專利名稱：降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法與電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種切換式電源供應器(switching regulator)的控制方 法與電路，特別是指一種降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法 與電路。
背景技術：
常用的切換式電源供應器包括降壓型(Buck)、升壓型(Booster)與反 壓型(Iiwerter)三種。首先就降壓型切換式電源供應器來加以說明，其電 路結構大致如圖1所示，降壓型切換式電源供應器1包含有兩個晶體 管開關Q1、 Q2，透過脈寬調(diào)變控制電路10來控制此兩晶體管Q1、 Q2 的開與關，藉以控制電感L上的電流量與方向，以將電能傳送給輸出 端OUT。脈寬調(diào)變控制電路10接收從輸出端萃取出來的反饋電壓，與 一個參考電壓Vref相比較，以決定如何控制切換兩晶體管Q1、 Q2?，F(xiàn)有技術中，早期的切換式電源供應器，其兩晶體管Ql、 Q2的 開關時間是完全互補的，又稱為同步切換式電源供應器，亦即如圖2 所示，當晶體管Q1開啟時，晶體管Q2即關閉；當晶體管Q2開啟時， 晶體管Ql即關閉。(本說明書中，"開啟"是指完全導通；"關閉"是 指不考慮漏電流的情況下，為完全不導通。)在此種安排下，其對應之 電感電流量lL與方向如圖中第三個波形所示，當晶體管Q1開啟、晶體 管Q2關閉時，因輸入端IN的電壓大于輸出端OUT的電壓，電流往輸 出端OUT流動(圖中以+表示往輸出端方向)，且流量不斷增加；而 當晶體管Q2開啟、晶體管Q1關閉時，因電感左方節(jié)點Phase的電位 下降為接近0，輸出端OUT的電壓大于此節(jié)點的電壓，電流趨勢于是 改變，先是流量減少，接著改往反方向流動(圖中以一表示反方向)。圖3與圖4分別示出升壓型切換式電源供應器2與反壓型切換式 電源供應器3，其操作方式與前述類似，同樣是由脈寬調(diào)變控制電路 IO根據(jù)反饋電壓與參考電壓Vref的比較結果，決定如何切換兩晶體管 Ql、 Q2，來控制輸出端OUT的電壓。其詳細電路操作方式為本技術領 域者所熟知，在此不予贅述。請回閱圖1與圖2，此種同步切換兩晶體管Q1、 Q2的安排方式， 其缺點在于，當電感電流方向由正轉負時，表示電流由輸出端OUT， 通過電感L和晶體管Q2的路徑而接地流失，亦即會損失輸出端OUT能量。因此，在現(xiàn)有技術美國專利第6,580,258號案中，提出一種作法， 其主要概念如圖5所示，是通過適當控制晶體管Q1、 Q2，使得當電感 電流方向將要由正轉負時，即關閉晶體管Q2，如此即不致有能量從輸 出端OUT流失，可減少不必要的耗損。如圖中所示，晶體管Q1、 Q2 有一段同時關閉的時間T，稱為"睡眠模式"(sleep mode)。該案之電 路概念大致如圖6所示，其中偵測代表電感電流的訊號，并在電流比 較器ICP中加以比較，其比較結果與脈寬調(diào)變控制電路10的輸出經(jīng)邏 輯運算后，決定是否開啟或關閉晶體管Q2。然而，此種現(xiàn)有技術的作法有其缺點。當晶體管Ql、 Q2同時關 閉而進入睡眠模式時，其實際在電感L上的電流與節(jié)點Phase處的電壓， 并非很理想的波形，而是如圖7所示，當晶體管Q1、 Q2同時關閉時， 電感L電流k在零值附近微幅震蕩，而此時節(jié)點Phase處的電壓VPH 呈受阻之簡諧震蕩(damped simple harmonic motion)波形。在該高頻 震蕩期間，電路未能進入穩(wěn)定狀態(tài)，且將產(chǎn)生所不欲之EMI噪聲，并 不理想，故宜縮短之。有鑒于此，本發(fā)明即針對上述現(xiàn)有技術之不足，提出一種能夠解 決上述問題的切換式電源供應器，以及其控制電路與方法。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明之第一目的在于提供一種切換式電源供應器，其與同步切 換式電源供應器相較，具有節(jié)省能耗的優(yōu)點，但與圖5至圖7所示的 現(xiàn)有技術作法相比，則能夠大幅縮短震蕩期間。本發(fā)明之第二目的在于提供一種用以控制切換式電源供應器之控 制方法。為達上述之目的，在本發(fā)明的其中一個實施例中，提供了一種切 換式電源供應器，包含第一晶體管、第二晶體管、與電感器，相互電連接于一共同節(jié)點；脈寬調(diào)變控制電路，用以產(chǎn)生脈寬調(diào)變訊號； 運算放大器，將該共同節(jié)點電壓，與一參考電壓相比較；以及多路電 路，其第一輸入為該運算放大器之輸出，第二輸入為該脈寬調(diào)變控制 電路之輸出，此多路電路根據(jù)該電感器上的電流，決定選擇其輸入之 一；多路電路的輸出控制第二晶體管的柵極。此外，根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，也提供了一種切換式電源供 應器，包含第一晶體管、第二晶體管、與電感器，相互電連接于一 共同節(jié)點；脈寬調(diào)變控制電路，用以產(chǎn)生脈寬調(diào)變訊號；運算放大器， 將流過該電感器的電流，與一參考電流相比較；以及多路電路，其第 一輸入為該運算放大器之輸出，第二輸入為該脈寬調(diào)變控制電路之輸 出，此多路電路根據(jù)流過該電感器的電流，決定選擇其輸入之一；多 路電路的輸出控制第二晶體管的柵極。此外，根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，也提供了一種降低切換式電 源供應器中之切換震蕩的方法，包含以下步驟提供一個切換式電源供應器，該切換式電源供應器包括第一晶體管、第二晶體管、與電感器，相互電連接于一共同節(jié)點；在第一晶體管關閉時段之一部分中， 將該共同節(jié)點電壓，與一參考電壓相比較；以及根據(jù)比較結果，控制第二晶體管之柵極，使第二晶體管為低電流流通狀態(tài)。又，根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，也提供了一種降低切換式電源 供應器中之切換震蕩的方法，包含以下步驟提供一個切換式電源供 應器，該切換式電源供應器包括第一晶體管、第二晶體管、與電感器， 相互電連接于一共同節(jié)點；在第一晶體管關閉時段之一部分中，將該 電感器上的電流，與一參考電流相比較；以及根據(jù)比較結果，控制第 二晶體管之柵極，使第二晶體管為低電流流通狀態(tài)。上述各實施例中，可進一步提供鎖相回路，以使脈寬調(diào)變控制電 路之輸出頻率等于一設定頻率。以下將通過具體實施例詳加說明，當更容易了解本發(fā)明之目的、技術內(nèi)容、特點及其所達成之功效；其中，相似的元件以相同的符號 來標示。


圖1為現(xiàn)有技術之降壓型切換式電源供應器的示意電路圖。圖2為現(xiàn)有技術之同步切換式電源供應器的示意波形圖。圖3為現(xiàn)有技術之升壓型切換式電源供應器的示意電路圖。圖4為現(xiàn)有技術之反壓型切換式電源供應器的示意電路圖。圖5為現(xiàn)有技術美國專利第6,580,258號案的理想波形示意圖。圖6為現(xiàn)有技術美國專利第6,580,258號案的電路概略示意圖。圖7為現(xiàn)有技術美國專利第6,580,258號案的實際波形示意圖。圖8為本發(fā)明之波形示意圖。圖9為本發(fā)明第一實施例之示意電路圖。圖10為圖9實施例之波形示意圖。圖11為本發(fā)明第二實施例之示意電路圖。圖12為圖11實施例之波形示意圖。圖13為本發(fā)明第三實施例之示意電路圖。圖14為圖13實施例之波形示意圖。 圖15舉例說明鎖相回路的電路結構。圖16、圖17、圖18為本發(fā)明另外三個實施例之示意電路圖。圖中符號說明1 降壓型切換式電源供應器2 升壓型切換式電源供應器3 反壓型切換式電源供應器10 脈寬調(diào)變控制電路IO11 降壓型切換式電源供應器30， 31, 32多路電路41, 42邏輯電路50鎖相回路51， 52固定脈寬產(chǎn)生電路53, 54低通濾波器55減法器CP比較器ICP電流比較器Iofs參考電流Iref參考電流IN輸入端電感(電感值)OP運算放大器OUT輸出端Qi,Q2晶體管Vofs電壓源具體實施方式
本發(fā)明的主要概念，在于不使晶體管Q1、 Q2同時關閉；當電感L 上的電流h即將由正轉負時，并不完全關閉晶體管Q2，而是使其處于"弱導通"狀態(tài)，容許低流量的電流通過。如此，與圖2所示的現(xiàn)有技術作法相比，本發(fā)明仍然具有節(jié)省能耗的高效率優(yōu)點，但與圖5至圖7 所示的現(xiàn)有技術作法相比，則本發(fā)明將可大幅縮短震蕩時間。以上概念，請參考圖8，并對照圖5與圖7，當可更易于了解。在 現(xiàn)有技術中，晶體管Q2的角色僅為開關，因此僅有全開與全閉兩種狀 態(tài)。當為了節(jié)省能耗，使晶體管Q1、 Q2進入前述"睡眠模式"時，晶 體管Q1、 Q2同時關閉。但根據(jù)本發(fā)明，則并無所謂"睡眠模式"；在 圖8中，當電感L上的電流lL即將由正轉負時，并不完全關閉晶體管 Q2，而是在時段T之中，將晶體管Q2轉換成"弱導通"狀態(tài)，容許 低流量的電流通過。對此，如圖所示，可以有三種作法，第一種作法 是令晶體管Q2除了導通之外，均處于低電流狀態(tài)，如第一種波形中所 示，晶體管Q2僅包括全開、低電流兩種狀態(tài)；或是，如第二種波形中 所示，令晶體管Q2在晶體管Q1導通時，仍然完全關閉，而僅在時段 T之中，將晶體管Q2轉換成低電流狀態(tài)，如此則晶體管Q2包括全開、 全閉、低電流三種狀態(tài)；第三種作法是令晶體管Q2的低電流狀態(tài)在初 始時容許較大電流量，隨后減小，亦即使切換初期之電流量較后期為 高。第一種之電路復雜度較低，第二種在節(jié)能效果上較好，第三種更 快速消除震蕩，三者各有優(yōu)劣，同屬于本發(fā)明的范疇。熟悉本技術者當可立即發(fā)現(xiàn)，以上說明中之晶體管Ql、 Q2是以 NMOS為例。當然，晶體管Q1、 Q2亦可個別改以PMOS來制作，其 對應之波形圖自亦不同，但并不脫離本發(fā)明的概念。請再對照圖8與圖7，在本發(fā)明的上述安排下，當晶體管Ql關閉、 且晶體管Q2在低電流狀態(tài)中時，亦即在圖中時段T之中，節(jié)點Phase 處的電壓VpH雖同樣呈受阻之簡諧震蕩波形，但其震蕩快速衰減，遠 較現(xiàn)有技術更迅速地到達平穩(wěn)狀態(tài)。需說明的是，為求圖形明確，圖 中是以較為夸張的圖形來繪示震蕩波形，而并未完全按照比例。在真 實狀況中，透過后述實施例之恰當設計，可使震蕩波形所占時段比圖標更低。所述的"低電流"，根據(jù)本發(fā)明，是指為1mA (微安培)或其以 上，但在晶體管Q2完全導通之電流量(不含)以下，此范圍內(nèi)的電流 量。此外需說明的是，雖然在圖8中的時段T內(nèi)，晶體管Q2的柵極控 制電壓是繪示為直線，但本發(fā)明并不局限于此；在時段T內(nèi)，晶體管 Q2的柵極控制電壓可以為任意的變化波形，僅需其所對應產(chǎn)生的電流 量，符合上述條件即可。上述圖8中之波形的達成方式，根據(jù)本發(fā)明，有多種作法，其第 一個具體電路實施例請參考圖9。本實施例是以降壓型切換式電源供應 器為例，如圖所示，在本發(fā)明的降壓型切換式電源供應器11中，除了 上下橋晶體管開關Q1、 Q2、電感L、電流比較器ICP、脈寬調(diào)變控制 電路10之外，另包含有一個運算放大器OP。運算放大器OP的輸入端 之一接受節(jié)點Phase處的電壓，另一輸入端接受一個略低于輸出節(jié)點電 壓Vout的電壓。圖中以電壓源Vofs來表示運算放大器OP所接收的電 壓等于Vout—Vofs，不過需說明的是，圖標僅為示意，并不表示必須 設置一個實體的電壓源Vofs;例如，可藉由運算放大器OP兩輸入端 的內(nèi)部偏壓值，來達成相同的功能。如設置實體的電壓源Vofs，則該 實體電壓源可以為電阻、各種二極管，等等。運算放大器OP將兩輸入 端的電壓做比較后，根據(jù)比較結果，輸出訊號L1。晶體管Q2的柵極受多路電路30控制，由該多路電路30的輸出來 決定晶體管Q2受控于脈寬調(diào)變控制電路10的輸出L2，或運算放大器 0P的輸出L1。當晶體管Q2受控于訊號L2時，其角色為開關，而當 晶體管Q2受控于訊號L1時，則可能為弱導通之低電流狀態(tài)。上述電路的操作，請參閱圖10，當更易明白。首先說明訊號Ll 的波形，當晶體管Ql導通而晶體管Q2關閉時，節(jié)點Phase處的電壓 等于輸入端的電壓當晶體管Q1關閉而晶體管Q2導通時，節(jié)點Phase處的電壓等于0;當晶體管Q2弱導通時，將有微量電流從輸出端OUT流過電感L與晶體管Q2后導地，表示電感L右方的電壓略大于左方， 故節(jié)點Phase處的電壓稍低于輸出節(jié)點電壓Vout，經(jīng)電路之反饋控制 機制，將平衡在等于Vout—Vofs的電壓值。藉由運算放大器OP之電 路設計，可在節(jié)點Phase處的電壓等于Vout—Vofs時，使晶體管Q2 弱導通。因此訊號L1呈三段式波形，如圖。訊號L2為脈寬調(diào)變控制 電路10的輸出，呈單純的脈沖波形。訊號ZD為電流比較器ICP的輸 出訊號，對照電感電流IL的波形，當電感電流lL大于參考位準Iref時 (參考位準可為0或略低于0，視電流比較器ICP的參考輸入端設計而 定)，訊號ZD為高位準，當電感電流Il等于或小于參考位準吋，訊 號ZD為低位準。(電流比較器ICP可以是磁滯比較器，以過濾微幅震 蕩噪聲。)當訊號ZD為高位準時，多路電路30選擇訊號L2;當訊號 ZD為低位準時，多路電路30選擇訊號Ll;因此，晶體管Q2的柵極 訊號乃如圖中最下方所示。圖9之實施例，并非本發(fā)明的唯一實施方式。請參考圖ll，示出 另一種多路方式，其中值得注意的是，在本實施例中，脈寬調(diào)變控制 電路10僅需產(chǎn)生晶體管Ql柵極所需之切換脈沖訊號，并不需要另行 產(chǎn)生不同的脈沖訊號來控制晶體管Q2，僅需利用該脈沖訊號之反相訊 號即可，故脈寬調(diào)變控制電路io之內(nèi)部電路結構較為精簡。詳言之，請對照參閱圖11與圖12，因或非門41之作用，僅有當 脈寬調(diào)變控制電路10對晶體管Ql柵極的輸出訊號(以下簡稱PWM 訊號)與電流比較器ICP之輸出訊號ZD皆為低位準時，或非門41之 輸出SWO才為高位準(1)，對應于圖12中的時段T;此時透過多路 電路31與32的作用，運算放大器OP的正負輸入端分別選擇節(jié)點Phase 處的電壓和Vout—Vofs，故使得晶體管Q2弱導通。另一方面，除上述 以外的其它時候，運算放大器OP的正負輸入端分別為PWM反相訊號 與PWM訊號，亦即運算放大器OP的輸出位準跟隨PWM反相訊號。 故晶體管Q2的柵極訊號波形如圖所示。除第9、 11圖所示實施方式之外，圖13標出本發(fā)明的另一實施例， 本實施例的特點是可以控制脈寬調(diào)變控制電路IO之輸出脈沖頻率，以 達成例如避開音頻區(qū)、擾頻等作用。詳言之，本實施例與圖9實施例的不同處在于設置了一個鎖相P 路(PLL)50，且提供壓差的電壓源Vofs為可變電壓源，受鎖相回路50 的輸出訊號所控制。請對照參閱圖13與圖14 (為簡化圖面，圖中省略 震蕩噪聲)，假設欲將PWM訊號的頻率設定為第一個波形，因此以該 波形為鎖相回路50之頻率設定輸入。當PWM訊號的頻率低于設定頻 率時，若輸出端所需的電壓Vout并未變動，可增加由節(jié)點Phase通過 晶體管Q2導地的電流，以使節(jié)點Phase處的電壓下降，如此即可迫使 PWM訊號頻率上升。換言之，當PWM訊號的頻率低于設定頻率時， 可令鎖相回路50的輸出調(diào)高可變電壓源Vofs的電壓，使Vout—Vofs 下降，透過運算放大器OP的作用，將使晶體管Q2更多導通，拉下節(jié) 點Phase處的電壓，最終達成平衡，使PWM訊號的頻率等于設定頻率。使用相同的概念，在圖11所示實施例中，加入鎖相回路50，也 是可行的，熟悉本技術者當可類推，其電路結構與訊號波形不予贅述。至于鎖相回路50的具體作法，可有多種實施方式，在此僅舉一例， 請參閱圖15，可令設定頻率訊號與PWM訊號分別通過固定脈寬產(chǎn)生 電路51與52，在固定脈寬產(chǎn)生電路中，根據(jù)輸入訊號的觸發(fā)緣，產(chǎn)生 固定脈寬的脈沖訊號Tl與T2，再使脈沖訊號Tl與T2分別通過低通 濾波器53與54，將脈沖訊號Tl與T2的頻率轉換成模擬訊號Sl與S2。 減法器55將模擬訊號Sl與S2相減，其輸出即可用以調(diào)整可變電壓源 Vofs。請參閱圖16，此為本發(fā)明的另一實施例，除使用節(jié)點Phase處的電壓來進行比較外，亦可根據(jù)電感電流IL來控制晶體管Q2的狀態(tài)，如圖所示，本實施例將電感電流lL與參考電流Iofs相比較(實際電路中， 是將代表電感電流lL的電壓訊號與代表參考電流Iofs的電壓訊號相比 較，故差值為電壓訊號)，并透過運算放大器OP，根據(jù)該比較結果，而產(chǎn)生控制晶體管Q2弱導通狀態(tài)的模擬訊號。詳言之，當訊號ZD為 高位準時，多路電路30選擇L2，此時晶體管Q2的狀態(tài)受控于脈寬調(diào) 變控制電路10，為全開或全關兩種狀態(tài)；當訊號ZD為低位準時，多 路電路30選擇Ll，此時晶體管Q2的狀態(tài)受控于運算放大器OP的輸 出，為弱導通狀態(tài)。后者情況下，透過反饋控制機制，可使電感電流 lL與參考電流Iofs相等，換言之可在晶體管Ql關閉時，將晶體管Q2 控制在弱導通狀態(tài)，且控制其上的電流量等于Iofs。與圖13相似地，可在上述實施例中設置鎖相回路50，以控制脈 寬調(diào)變控制電路IO之輸出脈沖頻率，其電路例如可參考圖17，藉鎖相 回路50的輸出，控制可變之參考電流Iofs，亦即調(diào)整晶體管Q2的弱 導通狀態(tài)與其上的電流量。本發(fā)明除以上所述外，還可在相同概念下做以下變化。在以上各 實施例中，均是使用運算放大器0P，直接用模擬方式控制晶體管Q2 的柵極，但運算放大器OP亦可用比較器CP來取代。例如，圖9實施 例可變化為圖18，其中當節(jié)點Phase處的電壓低于Vout—Vofs時，比 較器CP的輸出對電容C充電。于訊號ZD選擇Ll時，當節(jié)點Phase 處的電壓等于Vout—Vofs，此時比較器CP的輸出為低位準，但晶體管 Q2的柵極系由電容C的電壓值來控制，而該電壓值可設定成容許晶體 管Q2弱導通，如此，可同樣達成本發(fā)明的目的。同理，以上所述所有 實施例中之運算放大器OP，均可使用相似方式代換，不另贅述。以上各實施例中之多路電路30、 31、 32，并不需要是一個柵電路， 而可以僅為一個節(jié)點，只要被選定的輸入端有能力蓋過(override)另一 輸入端，即可。以上以降壓型切換式電源供應器為例，敘述了本發(fā)明的概念。同 樣的概念亦可應用于升壓型切換式電源供應器與反壓型切換式電源供 應器，但需將運算放大器OP的參考輸入略作修改；熟悉本技術者當可 類推得知，在此不多予贅述。以上已針對較佳實施例來說明本發(fā)明，唯以上所述者，僅系為使 熟悉本技術者易于了解本發(fā)明的內(nèi)容而已，并非用來限定本發(fā)明之權 利范圍。對于熟悉本技術者，當可在本發(fā)明精神內(nèi)，立即思及各種等 效變化；例如，在所示各實施例中，系舉例以分壓方式，從輸出端萃取反饋電壓訊號，以供脈寬調(diào)變控制電路IO與參考電壓Vref進行比較，但萃取反饋訊號的方式，并不局限于此。又如，在所示各元件之間， 加入不影響訊號意義的電路元件，如延遲電路、驅動柵等等，并不影響本發(fā)明的精神。再如，所示晶體管Q1與Q2，可以整合在集成電路 之內(nèi)，亦可設置在集成電路之外。又如，圖16之實施例，亦可參照圖 11之實施例，而做對應的變化。故凡依本發(fā)明之概念與精神所為之均 等變化或修飾，均應包括于本發(fā)明之申請專利范圍內(nèi)。
權利要求
1. 一種降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法，包含以下步驟提供一個切換式電源供應器，該切換式電源供應器包括第一晶體管、第二晶體管、電感器，相互電連接于一共同節(jié)點；在第一晶體管關閉時段的一部分中，將該共同節(jié)點電壓，與一參考電壓相比較；以及根據(jù)比較結果，控制第二晶體管的柵極，使第二晶體管為低電流流通狀態(tài)。
2. 如權利要求l所述的方法，其中該低電流流通狀態(tài)在切換初期 之電流量較后期為高。
3. 如權利要求l所述的方法，更包括調(diào)整該共同節(jié)點電壓，以 使第一晶體管的切換頻率等于一設定頻率。
4. 如權利要求3所述的方法，其中該調(diào)整共同節(jié)點電壓之步驟包括提供一個鎖相回路；在鎖相回路中，將該設定頻率與第一晶體管的切換頻率相比較； 根據(jù)比較結果，控制前述參考電壓；以及 控制第二晶體管的低電流流通狀態(tài)，以調(diào)整該共同節(jié)點電壓。
5. —種降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法，包含以下步驟提供一個切換式電源供應器，該切換式電源供應器包括第一晶體管、第二晶體管、電感器，相互電連接于一共同節(jié)點；在第一晶體管關閉時段的一部分中，將該電感器上的電流，與一參考電流相比較；以及根據(jù)比較結果，控制第二晶體管之柵極，使第二晶體管為低電流 流通狀態(tài)。
6. 如權利要求5所述的方法，其中該低電流流通狀態(tài)在切換初期之電流量較后期為高。
7. 如權利要求5所述的方法，更包括調(diào)整該電感器上的電流， 以使第一晶體管的切換頻率等于一設定頻率。
8. 如權利要求7所述的方法，其中該調(diào)整共同節(jié)點電壓之步驟包括提供一個鎖相回路；在鎖相回路中，將該設定頻率與第一晶體管之切換頻率相比較； 根據(jù)比較結果，控制前述參考電流；以及控制第二晶體管的低電流流通狀態(tài)，以調(diào)整該電感器上的電流。
9. 一種切換式電源供應器，包含第一晶體管、第二晶體管、與電感器，相互電連接于一共同節(jié)點； 脈寬調(diào)變控制電路，用以產(chǎn)生脈寬調(diào)變訊號； 運算放大器，將該共同節(jié)點電壓與一參考電壓相比較；以及 多路電路，其第一輸入為該運算放大器之輸出，第二輸入為該脈 寬調(diào)變控制電路之輸出，此多路電路根據(jù)該電感器上的電流，決定選 擇其輸入之一；多路電路的輸出控制第二晶體管的柵極。
10. 如權利要求9所述的切換式電源供應器，其中第二晶體管至 少具有開啟與低電流流通兩種狀態(tài)。
11. 如權利要求10所述的切換式電源供應器，其中該低電流流通 狀態(tài)在切換初期之電流量較后期為高。
12. 如權利要求IO所述的切換式電源供應器，其中當?shù)谝痪w管 開啟時，第二晶體管為關閉；當?shù)谝痪w管關閉時，第二晶體管為開 啟或低電流流通狀態(tài)。
13. 如權利要求IO所述的切換式電源供應器，其中當?shù)谝痪w管 開啟時，第二晶體管為低電流流通狀態(tài)；當?shù)谝痪w管關閉時，第二 晶體管為開啟或低電流流通狀態(tài)。
14. 如權利要求9所述的切換式電源供應器，其中該脈寬調(diào)變控 制電路僅針對第一晶體管需要之波形產(chǎn)生脈寬調(diào)變訊號。
15. 如權利要求9所述的切換式電源供應器，其中該參考電壓為 可變電壓。
16. 如權利要求15所述的切換式電源供應器，其中更包含有一個 鎖相回路，此鎖相回路控制該參考電壓。
17. 如權利要求9所述的切換式電源供應器，其中該切換式電源 供應器為降壓型、升壓型、反壓型三者之一。
18. —種切換式電源供應器，包含第一晶體管、第二晶體管、與電感器，相互電連接于一共同節(jié)點；脈寬調(diào)變控制電路，用以產(chǎn)生脈寬調(diào)變訊號；運算放大器，將流過該電感器的電流，與一參考電流相比較；以及多路電路，其第一輸入為該運算放大器之輸出，第二輸入為該脈 寬調(diào)變控制電路之輸出，此多路電路根據(jù)流過該電感器的電流，決定 選擇其輸入之一；多路電路的輸出控制第二晶體管的柵極。
19. 如權利要求18所述的切換式電源供應器，其中第二晶體管至少具有開啟與低電流流通兩種狀態(tài)。
20. 如權利要求19所述的切換式電源供應器，其中該低電流流通 狀態(tài)在切換初期之電流量較后期為高。
21. 如權利要求19所述的切換式電源供應器，其中當?shù)谝痪w管 開啟時，第二晶體管為關閉；當?shù)谝痪w管關閉時，第二晶體管為開 啟或低電流流通狀態(tài)。
22. 如權利要求19所述的切換式電源供應器，其中當?shù)谝痪w管 開啟時，第二晶體管為低電流流通狀態(tài)；當?shù)谝痪w管關閉時，第二 晶體管為開啟或低電流流通狀態(tài)。
23. 如權利要求18所述的切換式電源供應器，其中該脈寬調(diào)變控 制電路僅針對第一晶體管需要之波形產(chǎn)生脈寬調(diào)變訊號。
24. 如權利要求18所述的切換式電源供應器，其中該參考電壓為 可變電壓。
25. 如權利要求24所述的切換式電源供應器，其中更包含有一個 鎖相回路，此鎖相回路控制該參考電壓。
26. 如權利要求18所述的切換式電源供應器，其中該切換式電源 供應器為降壓型、升壓型、反壓型三者之一。
全文摘要
本發(fā)明提出一種降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法與電路，在該切換式電源供應器中包含兩個晶體管，且該兩晶體管不會同時進入關閉狀態(tài)。本發(fā)明中可進一步設置鎖相回路，以使脈寬調(diào)變控制電路之輸出頻率等于一設定頻率。本發(fā)明與同步切換式電源供應器相較，具有節(jié)省能耗的優(yōu)點，并能夠大幅縮短震蕩期間。
文檔編號H02M3/156GK101272093SQ20071008780
公開日2008年9月24日 申請日期2007年3月19日 優(yōu)先權日2007年3月19日
發(fā)明者戴良彬, 曾國隆, 黃建榮 申請人:立锜科技股份有限公司