專利名稱：一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路的制作方法
技術領域：
該技術屬于電力電子技術領域，主要應用范圍是逆變式弧焊電源及其它逆變電源。
背景技術：
隨著世界范圍內的工業(yè)化進程加快，能源和環(huán)保得到越來越廣泛的重視。解決能源問題除了能源合理開發(fā)、尋找新能源外，自身挖潛、提高能源的利用效率在各行業(yè)也提到了重要的地位。環(huán)境保護也不再限于廢氣、廢水、廢渣、噪聲的治理，電磁污染已經(jīng)被確定為第五大污染源。
諧波污染和射頻污染是典型的電磁污染。材料電加工是耗電量最大的行業(yè)，如各式各樣的鑄造、焊接、鍛壓、熱處理和機械加工設備，都使用通過電能轉化而來的熱能或動能。材料電加工設備的負載狀況幾乎全部都是非線性很強的，如高頻感應加熱、電弧加熱、電子束加熱、電解、電鍍以及采用整流輸入的電設備(如調壓設備、變頻調速和逆變電源等)。這些非線性負載使供電電網(wǎng)中含有大量高次諧波，一方面使設備的功率因數(shù)大大降低，造成輸電損耗和供電容量的極大浪費，另一方面嚴重污染電網(wǎng)，影響其他設備的正常運轉，使計算機控制設備誤動作，甚至會造成配電事故。
逆變焊接電源作為一種典型的電力電子裝置，雖然具有體積小、重量輕，控制性能好等優(yōu)點，但對電網(wǎng)來說，它本質上是一個大的整流電源。逆變電源的輸入電流波形是一種尖角波，如附圖1所示，使電網(wǎng)中含有大量高次諧波。高次電壓、電流諧波之間存在嚴重相移，導致焊機的功率因數(shù)很低。低頻諧波畸變問題是當前電力電子設備的一個共性問題，解決的最有效方法是在設備的輸入端接有諧波抑制裝置。
功率因數(shù)校正通常是在橋式整流之后，增加一個Boost電路，如圖2所示，通過功率元件的開關作用，使輸入電流變成與電網(wǎng)電壓幾乎完全同相的正弦波，可以使電流畸變率降到5％以下，功率因數(shù)可以提高到0.99或更高。
其工作的基本原理是功率開關管S(由控制電路控制)導通時，輸入電壓Vin全部加在電感L上，隨著輸入電壓Vin的上升，通過電感L的電流也隨之上升；當功率管關斷時，電感產生與輸入電壓同極性的感應電壓VL。此時，功率管兩端的電壓為Vin+VL，該電壓通過二極管D送到電容C。這樣，輸入電感L的平均電流就會跟蹤正弦電壓的變化，電流波形接近和電壓同相位的正弦波，使功率因數(shù)接近于1。為實現(xiàn)諧波抑制功能，BoostPFC電路的輸出電壓Vo必須大于整流器輸出的峰值電壓。而且功率管放在整流橋的直流側，通過功率管的電流為直流，只需要單向電流通過的功率開關管。
有源功率因數(shù)校正電路按應用對象的不同分為單相功率因數(shù)校正和三相功率因數(shù)校正，按電路的工作模式有分為電感電流連續(xù)模式(CCM)和電感電流斷續(xù)模式(DCM)。國內外的電力電子學領域的專家對單相功率因數(shù)校正技術已經(jīng)進行了深入的研究，在焊接電源領域，國內已經(jīng)出現(xiàn)了單相小功率逆變焊接電源的功率因數(shù)校正的文章。但是，三相功率因數(shù)校正電路由于技術難度大，由單相功率因數(shù)校正電路的簡單組合，難以實現(xiàn)三相電路的諧波抑制。國外的學者只是進行到初步研究階段，電路的工作模式普遍采用電感電流斷續(xù)模式，電路的功率開關承受比較大的電流電壓應力，只適用于穩(wěn)定負載的三相小功率設備，而對于電感電流連續(xù)的10KW級大功率三相功率因數(shù)校正電路，目前尚未見文章發(fā)表。國內有關三相功率因數(shù)校正的文章發(fā)表甚少，也都是功率輸出很小的情況下運行的。隨著器件制造技術和高頻功率變換技術的進步，功率因數(shù)校正技術已逐漸深入到中大功率的整流電源中，因此這種方式必將對諧波污染的治理作出巨大貢獻，所以必須研究新的適用于大功率三相電路的諧波抑制方案。

發(fā)明內容
本發(fā)明采用交流升壓方式的功率因數(shù)校正電路拓撲代替?zhèn)鹘y(tǒng)的電容濾波的二極管整流電路。
一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于，按照三相平衡準則，電路中的電感La、Lb、Lc相同，二極管VD1～VD6相同，電容C1、C2相同，雙向功率開關管模塊Sa、Sb、Sc相同；三相電網(wǎng)星型連接，其輸出端Via、Vib、Vic與高頻EMI即Electro Magnetic Interference電磁干擾濾波模塊和電感La、Lb、Lc的一端依次采用串行連接；La的另外一端與VD1的陽極、雙向功率開關管模塊Sa的一端連接在一起；Lb的另外一端與VD3的陽極、雙向功率開關管模塊Sb的一端連接在一起；Lc的另外一端與VD5的陽極、雙向功率開關管模塊Sc的一端連接在一起；在由二極管VD1～VD6組成的整流橋中，VD1的陽極和VD2的陰極連接、VD3的陽極和VD4陰極連接、VD5的陽極和VD6的陰極連接；用于濾波的直流側電容C1和C2串連相接；VD1、VD3、VD5的陰極和C1的正極連接在一起形成負載供電的正極；VD2、VD4、VD6的陽極和C2的負極連接在一起形成負載供電的負極；雙向功率開關管模塊Sa、Sb、Sc的另外一端必須和C1的負極、C2的正極連接一起，C1、C2的公共連接點與三相電網(wǎng)的零線連接在一起或者相互獨立；上述雙向功率開關模塊由附圖5所示的兩種方式之一構成，一種方式是將兩個帶有反并聯(lián)二極管的功率開關元件VT1和VT2對接，如附圖5(a)所示，VT1和VT2的柵極連在一起、發(fā)射極接在一起，VT1的集電極和D1的陰極連接形成雙向功率開關模塊的一端，VT2的集電極和D2的陰極連接形成雙向功率開關模塊的另一端，D1、D2的陽極和VT1、VT2的發(fā)射極共同連接在一起；另一種方式如附圖5(b)所示，將一個功率開關元件VT接在一個由D-1、D-2、D-3、D-4組成的單相整流橋的直流輸出端，該單相整流橋直流輸出端的正極接VT的集電極，整流橋直流輸出端的負極接VT的發(fā)射極，該單相整流橋交流輸入端作為雙向功率開關模塊的兩個接線端。
一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于，所述的由二極管VD1～VD6組成整流橋中的二極管采用具有快恢復特性的二極管。
一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于，功率開關元件VT1和VT2以及功率開關元件VT采用MOSFET或者IGBT。
一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于，所述的電感La、Lb、Lc電感量范圍是1mH-7mH，濾波電容的電容量范圍是470uF-3300uF，功率器件的開關頻率可在15KHz到25KHz范圍內。
整個電路是由三套交流的Boost電路組成，在電路工作的每一瞬時，這三套交流的Boost電路都同時工作，電源的每一相都向輸出端提供能量，這一點和常規(guī)的二極管整流器是不同的。從整個電路結構來看，升壓電感和功率開關依次放在三相整流橋的輸入側，通過改變雙向功率開關管的閉合狀態(tài)把整流器的交流輸入電壓升高，與此同時使得每一相的輸入電感電流直接跟蹤正弦波波形，這和單相諧波抑制電路中電感電流跟蹤半波正弦是不同的。這個電路也正是利用電路的這一特點實現(xiàn)三相電路輸入電流的諧波抑制的。
本發(fā)明電路工作的基本原理是以a相為例，當Via為正時，由La、Sa、VD1、C1組成一單相Boost PFC電路；當Via為負時，由La、Sa、VD2、C2組成一單相Boost PFC電路，其它兩相依此類推。這樣，在任一時刻，每一相都接有一個Boost PFC電路，電路的控制方式可以采用任何一種成熟單相功率因數(shù)校正的控制方式，如平均電流型控制。這三套交流升壓電路可以采用相同的控制電路，每套電路分別采用各自的電流反饋回路，采用同一個電壓反饋回路，形成一個三個電流反饋內環(huán)、一個電壓反饋外環(huán)的多閉環(huán)系統(tǒng)。
本發(fā)明為一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于整流橋中所用到的二極管采用具有快恢復特性的二極管代替普通整流橋所用的二極管。目的是降低二極管整流所帶來的功率損耗，進一步提高系統(tǒng)的功率因數(shù)以及系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
本發(fā)明為一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于選用電感La、Lb、Lc時，根據(jù)Boost升壓電路設計原理使通過電感的電流工作在連續(xù)導電模式，其電感量范圍是1mH-7mH，濾波電容的電容量范圍是470uF-3300uF，功率器件的開關頻率可在15KHz到25KHz范圍內。串連濾波電容C1、C2中點和雙向功率開關的公共端必須接在一起，其公共點和電網(wǎng)零線可以互相接通也可以相互獨立。每個電流環(huán)的設計方法和平均電流型控制的單相Boost PFC電路電流內環(huán)的設計方法是完全相同的。而電壓外環(huán)的設計和單相Boost PFC電路稍有不同的是，由于輸出端電容的紋波的頻率是電網(wǎng)供電頻率的3倍，其帶寬的選擇可以根據(jù)系統(tǒng)響應的需要適當放寬以提高電壓環(huán)的閉環(huán)響應速度。
在交流升壓式三相功率因數(shù)校正電路中，一個比較重要的開關元件就是雙向功率開關模塊的設計。考慮到成本等因素通常會想到用可控硅作為雙向功率開關模塊的基件，但是可控硅的工作頻率不能很高，而且是半控型器件，并不適合功率因數(shù)校正電路的應用。所以，我們必須采用現(xiàn)有的其他開關元件構造出一個雙向開關。現(xiàn)有兩種方法可以構成雙向開關，在試驗過程中可采用其中的一種。一種是將兩個帶有反并聯(lián)二極管的可控開關元件的對接，如圖5(a)所示，VT1和VT2的柵極相連、發(fā)射極相連，VT1的集電極和VD1的陰極連接形成雙向開關的一端，VT2的集電極和D2的陰極連接形成雙向開關的另一端，D1、VD2的陽極和VT1、VT2的發(fā)射極共同連接在一起。這樣兩個功率開關元件可以采用同一套驅動電路。其工作原理是正向電流電流時，電流流過VT1、D2；反向電流時，電流流過VT2、D1，實現(xiàn)電流的雙向流動。另一種方法是將一個功率開關元件接在一單相整流橋的直流輸出端(整流橋直流輸出端的正極接VT的集電極，整流橋直流輸出端的負極接VT的發(fā)射極)，交流輸入端做為兩個雙向開關的兩個端子，如圖5(b)所示。其工作原理是正向電流時，電流流過D-1、VT、D-4；反向電流時，電流流過D-2、VT、D-3，實現(xiàn)電流的雙向流動。這兩種實現(xiàn)雙向開關的方法各有優(yōu)缺點，圖5(a)的方法采用的元件較少，但導通壓降低，圖5(b)的方法采用的元件較多，但是只采用一個可控開關元件，導通壓降比圖5(a)方法高一個二極管壓降。采用這兩種雙向功率開關，都可以簡化本發(fā)明的控制系統(tǒng)設計，只需要三路驅動信號就可完成控制。在構造上述兩種雙向開關模塊時，可根據(jù)功率輸出大小，選擇MOSFET或者IGBT作為設計雙向功率開關的基本構件。


圖1大功率弧焊逆變電源的輸入電流的典型波形(a)和頻譜圖(b)圖2單相Boost PFC電路原理圖圖3交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路框圖圖4交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路原理結構圖圖5兩種雙向開關的設計原理圖圖6交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路的輸入電流波形圖7交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正的相電壓與相電流波形圖9交流升壓的弧焊逆變電源測試的輸入電壓電流(a)和頻譜(b)具體實施方式
采用本發(fā)明的設計，研制了一臺400A的帶有諧波抑制功能的弧焊逆變電源，其輸入級采用交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路(電感值為3mL，直流側電容C1、C2為2200uF，整流橋采用的具有快恢復特性的二極管整流，雙向功率開關模塊的基件選用IGBT(BSM150GB120DN2))，功率輸出范圍10kW～15kW，功率變換器采用全橋逆變電路。低諧波畸變的弧焊逆變電源是焊接電源的發(fā)展趨勢。這種焊機從總體上看，包括兩個部分一是諧波抑制器，也可稱做電壓預調節(jié)器或功率因數(shù)校正級，二是功率變換器，也就是傳統(tǒng)的弧焊逆變電源去掉輸入整流濾波部分。這兩部分各自是一個獨立的系統(tǒng)，只不過諧波抑制器是控制電源相對于電網(wǎng)的負載特性，以減少電源的諧波對電網(wǎng)的危害，并使供電系統(tǒng)的容量得到充分的利用。而功率變換器是將電網(wǎng)的能量變換成負載所需要的形式，對弧焊逆變電源來說就是低的電壓、大的電流。所以諧波抑制器是控制整個焊機系統(tǒng)的輸入，功率變換器是控制焊機系統(tǒng)的輸出，這兩部分組合在一起，就是一臺低諧波畸變的的焊接電源。
圖6是交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路的電感電流測試波形，圖7是三相功率因數(shù)校正電路的相電壓和相電流波形?？梢钥闯?，交流升壓方式的輸入電流已接近標準的正弦波，但是在電流過零點稍稍有一點畸變，這是因為功率因數(shù)電路相對于電網(wǎng)來說，具有一定的感性，電感電流相位滯后于電源電壓，電流在過零點時，電流反饋回路無法跟蹤上基準電流，同時電感電流在過零點附近是斷續(xù)的，所以造成了電感電流在過零點有一定的畸變，采用這樣的拓撲結構這種缺點是無法避免的。圖8是采用FLUKE諧波測試儀進行的功率因數(shù)和電流諧波的測試結果。可見焊機的功率因數(shù)已達到0.99，電流諧波畸變率在5％以下，完全符合IEC61000-3-2標準。
權利要求1.一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于，按照三相平衡準則，電路中的電感La、Lb、Lc相同，二極管VD1～VD6相同，電容C1、C2相同，雙向功率開關管模塊Sa、Sb、Sc相同；三相電網(wǎng)星型連接，其輸出端Via、Vib、Vic與高頻EMI即Electro Magnetic Interference電磁干擾濾波模塊和電感La、Lb、Lc的一端依次采用串行連接；La的另外一端與VD1的陽極、雙向功率開關管模塊Sa的一端連接在一起；Lb的另外一端與VD3的陽極、雙向功率開關管模塊Sb的一端連接在一起；Lc的另外一端與VD5的陽極、雙向功率開關管模塊Sc的一端連接在一起；在由二極管VD1～VD6組成的整流橋中，VD1的陽極和VD2的陰極連接、VD3的陽極和VD4陰極連接、VD5的陽極和VD6的陰極連接；電容C1和C2串連相接；VD1、VD3、VD5的陰極和C1的正極連接在一起形成負載供電的正極；VD2、VD4、VD6的陽極和C2的負極連接在一起形成負載供電的負極；雙向功率開關管模塊Sa、Sb、Sc的另外一端必須和C1的負極、C2的正極連接一起，C1、C2的公共連接點與三相電網(wǎng)的零線連接在一起或者相互獨立；上述雙向功率開關模塊由附圖5所示的兩種方式之一構成，一種方式是將兩個帶有反并聯(lián)二極管的功率開關元件VT1和VT2對接，如附圖5(a)所示，VT1和VT2的柵極連在一起、發(fā)射極接在一起，VT1的集電極和D1的陰極連接形成雙向功率開關模塊的一端，VT2的集電極和D2的陰極連接形成雙向功率開關模塊的另一端，D1、D2的陽極和VT1、VT2的發(fā)射極共同連接在一起；另一種方式如附圖5(b)所示，將一個功率開關元件VT接在一個由D-1、D-2、D-3、D-4組成的單相整流橋的直流輸出端，該單相整流橋直流輸出端的正極接VT的集電極，整流橋直流輸出端的負極接VT的發(fā)射極，該單相整流橋交流輸入端作為雙向功率開關模塊的兩個接線端。
2.根據(jù)權利要求1所述的一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于，所述的由二極管VD1～VD6組成整流橋中的二極管采用具有快恢復特性的二極管。
3.根據(jù)權利要求1所述的一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于，所述功率開關元件VT1和VT2以及功率開關元件VT采用MOSFET或者IGBT。
4.根據(jù)權利要求1所述一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，其特征在于，所述的電感La、Lb、Lc電感量范圍是1mH-7mH，濾波電容C1、C2的電容量范圍是470uF-3300uF，功率開關元件VT1和VT2以及功率開關元件VT的開關頻率在15KHz到25KHz范圍內。
專利摘要一種交流升壓方式的三相功率因數(shù)校正電路，用于逆變電源。尚無對電感電流連續(xù)的10KW級大功率三相功率因數(shù)校正電路。特征為三相電網(wǎng)星型連接，輸出端Via、Vib、Vic與EMI和電感La、Lb、Lc的一端串行連接；La的另一端與VD1陽極、雙向功率開關管模塊Sa的一端連；Lb的另一端與VD3陽極、Sb的一端連；Lc的另一端與VD5的陽極、Sc的一端連；二極管VD1～VD6組成的整流橋；電容C1和C2串連相接；VD1、VD3、VD5的陰極和C1的正極連；VD2、VD4、VD6的陽極和C2的負極一起形成電的負極；Sa、Sb、Sc的另一端和C1的負極、C2的正極連，C1、C2的公共連接點零線連或獨立；本實用新型控制簡化，將采用電容濾波的整流電路作為輸入級的弧焊逆變電源的功率因數(shù)從0.6～0.7提高到0.98～1。
文檔編號H02M7/12GK2738468SQ20042011223
公開日2005年11月2日 申請日期2004年11月5日 優(yōu)先權日2004年11月5日
發(fā)明者陳樹君, 殷樹言, 盧振洋, 李西恭, 曾華 申請人:北京工業(yè)大學