7的兩端電壓Vc7相對Vfb而言是從高電壓值向減小的方向接近并進行交差。也就是說，第1電容器的兩端電壓，在導通期間控制電路動作的時候，從與反饋電壓相同的方向進行交差時決定開關元件的截止時刻，在最小導通期間設定電路抑制導通期間控制電路動作的時候，從與反饋電壓相反的方向進行交差時決定開關元件的導通時刻。這樣，由于一個電容器C7同時兼有第1電容器和第3電容器的作用，所以可以減少外部零件，因而可以力求開關電源裝置的小型化和低成本化。
另外，由于一個電容器C7同時兼有第1電容器、第2電容器、和第3電容器的作用，所以可以減少外部零件，因而可以進一步達到開關電源裝置的小型化和低成本化的目的。
另外，在如上所述各實施例中，最小導通期間設定電路的作用，都是在輕負載時通過導通期間控制電路禁止開關元件的導通。就其意義而言也可以認為，最小導通期間設定電路是，實質上屬于導通期間控制電路，在輕負載時從開關元件的導通開始只在一定期間抑制導通期間控制電路的動作，禁止開關元件截止的電路。
另外，在如上所述各實施例中，雖然是在第1、第2、第3電容器的兩端電壓是在因充電或放電與基準電壓或反饋電壓進行交差的時刻使開關元件導通或截止的觸發(fā)有效，但這些都不是局限于實施例所示的構成。例如也可以在設定反饋電壓隨負載變輕而升高的情況下，把在實施例中是在充電時與基準電壓或反饋電壓進行的交差改成在放電時進行交差，或反過來把在放電時與基準電壓或反饋電壓進行的交差改成在充電時進行交差。
并且，在如上所述各實施例中，雖然是在第1、第2、第3電容器的兩端電壓是在與基準電壓或反饋電壓進行交差的時刻使開關元件導通或截止的觸發(fā)有效，但在實際動作的表面上看卻是在一致的時刻使開關元件導通或截止的觸發(fā)有效。這樣，第1、第2、第3電容器的兩端電壓與基準電壓或反饋電壓并不一定必須進行交差，例如也可以改為比較電路、用在兩個輸入成為一致的時刻輸出觸發(fā)信號這樣的電路。在這種情況下，第1、第2、第3電容器的兩端電壓就是在與基準電壓或反饋電壓在一致的時刻使開關元件導通或截止的觸發(fā)有效。
圖7是表示本發(fā)明的電子裝置的一個實施例的立體圖。在圖7中，作為電子裝置的一種的打印機30，其電源電路的一部分采用了本發(fā)明的開關電源裝置1。
與打印機30的印刷動作有關的部分，雖然在印刷時消耗電功率，但在沒有印刷動作的待機時變成輕負載，幾乎沒有消耗電功率。那么，因為采用了本發(fā)明的開關電源裝置1，所以可以降低在待機時也就是輕負載時的電功率損耗，并且可以提高效率。
另外，在圖7所示的打印機30中雖然采用了圖1所示的開關電源裝置1，但也可以采用圖3或圖5所示的開關電源裝置10、20，來達到同樣的作用效果。
另外，本發(fā)明的電子裝置并不局限于打印機，它包括筆記本電腦和便攜式信息裝置等需要穩(wěn)定的直流電源電壓的各種電子裝置。
依照本發(fā)明的開關電源裝置，在非輕負載時在大于所定最小導通期間的范圍對導通期間進行控制，在輕負載時將導通期間固定為最小導通期間并對截止期間進行控制，使其根據(jù)所述反饋信號而使輸出電壓保持恒定，從而可以降低輕負載時的開關損耗。另外，還可以防止輕負載時間歇振蕩的產生和波動的增大。
另外，在本發(fā)明的電子裝置中，通過使用本發(fā)明的開關電源裝置，可以提高待機時的效率。
權利要求
1.一種開關電源裝置，包括具有初級繞組、次級繞組及反饋繞組的變壓器；與所述初級繞組串聯(lián)連接的開關元件；連接在所述反饋繞組和所述開關元件之間的控制電路；與所述次級繞組連接、將所述次級繞組所產生的電壓整流平滑并輸出的整流平滑電路；檢測由該整流平滑電路輸出的電壓并輸出對所述控制電路的反饋信號的輸出電壓檢測電路，其特征在于所述控制電路，在非輕負載時在大于所定最小導通期間的范圍對導通期間進行控制，而在輕負載時將導通期間固定為最小導通期間并對截止期間進行控制，使其根據(jù)所述反饋信號而使輸出電壓保持恒定。
2.一種開關電源裝置，包括具有初級繞組、次級繞組及反饋繞組的變壓器；與所述初級繞組串聯(lián)連接的開關元件；連接在所述反饋繞組和所述開關元件之間的控制電路；與所述次級繞組連接、將所述次級繞組所產生的電壓進行整流平滑并輸出的整流平滑電路；檢測由該整流平滑電路輸出的電壓并輸出對所述控制電路的反饋信號的輸出電壓檢測電路，其特征在于所述控制電路，包括在非輕負載時控制所述開關元件的導通期間隨負載變輕而變短的導通期間控制電路；在輕負載時通過所述導通期間控制電路抑制所述開關元件的截止動作、使所述開關元件的導通期間不小于所定最小導通期間的最小導通期間設定電路；在輕負載時當所述最小導通期間設定電路處于抑制所述導通期間控制電路的動作中時、控制所述開關元件的截止期間隨負載變輕而變長的截止期間控制電路，使其根據(jù)所述反饋信號而使輸出電壓保持恒定。
3.根據(jù)權利要求2所述的開關電源裝置，其特征在于在非輕負載時工作在電流臨界模式。
4.根據(jù)權利要求2或3所述的開關電源裝置，其特征在于所述導通期間控制電路，具有在所述開關元件的導通期間進行充電或放電，并且當其兩端電壓與取決于所述反饋信號的電壓一致或進行交差時決定所述開關元件的截止時刻的第1電容器，所述最小導通期間設定電路，具有在所述開關元件的導通期間進行充電或放電，并且在其兩端電壓與基準電壓一致或進行交差之前通過所述導通期間控制電路抑制所述開關元件截止的第2電容器，所述截止期間控制電路，具有在所述開關元件的導通期間進行充電或放電，并且當其兩端電壓與取決于所述反饋信號的電壓一致或進行交差時決定所述開關元件的導通時刻的第3電容器。
5.根據(jù)權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于所述第1電容器兼所述第3電容器。
6.根據(jù)權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于所述第1電容器兼所述第2及第3電容器。
7.根據(jù)權利要求5或6所述的開關電源裝置，其特征在于當所述導通期間控制電路進行動作時，所述第1電容器的兩端電壓與取決于所述反饋信號的電壓從相同方向一致或進行交差時決定所述開關元件的截止時刻，當所述最小導通期間設定電路處于抑制所述導通期間控制電路的動作中時，所述第1電容器的兩端電壓與取決于所述反饋信號的電壓從相反方向一致或進行交差時決定所述開關元件的導通時刻。
8.根據(jù)權利要求4～7中任意一項所述的開關電源裝置，其特征在于所述最小導通期間設定電路，被包含在所述導通期間控制電路中，在輕負載時從所述開關元件的導通開始僅在一定期間抑制所述導通期間控制電路的動作從而禁止所述開關元件截止的電路。
9.根據(jù)權利要求8所述的開關電源裝置，其特征在于所述最小導通期間設定電路，使所述第1電容器在所述開關元件導通時放電，并且在所述第1電容器的電壓因其后的充電與所定的電壓一致或進行交差之前禁止所述開關元件截止。
10.一種電子裝置，其特征在于使用權利要求1～9中任意一項所述的開關電源裝置。
全文摘要
一種開關電源裝置及使用它的電子裝置，包括在非輕負載時控制所述開關元件Q1的導通期間隨負載變輕而變短的導通期間控制電路；在輕負載時通過所述導通期間控制電路抑制所述開關元件Q1的截止動作、使所述開關元件的導通期間不小于所定最小導通期間的最小導通期間設定電路；在輕負載時當所述最小導通期間設定電路處于抑制所述導通期間控制電路的動作中時、控制所述開關元件Q1的截止期間隨負載變輕而變長的截止期間控制電路。使反饋繞組N3與開關元件Q1之間的控制電路4，根據(jù)反饋信號使輸出電壓保持恒定?？梢赃_到降低輕負載時開關損耗的目的。另外，可以防止間歇振蕩的產生和避免輸出波動的增大。
文檔編號H02M3/28GK1391336SQ02121898
公開日2003年1月15日 申請日期2002年6月7日 優(yōu)先權日2001年6月7日
發(fā)明者西田映雄, 竹村博 申請人:株式會社村田制作所