專利名稱：電機驅(qū)動裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用了DC/DC變換器和換流器的電機驅(qū)動裝置的控制方式。
背景技術(shù)：
作為在電動汽車或者HEV(混合電動車(Hybrid ElectricVehicle))中使用的以往的電機驅(qū)動裝置的例子，有在專利文獻1(特開平8-214592號公報)中公開的電機驅(qū)動裝置。該電機驅(qū)動裝置具備電機、把直流電力變換為交流電力的換流器、高電壓蓄電池、DC/DC變換器、DC鏈接電容器。DC/DC變換器在動力運行時把由高電壓蓄電池供給的電壓升壓，向換流器供給直流電力，再生時把從換流器輸出的直流電力降壓，供給到高電壓蓄電池。DC鏈接電容器由多個電容器構(gòu)成，配置在DC/DC變換器與換流器之間，平滑直流電壓。
發(fā)明內(nèi)容
以往的電機驅(qū)動裝置如果為了減小裝置的體積，把換流器、DC/DC變換器以及DC鏈接電容器模塊化做成一個電力變換裝置，則從DC/DC變換器向DC鏈接電容器輸出的電流脈沖與從DC鏈接電容器向換流器供給的電流脈沖相互影響，在DC鏈接電容器中流動的紋波電流增大。如果為了確保DC鏈接電容器的壽命，構(gòu)成為使得在每一個電容器中流動的紋波電流成為允許值及其之下，則具有DC鏈接電容器體積大，裝置整體的體積大的問題。
本發(fā)明是為解決上述的課題而完成的，目的在于使DC鏈接電容器中流動的紋波電流成為最小，減小電機驅(qū)動裝置的體積。
本發(fā)明的電機驅(qū)動裝置具備電力供給源、DC/DC變換器、換流器、DC鏈接電容器，DC鏈接電容器連接在換流器與DC/DC變換器之間，平滑電壓，在這樣的電機驅(qū)動裝置中，控制電力供給使得將DC/DC變換器的輸出電流為0的期間設(shè)置為對于換流器的輸入電流為0的期間。
如果依據(jù)本發(fā)明，則由于將DC/DC變換器的輸出電流為0的期間設(shè)置為對于換流器的輸入電流為0的期間，因此從DC/DC變換器向DC鏈接電容器輸出的電流脈沖與從DC鏈接電容器向換流器供給的電流脈沖的定時一致，降低在DC鏈接電容器中流動的電流有效值，能夠減小DC鏈接電容器容量或者減小裝置的體積。
圖1表示本發(fā)明實施方式1的電機驅(qū)動裝置的結(jié)構(gòu)。
圖2表示本發(fā)明實施方式1的換流器的結(jié)構(gòu)。
圖3用于說明三角波比較方式的PWM換流器的動作。
圖4用于說明DC/DC變換器的升壓動作。
圖5用于說明DC/DC變換器的降壓動作。
圖6表示本發(fā)明實施方式1的優(yōu)化換流器與DC/DC變換器的載波信號時的動作波形。
圖7表示沒有優(yōu)化換流器與DC/DC變換器的載波信號相位時的動作波形。
圖8表示換流器的載波信號頻率與DC/DC變換器的載波信號頻率不同步時的動作波形。
圖9表示使電機在額定功率下動作時的DC鏈接電容器中流動的電流有效值。
圖10說明使換流器的載波信號波形為鋸齒波時的動作。
圖11表示本發(fā)明實施方式1的優(yōu)化鋸齒波形狀的三角波比較方式的PWM換流器與DC/DC變換器的載波信號時的動作波形。
圖12說明空間電壓矢量控制。
圖13表示空間電壓矢量控制的開關(guān)模式的例子。
圖14表示空間電壓矢量控制的開關(guān)模式的其它例子。
圖15表示開關(guān)定時的偏移量與DC鏈接電容器中流動的電流的相對值的關(guān)系。
圖16表示實施方式1的其它開關(guān)控制方式的換流器的開關(guān)定時與DC/DC變換器的開關(guān)定時的關(guān)系。
圖17表示實施方式1的其它開關(guān)控制方式的換流器的開關(guān)定時與DC/DC變換器的開關(guān)定時的關(guān)系。
圖18表示本發(fā)明實施方式2的電機驅(qū)動裝置的結(jié)構(gòu)圖19說明二相位方式的DC/DC變換器的升壓動作。
圖20表示本發(fā)明實施方式2的優(yōu)化換流器與DC/DC變換器的載波信號時的動作波形。
圖21表示沒有優(yōu)化換流器與DC/DC變換器的載波信號的相位時的動作波形。
圖22說明接通占空比D為0.33的DC/DC變換器的動作。
圖23表示本發(fā)明實施方式2的優(yōu)化換流器與DC/DC變換器的載波信號時的動作波形。
圖24說明實施方式3的二相位方式的DC/DC變換器的升壓動作。
圖25表示本發(fā)明實施方式3的優(yōu)化換流器與DC/D變換器的定時的動作波形。
圖26表示換流器的交流輸出電壓與調(diào)制率、DC/DC變換器的升壓比指令值的一般關(guān)系。
圖27表示用于降低DC鏈接電容器的紋波電流有效值的換流器的交流輸出電壓與調(diào)制率、DC/DC變換器的升壓比指令值的關(guān)系。
圖28表示沒有進行開關(guān)控制時的DC鏈接電容器的紋波電流有效值和進行了實施方式4的開關(guān)控制時的DC鏈接電容器的紋波電流有效值。
圖29表示本發(fā)明實施方式5的電機驅(qū)動裝置的結(jié)構(gòu)。
圖30說明接通占空比為0.8時的DC/DC變換器的動作。
圖31說明接通占空比為0.5時的DC/DC變換器的動作。
圖32說明接通占空比為0.2時的DC/DC變換器的動作。
圖33表示本發(fā)明實施方式6的電機驅(qū)動裝置的結(jié)構(gòu)。
具體實施例方式
以下，說明本發(fā)明的各種實施方式。
實施方式1圖1表示本發(fā)明實施方式1的電機驅(qū)動裝置100的結(jié)構(gòu)。電機驅(qū)動裝置100是在電動汽車或者HEV中使用的。如圖所示，電機驅(qū)動裝置100具備車輛驅(qū)動用電機10、三角波比較方式的PWM(脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation))換流器20、DC鏈接電容器30、DC/DC變換器40、100V～300V的高電壓蓄電池(電力供給源)50和控制電路60。
DC/DC變換器40具備半導體開關(guān)(IGBT絕緣柵雙極晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor))SH、SL，二極管DH、DL，扼流線圈L，輸入電壓平滑電容器Cin。
半導體開關(guān)SH、SL的集電極端子分別連接二極管DH、DL的陰極端子，半導體開關(guān)SH、SL的發(fā)射極端子分別連接二極管DH、DL的陽極端子。
開關(guān)SH的集電極端子連接DC鏈接電容器30的一個端子以及換流器20的P端子，半導體開關(guān)SH的發(fā)射極端子連接開關(guān)SL的集電極端子以及扼流線圈L的一個端子。
扼流線圈L的另一個端子連接輸入電壓平滑電容器Cin的一個端子以及高電壓蓄電池50的正端子。高電壓蓄電池50的負端子連接輸入電壓平滑電容器Cin的另一個端子、開關(guān)SL的發(fā)射極端子、DC鏈接電容器30的另一個端子以及換流器20的N端子。
作為換流器20的輸出端子的U相端子、V相端子、W相端子分別連接作為車輛驅(qū)動用電機10的連接端子的U相電機端子、V相電機端子、W相電機端子。
圖2表示換流器20的結(jié)構(gòu)。如圖所示，換流器20具備半導體開關(guān)(IGBT)SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL和二極管DuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwL。
半導體開關(guān)SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL的集電極端子分別連接二極管DuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwL的陰極端子，半導體開關(guān)SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL的發(fā)射極端子分別連接二極管DuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwL的陽極端子。
另外，開關(guān)SuH的集電極端子連接P端子，開關(guān)SuH的發(fā)射極端子連接開關(guān)SuL的集電極端子和U相端子，開關(guān)SuL的發(fā)射極端子連接N端子，構(gòu)成U相支路。
同樣，開關(guān)SvH的集電極端子連接P端子，開關(guān)SvH的發(fā)射極端子連接開關(guān)SvL的集電極端子和V相端子，開關(guān)SvL的發(fā)射極端子連接N端子，構(gòu)成V相支路。
另外，開關(guān)SwH的集電極端子連接P端子，開關(guān)SwH的發(fā)射極端子連接開關(guān)SwL的集電極端子和W相端子，開關(guān)SwL的發(fā)射極端子連接N端子，構(gòu)成W相支路。
其次，說明動作。
從控制電路60輸出的信號Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwl在變換為與各個輸入電壓電平對應(yīng)的電壓信號的狀態(tài)下輸出，各信號分別輸入到換流器20的半導體開關(guān)SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL的柵極。
信號Gh、Gl也在同樣變換了的狀態(tài)下從控制電路60輸出，分別輸入到DC/DC變換器40的開關(guān)SH、SL的柵極。
信號Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwl控制半導體開關(guān)SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL，由此，換流器20把從高電壓蓄電池50經(jīng)過DC/DC變換器40供給的直流電壓變換為交流電壓，供給到車輛驅(qū)動用電機10。
另外，在使車輛驅(qū)動用電機10發(fā)電動作的情況下，通過控制電路60的控制，換流器20把來自車輛驅(qū)動用電機10的交流電壓變換為直流電壓，供給到高電壓蓄電池50。
另外，DC鏈接電容器30的電壓以及輸入電壓平滑電容器Cin的電壓(＝高電壓蓄電池50的電壓)、換流器20的U相、V相、W相的電流值供給到控制電路60，在換流器20以及DC/DC變換器40的控制中使用。
其次，說明換流器20的動作。
圖3是用于說明換流器20的動作的圖。圖中，示出換流器20的載波信號波形，U相、V相、W相的各個基波信號波形(電壓指示值)，根據(jù)載波信號與基波信號比較運算生成的信號Guh、Gvh、Gwh，U相、V相、W相的電機相電流以及對于換流器20的輸入電流Ip。
另外，信號Gul是信號Guh的反相信號，信號Gvl是信號Gvh的反相信號，信號Gwl是信號Gwh的反相信號。
信號Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwl通過分別輸入到半導體開關(guān)SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL的柵極，在各相的端子產(chǎn)生與U相、V相、W相的基波信號相同振幅的依賴于換流器20的輸入電壓(P-N端子間電壓)的交流電壓。
通過使各相的基波信號的振幅變化，能夠使在各相的端子中產(chǎn)生的電壓的振幅變化。另外，通過使各相電流和基波信號的相位變化，能夠使各相的端子電壓和各相電流的相位變化。
并且，把換流器20的載波信號的0-峰值與基波信號的振幅值之比(基波振幅值/換流器載波0-峰值)稱為調(diào)制率。另外，把相電流與載波信號的相位為時的cos稱為功率因數(shù)。
其次，說明DC/DC變換器40的動作。
圖4用于說明DC/DC變換器40的升壓動作。所謂升壓動作是電力的流向從高電壓蓄電池50朝向換流器20的動作。圖中示出DC/DC變換器40的載波信號、升壓比指令值、通過DC/DC變換器的載波信號與升壓比指令值的比較運算生成的開關(guān)SL的柵極信號Gl、扼流線圈L中流動的電流IL以及DC/DC變換器40的輸出電流Io。
這里，所謂升壓比指令值如果把DC/DC變換器40的輸入電壓記為VIN，把輸出電壓(＝DC鏈接電容器30的電壓＝換流器20的輸入電壓)記為VPN，則用VPN/VIN表示。
在圖4所示的例子中，當升壓比指令值大于載波信號時，Gl信號成為High，Low支路一側(cè)的開關(guān)SL接通，當升壓比指令值小于載波信號時，Gl信號成為Low，Low支路一側(cè)的開關(guān)SL斷開。
扼流線圈電流IL是疊加了紋波電流的直流電流。扼流線圈電流IL的紋波的振幅值依賴于扼流線圈L的電感值，電感值越大則紋波越小。另外，輸出電流Io成為脈沖形的電流。如圖所示，通過控制開關(guān)SL的柵極信號Gl，能夠控制升壓動作。
其次，使用圖5說明DC/DC變換器40的降壓動作。所謂降壓動作是電力的流向從換流器20朝向高電壓蓄電池50時的動作。
圖中示出DC/DC變換器40的載波信號、升壓比指令值、根據(jù)DC/DC變換器的載波信號與升壓比指令值的比較運算生成的開關(guān)SH的柵極Gh、扼流線圈L中流動的電流IL以及DC/DC變換器40的輸出電流Io。
在圖5所示的例子中，當升壓比指令值小于載波信號時，Gh信號成為High，High支路一側(cè)的開關(guān)SH接通，當升壓比指令值大于載波信號時，Gh信號成為Low，High支路一側(cè)的開關(guān)SH斷開。
與升壓動作相同，扼流線圈電流IL成為疊加了紋波的直流電流，輸出電流Io成為脈沖形的電流。如圖所示，通過控制開關(guān)SH的柵極信號Gh，能夠控制降壓動作。
其次，根據(jù)本發(fā)明實施方式1，說明DC鏈接電容器30中流動的紋波電流的抑制動作(最小化動作)。
DC鏈接電容器30中流動的電流Icap是對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器40的輸出電流Io的差分，能夠用式(1)表示。
Icap＝Ip-Io(1)如圖3以及圖4、5所示，對于換流器20的輸入電流Ip和DC/DC變換器40的輸出電流Io是脈沖形的電流波形。從而，考慮到如果使Ip與Io的脈沖電流一致，則能夠降低DC鏈接電容器30的電流Icap。為了使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器40的輸出電流Io的脈沖定時一致，需要使各個脈沖電流的基頻和基頻成分的相位一致。
首先，說明使脈沖電流Ip與Io的基頻一致的方法。對于換流器20的輸入電流Ip是脈沖形的電流波形，該脈沖電流波形根據(jù)功率因數(shù)或者調(diào)制率等換流器20的驅(qū)動條件發(fā)生變化。然而，如圖3所示，脈沖電流Ip的基頻與換流器20的驅(qū)動條件無關(guān)，成為換流器20的載波信號頻率的2倍。另一方面，DC/DC變換器40的輸出電流Io的基頻如圖4、5所示，成為與DC/DC變換器40的載波信號頻率相同。
根據(jù)以上的原因，為了使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器40的輸出電流Io的基頻一致，可以把DC/DC變換器40的載波信號的頻率設(shè)定為換流器20的載波信號的頻率的2倍。
其次，說明使輸入電流Ip與輸出電流Io的相位一致的方法。對于換流器20的輸入電流Ip成為0(以下，記為電壓零矢量狀態(tài)。)是U相、V相、W相的High支路側(cè)開關(guān)SuH、SvH、SwH全部接通的期間以及U相、V相、W相的Low支路側(cè)開關(guān)SuL、SvL、SwL全部接通的期間。換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的時間隨著功率因數(shù)或者調(diào)制率等換流器的驅(qū)動條件發(fā)生變化，而如圖3所示，當換流器20的載波信號成為峰或者谷時，換流器20必定成為電壓零矢量狀態(tài)，換流器20的輸入電流Ip成為0。
如果電機電流在一個周期的區(qū)間中進行平均，則輸入電流Ip的基頻成分在換流器20的載波信號成為峰或者谷時，振幅為最小，在換流器20的載波信號成為0時，振幅為最大。
另一方面，在DC/DC變換器40的升壓動作時，如圖4所示，Low支路側(cè)開關(guān)SL的接通時間是扼流線圈L的能量存儲期間，Low支路側(cè)開關(guān)SL的斷開期間是釋放存儲在扼流線圈中的能量(電流)的期間。DC/DC變換器40的輸出電流Io成為0的時間隨著升壓比指令值發(fā)生變化，而DC/DC變換器40的載波信號成為谷時，輸出電流Io必定成為0。從而，輸出電流Io的基本頻率成分的振幅為最小是DC/DC變換器40的載波信號成為谷的時刻，振幅為最大是DC/DC變換器40的載波信號成為峰的時刻。
根據(jù)以上的原因，如果使換流器20的輸入電流Ip的基頻成分的振幅為最小的定時與DC/DC變換器40的輸出電流Io的基頻成分的振幅為最小的定時一致，則能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器的輸出電流Io的相位一致。即，為了使電流Ip與Io的相位一致，可以設(shè)定各個載波信號的相位，使得在換流器20的載波信號成為峰或者谷的定時時，DC/DC變換器40的載波信號成為谷。
圖6示出適用上述的方法，優(yōu)化換流器20和DC/DC變換器40的載波信號的頻率和相位時的動作波形。另外，圖7示出沒有優(yōu)化換流器20和DC/DC變換器40的載波信號的相位時的動作波形。另外，圖8示出換流器20的載波信號波形與DC/DC變換器40的載波信號波形不同步時的動作波形。在圖6～圖8中，示出換流器20的載波信號波形和DC/DC變換器40的載波信號波形、換流器20的輸入電流Ip、DC/DC變換器40的輸出電流Io、DC鏈接電容器30中流動的電流Icap。這里的換流器20的驅(qū)動條件是調(diào)制率1.0、功率因數(shù)0.9。另外，DC/DC變換器40的升壓比指令值大約是1.5。
如果把圖6與圖7進行比較可知，通過進行實施方式I的換流器20與DC/DC變換器40的載波信號的相位優(yōu)化，能夠使換流器20的輸入電流Ip與DC/DC換為變換器40的輸出電流Io的定時一致，能夠大幅度地降低沿著DC鏈接電容器30流動的電流Icap的有效值。另外，圖8中，由于換流器20的載波信號頻率與DC/DC變換器40的載波信號頻率不同步，因此存在Ip與Io的定時一致的時刻以及Ip與Io的定時不一致的時刻。其結(jié)果，如果與圖7的條件相比較，雖然Icap的電流有效值降低，但是如果與圖6相比較，則Icap的電流有效值增大。
圖9表示按照額定功率使電機動作時的DC鏈接電容器30中流動的電流有效值。圖示的電流有效值是相對值，在換流器20的載波信號波形與DC/DC變換器40的載波信號波形不同步的以往方式中，把電機轉(zhuǎn)數(shù)1000rpm時的電流有效值作為1。并且，這里，DC/DC變換器40的升壓比指令值取為2.0。如圖9所示，通過進行實施方式1的載波信號的優(yōu)化，在電機轉(zhuǎn)數(shù)的整個區(qū)域中，能夠降低DC鏈接電容器30的電流有效值。特別是，在電機轉(zhuǎn)數(shù)為1000rpm～3000rpm的區(qū)域中，DC鏈接電容器30的電流降低效果大，因此能夠減小DC鏈接電容器30的體積。
至此為止，說明了換流器20的載波信號波形是三角波的情況，而在換流器20的載波信號波形是鋸齒波的情況下，換流器20的載波信號的頻率與DC/DC變換器40的載波信號的頻率的關(guān)系發(fā)生變化。圖10說明把換流器20的載波信號波形取為鋸齒波時的動作。如從圖10所知，在換流器20的載波信號波形是鋸齒波的情況下，對于換流器20的輸入電流Ip的基頻與載波信號頻率相同。從而，這種情況下，DC/DC變換器40的載波信號的頻率可以設(shè)定為與換流器20的載波信號的頻率相同。
另外，關(guān)于使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器40的輸出電流Io的相位一致的方法，與換流器20的載波信號波形是三角波的情況相同，可以使換流器20的載波信號波形成為峰或者谷的定時與DC/DC變換器40的載波信號波形成為谷的定時一致。而在鋸齒波的情況下，為了使換流器20的載波信號波形成為峰的定時與成為谷的定時一致，可以使該定時與DC/DC變換器40的載波信號波形成為谷的定時一致。
圖11表示適用以上的方法，優(yōu)化鋸齒波形狀的三角波比較方式的PWM換流器20與DC/DC變換器40的載波信號的頻率和相位時的動作波形。圖中示出換流器20的載波信號波形和DC/DC變換器40的載波信號波形、變換器20的輸入電流Ip、DC/DC變換器40的輸出電流Io、DC鏈接電容器30中流動的電流Icap。
如圖所示，通過進行實施方式1的鋸齒波形狀的三角波比較方式的PWM換流器20與DC/DC變換器40的載波信號的優(yōu)化，能夠使換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器40的輸出電流Io的定時一致。由此，即使在鋸齒波形狀的三角波比較方式的PWM換流器20中，也能夠降低沿著DC鏈接電容器30流動的紋波電流有效值，能夠減小DC鏈接電容器30的體積。
至此，作為DC/DC變換器40的電力控制開關(guān)的Low側(cè)開關(guān)SL，如果升壓比指令值大于載波信號波形則接通，小于則斷開。根據(jù)DC/DC變換器40，也有如果升壓比指令值小于載波信號波形則Low側(cè)開關(guān)SL接通，大于則斷開的情況。
這種情況下，DC/DC變換器40的輸出電流Io為0是載波信號波形成為峰的時刻，Io的基頻成分的振幅為最大是DC/DC變換器40的載波信號波形成為谷的時刻。從而，為了使換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器40的輸出電流Io的定時一致，可以設(shè)定各個載波信號的相位，使得在換流器20的載波信號波形成為峰或者谷的定時時，DC/DC變換器40的載波信號成為峰。
這樣，根據(jù)DC/DC變換器40的載波信號與升壓比指令值的比較運算方法，換流器20的載波信號與DC/DC變換器40的載波信號的相位關(guān)系不同，而通過使在換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)期間的中心的定時與DC/DC變換器40的Low側(cè)開關(guān)SL成為接通狀態(tài)期間的中心定時一致，能夠降低沿著DC鏈接電容器30流動的紋波電流。
其次，說明換流器20是空間電壓矢量控制的PWM換流器的情況。所謂空間電壓矢量控制，是在電壓指令矢量空間中，在一定周期的期間輸出形成正三角形區(qū)域的頂點的3個瞬時電壓矢量，作為它們的時間平均，輸出電壓指令矢量的方式。
圖12說明空間電壓矢量控制。在電壓矢量空間中，電壓矢量V0～V7表示換流器20的U、V、W相的瞬時的輸出電壓狀態(tài)，V0(000)表示U、V、W相的Low支路側(cè)開關(guān)SuL、SvL、SwL全部成為接通的狀態(tài)，V7(111)表示U、V、W相的High支路側(cè)開關(guān)SuH、SvH、SwH全部成為接通的狀態(tài)，V0和V7表示電壓零矢量狀態(tài)。另外，例如V6(110)表示U相和V相的High側(cè)開關(guān)SuH、SvH接通，W相的High側(cè)開關(guān)SwH斷開的狀態(tài)。
圖13示出電壓指令矢量V*存在于正三角形V0(V7)、V4、V6內(nèi)的情況下，空間電壓矢量控制的開關(guān)圖形的一個例子。圖中，D表示DC/DC變換器40的接通占空比，在0≤D＜1的范圍內(nèi)，升壓動作時升壓比越大越成為大的值，降壓動作時降壓比越小越成為大的值。T表示開關(guān)周期。
在圖13所示的開關(guān)圖形中，在一個開關(guān)周期T內(nèi)各選擇一次電壓矢量V0、V4、V6、V7。各個電壓矢量的時間比例根據(jù)電壓指令矢量V*決定。如圖13所示，換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)在周期T內(nèi)是2次，交互發(fā)生周期T的前半段t0與周期T的后半段t7的兩次圖形，以及周期T的前半段t7和周期T的后半段t0的兩次圖形。t0、t4、t6、t7的時間區(qū)間根據(jù)電壓指令矢量V*的變化時刻發(fā)生變化，而在圖13所示的鄰接的開關(guān)周期中，t0At0B、t7At7B的關(guān)系成立。其結(jié)果，以開關(guān)周期T切換的定時為中心的2×t0或者2×t7的時間成為電壓零矢量狀態(tài)的時間。
根據(jù)以上情況，在圖13所示的開關(guān)圖形中，開關(guān)周期T的切換定時是換流器20的輸入電流Ip的基頻成分的振幅為最小的定時。從而，作為DC/DC變換器40的控制開關(guān)的開關(guān)定時，可以從換流器20的開關(guān)周期T的切換時刻開始，在D×T/2的期間，升壓動作時使開關(guān)SL接通，降壓動作時使開關(guān)SH接通，然后在(1-D)×T期間斷開。通過實現(xiàn)這樣的開關(guān)定時，能夠使脈沖電流Ip與Io的基頻成分的相位一致，能夠降低DC鏈接電容器30中流動的電流Icap。
圖14示出空間電壓矢量控制的開關(guān)圖形的其它例子。圖14是當電壓指令矢量V*存在于正三角形V0(V7)、V4、V6內(nèi)時，為了降低開關(guān)損失，在使W相的開關(guān)停止的狀態(tài)下，用于輸出電壓指令矢量V*的開關(guān)圖形。
圖14的情況下，瞬時電壓輸出是V0、V4、V6的3個圖形，換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)只是Low支路側(cè)開關(guān)SuL、SvL、SwL全部成為接通的狀態(tài)。由此，成為電壓零矢量狀態(tài)在周期T內(nèi)發(fā)生一次，交互地發(fā)生電壓零矢量狀態(tài)在周期T的前半段發(fā)生的圖形和周期T的后半段發(fā)生的圖形。其結(jié)果，以開關(guān)周期2T切換的定時為中心，2×t0的時間成為電壓零矢量狀態(tài)。
根據(jù)以上的原因，在圖14所示的開關(guān)圖形中，開關(guān)周期2T的切換的定時是換流器20的輸入電流Ip的基頻成分為最小的定時。從而，作為DC/DC變換器40的開關(guān)定時，可以從換流器20的開關(guān)周期2T的切換時刻開始，在D×T的期間，升壓動作時使開關(guān)SL接通，降壓動作時使開關(guān)SH接通，然后，在(1-D)×2T期間斷開。通過設(shè)為這樣的開關(guān)定時，能夠使脈沖電流Ip與Io的基頻成分的相位一致，能夠降低DC鏈接電容器30中流動的電流Icap。
至此，說明了在三角形比較PWM變換器、鋸齒波比較PWM變換器、空間電壓零矢量控制PWM變換器的各種控制方式中，都能夠盡可能抑制DC鏈接電容器30中流動的紋波電流的半導體元件的開關(guān)定時。然而，半導體元件的開關(guān)定時不一定需要嚴格地一致，即使開關(guān)定時存在若干偏移，也具有抑制DC鏈接電容器30的紋波電流的效果。
圖15表示了換流器20的功率因數(shù)是0.9，調(diào)制率是0.2、0.6、1.0時的DC/DC變換器40的開關(guān)定時的偏移量與DC鏈接電容器30中流動的紋波電流的相對值的關(guān)系。從圖15可知，即使開關(guān)定時比最佳相位值有一些偏移，也與調(diào)制率無關(guān)，具有抑制DC鏈接電容器30的紋波電流的效果。雖然依賴于換流器20的驅(qū)動條件，但是只要開關(guān)定時的偏移在DC/DC變換器40的開關(guān)周期的±10％以內(nèi)，則就充分地具有效果。
另外，作為更簡易的控制方式，通過使換流器20轉(zhuǎn)移到電壓零矢量狀態(tài)的定時與DC/DC變換器40的Low側(cè)開關(guān)SL成為接通的定時幾乎一致，也能夠降低DC鏈接電容器30的紋波電流。
圖16示出該控制方式的換流器20的開關(guān)定時與DC/DC變換器40的開關(guān)定時的關(guān)系。GZERO是電壓零矢量信號，換流器20在電壓零矢量狀態(tài)時成為High，在除此以外時間成為Low。如圖所示，DC/DC變換器40的Low側(cè)開關(guān)SL成為接通是從換流器20轉(zhuǎn)移到電壓零矢量狀態(tài)的時刻開始的D×T的時間。在除此以外的時間中，SL斷開。另外，換流器20轉(zhuǎn)移到電壓零矢量狀態(tài)的定時不是在一定周期T中發(fā)生，而是在T±ΔT的不定周期中發(fā)生。這里，ΔT是根據(jù)換流器20的開關(guān)狀態(tài)時刻變動的值，而ΔT的平均值幾乎是0。
從而，在使用了這種控制方式的情況下，當DC/DC變換器40的接通占空比D的值為一定值時，DC/DC變換器40的Low側(cè)開關(guān)SL的接通時間成為一定值，而SL的斷開時間變?yōu)?1-D)×(T±ΔT)，沒有成為一定值。
另外，通過使換流器20從電壓零矢量狀態(tài)轉(zhuǎn)移到電壓零矢量以外的狀態(tài)的定時與DC/DC變換器40的Low側(cè)開關(guān)SL斷開的定時幾乎一致，也能夠降低DC鏈接電容器30的紋波電流。
圖17示出該控制方式的換流器20的開關(guān)定時與DC/DC變換器40的開關(guān)定時的關(guān)系。如圖所示，DC/DC變換器40的Low側(cè)開關(guān)SL斷開是換流器20從電壓零矢量狀態(tài)轉(zhuǎn)移到除此以外的瞬時電壓值的時刻開始的(1-D)×T的時間。在除此以外的時間中，SL接通。并且，換流器20從電壓零矢量狀態(tài)轉(zhuǎn)移到除此以外的瞬時電壓值的定時不是在一定周期T中發(fā)生，而是在T±ΔT的不定周期中發(fā)生。這里，ΔT是根據(jù)換流器20的開關(guān)狀態(tài)時刻變動的值，而ΔT的平均值幾乎是0。
在使用了這種控制方式的情況下，當DC/DC變換器40的接通占空比D的值一定值時，DC/DC變換器40的Low側(cè)開關(guān)SL的斷開時間成為一定值，而SL的接通時間成為D×(T±ΔT)，沒有成為一定值。
并且，至此為止說明了DC/DC交換器40的升壓動作，而在DC/DC變換器40的降壓動作時基本動作也相同。不同的是在升壓動作時，由Low側(cè)開關(guān)SL控制DC/DC變換器40，而在降壓動作時，由High側(cè)開關(guān)SH控制DC/DC變換器40。
另外，至此為止，作為DC/DC變換器40的比較運算方式，說明了當升壓比指令值大于載波信號時Low側(cè)開關(guān)SL接通，High側(cè)開關(guān)SH斷開，當升壓比指令值小于載波信號時，Low側(cè)開關(guān)SL斷開，High側(cè)開關(guān)SH接通，而在DC/DC變換器40的比較運算方式相反的情況下，可以設(shè)定各載波信號相位，使得按照換流器20的載波信號波形成為峰或者谷的定時，DC/DC變換器40的載波信號波形成為峰。
如上所述，如果依據(jù)實施方式1，則由于使換流器20的載波信號的頻率與DC/DC變換器40的載波信號的頻率同步，把DC/DC變換器40的載波信號的頻率取為換流器20的載波信號的頻率的等倍或者2倍，在換流器20的Low側(cè)開關(guān)全部接通，或者High側(cè)開關(guān)全部接通的狀態(tài)(電壓零矢量狀態(tài))下，存在DC/DC變換器40的輸出電流Io成為0的時間，因此能夠降低DC鏈接電容器30中流動的電流Icap，能夠減小DC鏈接電容器30的體積。
另外，如果依據(jù)實施方式1，則由于使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的期間的中心的定時與DC/DC變換器40的輸出電流Io成為0的期間的中心的定時幾乎一致，因此能夠使DC鏈接電容器30中流動的電流Icap最小，能夠進一步減小DC鏈接電容器30的體積。
另外，如果依據(jù)實施方式1，則把換流器20和DC/DC變換器40進行三角波比較方式PWM控制，通過使換流器20的載波信號波形成為峰以及谷的定時與DC/DC變換器40的載波信號波形成為谷或者峰的定時幾乎一致，能夠使DC鏈接電容器30中流動的電流Icap最小，能夠進一步減小DC鏈接電容器30的體積。
另外，如果依據(jù)實施方式1，則通過使換流器20轉(zhuǎn)移到電壓零矢量狀態(tài)的定時與DC/DC變換器40的輸出電流成為0的定時幾乎一致，能夠降低DC鏈接電容器30中流動的電流Icap，能夠減小DC鏈接電容器30的體積。
另外，如果依據(jù)實施方式1，則通過使換流器20從電壓零矢量狀態(tài)轉(zhuǎn)移到電壓零矢量以外的狀態(tài)的定時與DC/DC變換器40的輸出電流開始流動的定時幾乎一致，能夠降低DC鏈接電容器30中流動的電流Icap，能夠減小DC鏈接電容器30的體積。
實施方式2圖18表示本發(fā)明實施方式2的電機驅(qū)動裝置101的結(jié)構(gòu)。與圖1相同的符號表示相同構(gòu)成要素。與實施方式1的不同點在于DC/DC變換器41為多相位方式(這里是二相位)。DC/DC變換器41由DC/DC變換器41a、DC/DC變換器41b構(gòu)成。多相位方式的DC/DC變換器是通過多個DC/DC變換器的并聯(lián)構(gòu)成，使各個DC/DC變換器的輸出相位錯開動作的電路。多相位DC/DC變換器的優(yōu)點是能夠降低輸入電壓平滑電容器Cin和DC鏈接電容器30的紋波電流。缺點是因為需要控制多個DC/DC變換器，因此控制裝置復(fù)雜。為此，多相位DC/DC變換器在構(gòu)成比較大容量的DC/DC變換器時使用。
其次，說明動作。
首先，說明二相位方式的DC/DC變換器41的動作。二相位方式的DC/DC變換器41的控制方法有多種，而在實施方式2中，采用使DC/DC變換器41a與DC/DC變換器41b的載波信號的相位錯開180度的方式。
說明把DC/DC變換器41a、41b的載波信號相位錯開180度的理由。圖19用于說明二相位方式的DC/DC變換器41的升壓動作。這里，DC/DC變換器41a、41b的接通占空比D是0.6。Gl1是對于DC/DC變換器41a的Low側(cè)開關(guān)SL1的控制信號，Gl2是對于DC/DC變換器41b的Low側(cè)開關(guān)SL2的控制信號，Gl1與Gl2的相位錯開180度。IL1、IL2分別是流過DC/DC變換器41a、DC/DC變換器41b的扼流線圈L1、L2的電流，IL1和IL2由控制電路60控制成為幾乎相同的值。Io1、Io2分別是DC/DC變換器41a、DC/DC變換器41b的輸出電流，DC/DC變換器41的輸出電流Io為Io1與Io2的總和。
DC/DC變換器41的輸出電流波形在DC/DC變換器41的載波信號周期T的期間，輸出二次脈沖寬度(1-D)×T的脈沖電流。在除此以外的時間輸出電流Io成為0。
這樣，通過使兩個DC/DC變換器載波相位錯開180度，交互輸出DC/DC變換器41a的輸出電流Io1和DC/DC變換器41b的輸出電流Io2，能夠使DC/DC變換器41的輸出電流Io的基頻成為DC/DC變換器41的載波信號頻率的2倍。
其次，說明DC鏈接電容器30中流動的紋波電流的抑制動作(最小化動作)。
如果使換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的紋波電流的基頻和基頻成分的相位一致，則能夠降低DC鏈接電容器30的電流Icap，這一點與實施方式1相同。
對于換流器20的輸入電流Ip是脈沖形的電流波形，在三角波比較方式的PWM換流器中，輸入電流Ip的基頻為換流器載波信號頻率的2倍。另外，二相位方式的DC/DC變換器41的輸出電流Io的基頻通過把DC/DC變換器41a、41b的載波相位錯開180度，也成為DC/DC變換器41的載波信號頻率的2倍。從而，為了使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的基頻一致，可以使DC/DC變換器41的載波信號的頻率與換流器20的載波信號的頻率相等。
其次，說明使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的相位一致的方法。
如上所述，在DC/DC變換器41a、41b的接通占空比D為0.6時，存在DC/DC變換器41的輸出電流Io為0的期間。該期間內(nèi)，兩個DC/DC變換器41a、41b的Low側(cè)開關(guān)SL1、SL2的每一個都與成為接通的期間一致。從而，通過使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與DC/DC變換器41a、41b的Low側(cè)開關(guān)SL1、SL2的每一個都接通的定時一致，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的相位一致。
圖20示出應(yīng)用上述方法，優(yōu)化三角波比較方式的PWM換流器20和DC/DC換流器41的載波信號的相位時的動作波形。如圖所示，使換流器20的載波信號成為峰以及谷的定時與DC/DC變換器41a以及DC/DC變換器41b的載波信號成為峰和谷的中點的定時幾乎一致。另外，圖21示出沒有優(yōu)化換流器20的載波信號和DC/DC變換器41的載波信號的相位時的動作波形。并且，這里的換流器20的驅(qū)動條件采用調(diào)制率1.0，功率因數(shù)0.9，DC/DC變換器41的升壓比指令值是2.5。
如把圖20與圖21相比較可知，通過進行實施方式2的相位優(yōu)化，能夠使換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的定時一致，能夠大幅度地降低沿著DC鏈接電容器30流動的電流Icap的有效值。
至此為止，說明了DC/DC變換器41的接通占空比D大于0.5的情況(0.6)，而以下說明在接通占空比D小于0.5時，使對于換流器20的輸入電流Ip和二相位方式的DC/DC變換器41的輸出電流Io的相位一致的方法。
圖22說明接通占空比D為0.33時的DC/DC變換器41的動作。如圖所示，在接通占空比D小于0.5時，由于存在DC/DC變換器41a的輸出電流Io1與DC/DC變換器41b的輸出電流Io2的重疊時間，因此DC/DC變換器41的輸出電流Io成為在直流電流成分上疊加了脈沖電流的波形。所疊加的脈沖電流在DC/DC變換器41的載波信號周期T的期間內(nèi)輸出2次，其脈沖寬度是(1/2-D)×T。這樣，即使在接通占空比D小于0.5的情況下，雖然疊加了直流電流成分，但也能夠使DC/DC變換器41的輸出電流Io的基頻成為DC/DC變換器的載波信號頻率的2倍。
DC/DC變換器41的輸出電流Io為最小的期間是DC/DC變換器41a、41b的Low側(cè)開關(guān)SL1、SL2的某一個接通的時間。從而，通過使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與DC/DC變換器41a、41b的Low側(cè)開關(guān)SL1、SL2的某一個接通的定時一致，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的相位一致。
圖23中示出應(yīng)用上述的方法，優(yōu)化三角波比較方式的PWM換流器20和接通占空比D為0.33的DC/DC變換器41的相位時的動作波形。如圖所示，使換流器20的載波信號成為峰的定時與DC/DC變換器41a的載波信號成為谷的定時幾乎一致，使換流器20的載波信號成為谷的定時與DC/DC變換器41b的載波信號的谷幾乎一致。換流器20的驅(qū)動條件采用調(diào)制率1.0，功率因數(shù)0.9，DC/DC變換器41的升壓比指令值是1.5。
這樣，即使在DC/DC變換器41的接通占空比D為0.33的情況下，也能夠使換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的定時一致，能夠大幅度地降低沿著DC鏈接電容器30流動的電流Icap的有效值。
這里，說明DC/DC變換器41的接通占空比與升壓比指令值的關(guān)系。在DC/DC變換器41的動作中，具有在扼流線圈L1、L2中始終持續(xù)流動電流的電流連續(xù)模式和存在L1、L2的電流值為0A的區(qū)間的電流不連續(xù)模式，通常只要不是極端輕負載，則就在電流連續(xù)模式下動作。
DC/DC變換器41在電流連續(xù)模式下進行升壓動作時，在升壓比指令值n與Low側(cè)開關(guān)SL1、SL2的接通占空比DL之間成立式(2)的關(guān)系式。
DL1-1/n(2)根據(jù)式(2)，在升壓動作時，接通占空比D大于0.5是在升壓比指令值n大于2.0時，接通占空比D小于0.5是在升壓比指令值n小于2.0時。
另外，DC/DC變換器41在電流連續(xù)模式下進行降壓動作時，升壓比指令值n與High側(cè)開關(guān)SH1、SH2的接通占空比DH之間成立式(3)的關(guān)系式。
DH1/n(3)根據(jù)式(3)，降壓動作時，接通占空比D大于0.5是升壓比指令值n大于2.0時，接通占空比D小于0.5是升壓比指令值n小于2.0時。
如上所述，在DC/DC變換器41的接通占空比D大于0.5時，使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與DC/DC變換器41a、41b的每一個都接通的定時一致。另外，在DC/DC變換器41的接通占空比D小于0.5時，使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與DC/DC變換器41a、41b的某一個接通的定時一致。通過進行這樣的相位控制，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的相位一致，能夠降低沿著DC鏈接電容器30流動的紋波電流。
并且，至此為止說明了DC/DC變換器41的升壓動作，而在DC/DC變換器41的降壓動作時基本動作也相同。不同的是升壓動作時由Low側(cè)開關(guān)SL控制DC/DC變換器41，而在降壓動作時由High側(cè)開關(guān)SH控制DC/DC變換器41。
如上所述，如果依據(jù)實施方式2，則在構(gòu)成二相位方式的DC/DC變換器41的DC/DC變換器41a與DC/DC變換器41b的載波信號的相位錯開了180度的情況下，在DC/DC變換器41的升壓比指令值n大于2.0時，使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與構(gòu)成DC/DC變換器41的DC/DC變換器41a、41b的每一個都接通的定時一致。另外，在DC/DC變換器41的升壓比指令值n小于2.0時，使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與DC/DC變換器41a、41b的某一個接通的定時一致。由此，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的相位一致，能夠降低沿著DC鏈接電容器30流動的紋波電流。
并且，在實施方式2中，換流器20采用了三角波比較PWM方式的換流器，而即使在鋸齒波比較PWM換流器或者空間電壓矢量PWM換流器的情況下，通過應(yīng)用實施方式2的優(yōu)化方式也能夠降低沿著DC鏈接電容器30流動的紋波電流。
實施方式3實施方式3的電機驅(qū)動裝置的結(jié)構(gòu)與圖18所示的實施方式2相同。在實施方式2中，把DC/DC變換器41a與DC/DC變換器41b的載波信號的相位錯開了180度，使得DC/DC變換器41的輸出電流Io的基頻成為DC/DC變換器41的載波信號頻率的2倍。在實施方式3中，控制DC/DC變換器41，使得DC/DC變換器41的輸出電流Io的基本頻率與DC/DC變換器41的載波信號頻率相同。
圖24說明實施方式3的DC/DC變換器41的升壓動作。GZERO是電壓零矢量信號，在換流器20為電壓零矢量狀態(tài)時成為High，在除此以外時成為Low。Gl1是DC/DC變換器41a的Low側(cè)開關(guān)SL1的接通信號，Gl2是DC/DC變換器41b的Low側(cè)開關(guān)SL2的接通信號。
如圖所示，在實施方式3中，當電壓零矢量信號GZERO從High轉(zhuǎn)移到Low時，把Gl1從High轉(zhuǎn)移到Low，當電壓零矢量信號GZERO從Low轉(zhuǎn)移到High時，把Gl2從Low轉(zhuǎn)移到High。如果把DC/DC變換器41a和DC/DC變換器41b的接通占空比記為D，則Gl1維持High狀態(tài)的時間(Low側(cè)開關(guān)SL1接通的時間)是D×T，Gl2維持Low狀態(tài)的時間(Low側(cè)開關(guān)SL2斷開的時間)是(1-D)×T。
圖25示出根據(jù)實施方式3，優(yōu)化換流器20和DC/DC變換器41的定時的動作波形。換流器20的驅(qū)動條件采用調(diào)制率1.0，功率因數(shù)0.9，DC/DC變換器41的升壓比指令值是2.5。通過進行實施方式3的優(yōu)化，能夠更正確地使換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器41的輸出電流Io的定時一致，能夠進一步降低DC鏈接電容器30的紋波電流。
并且，在DC/DC換流器41的降壓動作時，也與升壓動作時相同，能夠降低DC鏈接電容器30的電流。
如上所述，如果依據(jù)實施方式3，則在控制DC/DC變換器41使得DC/DC變換器41的輸出電流Io的基頻與DC/DC變換器41的載波信號頻率相同時，通過使換流器20轉(zhuǎn)移到電壓零矢量狀態(tài)的定時與構(gòu)成二相位方式的DC/DC變換器41的一個DC/DC變換器的接通定時幾乎一致，使換流器20不是電壓零矢量狀態(tài)的定時與構(gòu)成DC/DC變換器41的另一個DC/DC變換器41的斷開定時幾乎一致，能夠優(yōu)化DC鏈接電容器30中流動的電流Icap，能夠進一步減小DC鏈接電容器的體積。
實施方式4實施方式4的電機驅(qū)動裝置的結(jié)構(gòu)與圖18所示的實施方式2相同。在實施方式4中，通過進行DC/DC變換器41的輸出電壓VPN與換流器20的調(diào)制率的優(yōu)化，進一步降低DC鏈接電容器30的紋波電流。
換流器20的交流輸出電壓VINV是與DC/DC變換器41的輸出電壓VPN和換流器20的調(diào)制率m的積成比例。另外，DC/DC變換器41的輸出電壓VPN由于成為高電壓蓄電池50的電壓VIN與DC/DC變換器41的升壓比指令值n的積，因此換流器20的交流輸出電壓VINV用式(4)表示。
VINV＝VIN×n×m×k(4)這里，k是根據(jù)換流器20的控制方式?jīng)Q定的常數(shù)。根據(jù)式(4)，通常存在無數(shù)個用于得到相同的換流器20的交流輸出電壓VINV的升壓比指令值n和調(diào)制率m的選擇項。
通常，為了抑制換流器20與DC/DC變換器41的開關(guān)損失，一般DC/DC變換器41的輸出電壓VPN采用所需要的最小限度的電壓值。圖26示出換流器20的交流輸出電壓VINV與調(diào)制率m、DC/DC變換器41的升壓比指令值n的一般關(guān)系。如圖所示，DC/DC變換器41進行升壓動作時的換流器20的調(diào)制率m始終是1，換流器20的調(diào)制率小于1時的DC/DC變換器41的升壓比指令值n始終為1，DC/DC變換器41變?yōu)闆]有進行開關(guān)動作的狀態(tài)。
在實施方式4中，通過進行DC/DC變換器41的升壓比指令值n和變換器20的調(diào)制率m的優(yōu)化，使DC/DC變換器41的輸出電流Io與換流器20的輸入電流Ip的定時一致，能夠降低DC鏈接電容器30的紋波電流有效值。圖27示出為了降低DC鏈接電容器30的紋波電流有效值的換流器20的交流輸出電壓VINV與調(diào)制率m、DC/DC變換器41升壓比指令值n的關(guān)系。與圖26所示的關(guān)系的不同點在于在換流器20的交流輸出電壓VINV低的區(qū)域中，把升壓比指令值n取為大于1的值，設(shè)置降低調(diào)制率m的區(qū)域。
圖28示出DC/DC變換器41的升壓比指令值為1，沒有進行開關(guān)動作時的DC鏈接電容器30的紋波電流有效值，以及應(yīng)用實施方式4時的DC鏈接電容器30的紋波電流有效值(都是相對值)。這里，換流器20的功率因數(shù)是0.9。如從圖所明確的那樣，依據(jù)實施方式4，能夠減低DC鏈接電容器30的紋波電流有效值。實施方式4的DC鏈接電容器30的紋波電流降低效果大約為25％。
如上所述，如果依據(jù)實施方式4，則通過進行DC/DC變換器41的升壓比指令值n與換流器20的調(diào)制率m的優(yōu)化，使DC/DC變換器41的輸出電流Io與換流器20的輸入電流Ip的定時一致，能夠降低DC鏈接電容器30的紋波電流有效值，能夠減小DC鏈接電容器30的體積。
實施方式5圖29表示本發(fā)明實施方式5的電機驅(qū)動裝置102的結(jié)構(gòu)。與圖1以及圖18相同的符號表示相同的構(gòu)成要素。與圖18的不同點在于DC/DC變換器42是三相位方式。DC/DC變換器42由DC/DC變換器42a、DC/DC變換器42b、DC/DC變換器42c構(gòu)成。DC/DC變換器42a、DC/DC變換器42b以及DC/DC變換器42c的結(jié)構(gòu)與DC/DC變換器41a、DC/DC變換器41b相同。
其次，說明三相位方式的DC/DC變換器42的動作。在實施方式5中，采用把DC/DC變換器42a、DC/DC變換器42b、DC/DC變換器42c的載波信號的相位錯開了120度的方式。這是因為通過把3個DC/DC變換器42a、42b、42c的載波相位錯開120度，能夠使DC/DC變換器42的輸出電流Io的基頻成為DC/DC變換器42的載波信號頻率的3倍。
在換流器20是三角波比較方式的PWM控制的情況下，為了使對于換流器20的輸入電流Ip與三相位方式的DC/DC變換器42的輸出電流Io的基頻一致，可以把DC/DC變換器42的頻信號的頻率設(shè)定為換流器20的載波信號的頻率的三分之二倍。
其次，說明使對于換流器20的輸入電流Ip與三相位方式的DC/DC變換器42的輸出電流Io的相位一致的方法。
圖30說明接通占空比D為0.8時的DC/DC變換器42的動作。在接通占空比D為大于等于0.667時，存在DC/DC變換器42的輸出電流Io為0的期間。該期間是3個DC/DC變換器42a、42b、42c的Low側(cè)開關(guān)SL1、SL2、SL3的每一個都成為接通的時間。從而，通過使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與DC/DC變換器42a、42b、42c的每一個都接通的定時一致，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器42的輸出電流Io的相位一致。在換流器20是三角波比較方式的PWM控制的情況下，通過使換流器20的載波信號成為峰或者谷的定時與DC/DC變換器42a、42b、42c中的某一個的載波信號成為谷的定時一致，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器42的輸出電流Io的相位一致。
圖31說明接通占空比D為0.5時的DC/DC變換器42的動作。在接通占空比D大于等于0.333小于0.667時，由于在3個DC/DC變換器42a、42b、42c中，存在兩個DC/DC變換器的輸出電流的重疊時間，因此DC/DC變換器42的輸出電流Io成為在直流電流成分上疊加了脈沖電流的波形。DC/DC變換器42的輸出電流Io為最小的期間是3個DC/DC變換器中兩個DC/DC變換器接通的時間。從而，通過使換流器20成為電流零矢量狀態(tài)的定時與3個DC/DC變換器中某兩個DC/DC變換器接通的定時一致，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器42的輸出電流Io的相位一致。在換流器20是三角波比較方式PWM控制的情況下，通過使換流器20的載波信號成為峰或者谷的定時與DC/DC變換器42a、42b、42c中的某個頻信號成為峰的定時一致，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器42的輸出電流Io的相位一致。
圖32說明接通占空比D為0.2時的DC/DC變換器42的動作。在接通占空比D小于0.333時，由于存在3個DC/DC變換器42a、42b、42c的輸出電流的重疊時間，因此DC/DC變換器42的輸出電流Io成為在直流電流成分上疊加了脈沖電流的波形。DC/DC變換器42的輸出電流Io為最小的期間是DC/DC變換器42a、42b、42c中的某一個接通的時間。從而，通過使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與DC/DC變換器42a、42b、42c中的某一個接通的定時一致，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器42的輸出電流Io的相位一致。在換流器20是三角波比較方式的PWM控制的情況下，通過使換流器20的載波信號成為峰或者谷的定時與DC/DC變換器42a、42b、42c中的某一個的載波信號成為谷的定時一致，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器42的輸出電流Io的相位一致。
這里，根據(jù)式(2)，接通占空比D為0.667是升壓比指令值大約3.0時，接通占空比D為0.333是升壓比指令值大約1.5時。從而，把升壓比指令值3.0和1.5作為閾值，(在該范圍內(nèi))，用于使DC鏈接電容器30的紋波電流為最小的換流器20與DC/DC變換器42的最佳相位發(fā)生變化。
如上所述，如果依據(jù)實施方式5，則三相位方式的DC/DC變換器42的升壓比指令值n大于3.0時，通過使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與3個DC/DC變換器42a、42b、42c的每一個都接通的定時一致，另外，在DC/DC變換器42的升壓比指令值小于3.0時，通過使換流器20成為電壓零矢量狀態(tài)的定時與3個DC/DC變換器42a、42b、42c的某一個或者某兩個接通的定時一致，能夠使對于換流器20的輸入電流Ip與DC/DC變換器42的輸出電流Io的相位一致。由此，能夠降低沿著DC鏈接電容器30流動的紋波電流。
并且，在實施方式5中說明了三角波比較PWM方式的換流器，而在鋸齒波比較PWM換流器、空間電壓矢量PWM換流器中，通過應(yīng)用本方式，也能夠降低沿著DC鏈接電容器30流動的紋波電流。另外，對于四相位方式的DC/DC變換器，在升壓比指令值n大于等于4.0時和小于4.0時也能夠得到同樣的結(jié)果。
實施方式6圖33表示本發(fā)明實施方式6的電機驅(qū)動裝置103的結(jié)構(gòu)。與圖1相同的符號表示相同的構(gòu)成要素。與圖1的不同點在于具有以DC鏈接電容器30為共同的直流輸入的多個(這里是兩個)換流器21、22，換流器21控制車輛驅(qū)動用電機11，換流器22控制車輛驅(qū)動用電機12。
車輛驅(qū)動用電機11、12能夠獨立地控制作為供給車輛行走時的推進力時的電動機的動作，或者作為把引擎的驅(qū)動力或車輛減速時的運動能量變換為電能時的發(fā)電機的動作。因此，在這種結(jié)構(gòu)的電機驅(qū)動裝置103中，可使一個電機作為發(fā)電機動作，在另一個電機中利用該發(fā)電電力，或者可利用蓄電池的電力，使兩個電機作為電動機動作，或者，可通過使兩個電機作為發(fā)電機動作把蓄電池充電。
在這種結(jié)構(gòu)的電機驅(qū)動裝置103中，在DC鏈接電容器30中流動的紋波電流Icap是換流器21的輸入電流Ip1和換流器22的輸入電流Ip2的總和與DC/DC變換器40的輸出電流Io的差分。從而，如果使作為Ip1和Ip2總和的換流器的總輸入電流與DC/DC變換器40的輸出電流Io一致，則能夠降低DC鏈接電容器30的紋波電流Icap。
在實施方式6中，控制電路60具有基準信號選擇單元，作為用于決定DC/DC變換器40的開關(guān)定時的基準信號，選擇換流器21的載波信號或者換流器22的載波信號的某一個。而且，根據(jù)所選擇的基準信號來決定DC/DC變換器40的開關(guān)定時。基準信號選擇單元以換流器21(車輛驅(qū)動用電機11)、換流器22(車輛驅(qū)動用電機12)的控制電量或者交流電流作為判定基準，把控制電量或者交流電流量大的換流器的載波信號選擇為基準信號。最佳相位控制單元按照與實施方式1到實施方式5的任一個相同的方法，根據(jù)由基準信號選擇單元61決定了的換流器的載波信號，決定用于使DC鏈接電容器30的電流Icap成為最小的DC/DC變換器40的開關(guān)定時。通過進行這樣的控制，能夠使對于換流器的總輸入電流支配性的脈沖電流(Ip1、Ip2的某一個)與同樣地成為脈沖電流的DC/DC變換器40的輸出電流Io的定時一致，能夠降低DC鏈接電容器30的紋波電流Icap。
并且，在實施方式6中說明了換流器為兩個的情況。在換流器為三個或三個以上的情況也是一樣的。
如上所述，如果依據(jù)實施方式6，則由于在具有多個換流器的情況下，以控制電量或者交流電流量大的換流器的載波信號作為基準信號，根據(jù)基準信號決定DC/DC變換器40的開關(guān)定時，因此在具有以DC鏈接電容器30作為共同的直流輸入的多個換流器的情況下，也能夠降低DC鏈接電容器30的紋波電流有效值，能夠減小DC鏈接電容器30的體積。
權(quán)利要求
1.一種電機驅(qū)動裝置，其特征在于具備電力供給源；連接到該電力供給源的DC/DC變換器；連接到該DC/DC變換器的換流器；連接在上述換流器與上述DC/DC變換器之間，平滑電壓的DC鏈接電容器；控制電力供給使得在對于上述換流器的輸入電流為0的期間內(nèi)，設(shè)置上述DC/DC變換器的輸出電流成為0的期間，其中，在上述換流器的調(diào)制率為0.2～1.0的區(qū)域中，設(shè)置進行上述DC/DC變換器的升壓動作以及降壓動作的區(qū)域。
全文摘要
電機驅(qū)動裝置，使DC鏈接電容器中流動的紋波電流最小，減小電機驅(qū)動裝置的體積，使用于驅(qū)動換流器(20)的換流器的載波信號的頻率與用于驅(qū)動DC/DC變換器(40)的DC/DC變換器載波信號的頻率同步，進行控制使得換流器(20)的輸入電流Ip為0的期間的中心與DC/DC變換器(40)的輸出電流Io為0的期間的中心一致。
文檔編號H02M7/48GK101039098SQ20071010125
公開日2007年9月19日 申請日期2005年4月29日 優(yōu)先權(quán)日2004年9月30日
發(fā)明者奧田達也, 浦壁隆浩, 藏本祐司 申請人:三菱電機株式會社