專利名稱：一種可抑制諧波的優(yōu)化pwm調(diào)制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種PWM調(diào)制方法，用以實現(xiàn)三相電壓型逆變器的控制來驅(qū)動三相交流電動機運行。

背景技術(shù)：
三相電壓源逆變器可應(yīng)用于交流電動機傳動和逆變電源中，而相應(yīng)的脈寬調(diào)制(pulsewidth modulation，PWM)技術(shù)特別是電壓空間矢量PWM(space vector pulse width modulation，SVPWM)技術(shù)漸漸成為應(yīng)用最廣泛的調(diào)制技術(shù)之一。
SVPWM技術(shù)的基本原理是利用圖1所示的主電路中逆變器的8個開關(guān)狀態(tài)來合成空間電壓矢量，發(fā)出PWM波。圖1中，如果以1表示逆變器每相上橋臂開關(guān)器件的導(dǎo)通狀態(tài)，0為下橋臂開關(guān)器件的導(dǎo)通狀態(tài)，則逆變器的8個開關(guān)狀態(tài)可用二進制數(shù)表示為000-111。在靜止αβ坐標系中，將每個開關(guān)狀態(tài)所對應(yīng)的逆變器輸出電壓以矢量來表示，則相應(yīng)的8個空間電壓矢量的位置如圖2所示，其中，V0和V7矢量位于原點，6個基本矢量把整個坐標空間分成6個扇區(qū)。
以第一扇區(qū)為例，參考電壓矢量V*可以由相鄰的兩個電壓矢量V1、V2以及兩個零矢量V0和V7來合成。在以空間電壓矢量方式運行的線性調(diào)制范圍內(nèi)，考慮半個開關(guān)周期Tc，根據(jù)伏-秒平衡原則和平行四邊形法則可得 V*Tc＝V1t1+V2t2+(V0和V7)t0 (1) 式中2個相鄰基本矢量的作用時間為 其中，調(diào)制度

是6拍階梯波調(diào)制方式下逆變器輸出相電壓的基波峰值。
由式(1)可以繪出逆變器在一個開關(guān)周期中的三相對稱輸出脈沖波形。這里，t0時間等值分配，參見圖3。
這種PWM調(diào)制方法的特點是1、每個開關(guān)周期內(nèi)，逆變橋每次切換開關(guān)狀態(tài)僅涉及一個開關(guān)器件，有助于減小開關(guān)損耗。2、每個開關(guān)周期內(nèi)的矢量切換均以零矢量開始，又以零矢量結(jié)束。這種PWM調(diào)制方法有兩種實現(xiàn)方式 方式一七段法SVPWM.，參見圖3(a)，這種方法，每半個開關(guān)周期內(nèi)有兩個零矢量，三相SVPWM由七段矢量狀態(tài)V0→V1→V2→V7→V2→V1→V0組成(以第一扇區(qū)為例)。
方式二五段法SVPWM，參見圖3(b)，這種方法，每半個開關(guān)周期內(nèi)只有一個零矢量，可以是V0或V7，而且每個扇區(qū)零矢量的使用可以交替選擇。這種三相SVPWM由五段矢量狀態(tài)V0→V1→V2→V2→V1→V0組成(以第一扇區(qū)為例)。
總的來講，SVPWM技術(shù)用單片微處理器比較容易實現(xiàn)，而且以合成空間磁鏈軌跡為圓形的控制目標很明確，物理意義清晰，廣泛應(yīng)用在電壓源逆變器的二/三電平、直接轉(zhuǎn)矩等的許多控制策略中。但是，以SVPWM為調(diào)制技術(shù)的逆變器的輸出相電壓諧波分布在開關(guān)頻率及其整數(shù)倍的邊頻帶附近，這對于開關(guān)頻率較低的大功率逆變器而言，相當(dāng)于產(chǎn)生了低次諧波，卻無法抑制。
由于在各種PWM技術(shù)驅(qū)動下，電壓源逆變器輸出電壓的諧波含量是令人關(guān)注的一個主要技術(shù)指標，諧波會給電機帶來轉(zhuǎn)矩/轉(zhuǎn)速脈動、電機發(fā)熱損耗等負面影響。所以，產(chǎn)生了種種諧波抑制的PWM調(diào)制技術(shù)。
其中，特定消諧(Selected Harmonics Elimination PWM，SHEPWM)技術(shù)就是在這個意義上的一種PWM調(diào)制方法，它是由美國密蘇里大學(xué)的H.S.Patel和R.G.Hoft在上個世紀70年代首先提出的。這種方法直接利用三相電壓型逆變器的輸出電壓的數(shù)學(xué)模型來求解開關(guān)角，從而達到消除指定次諧波的目的。與其它PWM技術(shù)相比，特定消諧PWM技術(shù)具有輸出波形質(zhì)量好、功率開關(guān)管的開關(guān)頻率低、開關(guān)損耗小、電壓利用率高等優(yōu)點。
SHEPWM技術(shù)基本原理是，對于圖1所示的三相電壓源逆變器，根據(jù)逆變器的A相輸出波形，參見圖4，該波形是奇諧函數(shù)，即f(ωt)在
區(qū)間以π/2點為軸對稱，在
區(qū)間以π點為點對稱。對它進行傅立葉分析，其傅立葉級數(shù)中的直流分量、余弦分量和偶次正弦分量都為零。只有奇次正弦分量的系數(shù)為 (m＝2j-1；j＝1，2，3，…) (4) 上式中，經(jīng)過求解，αi是
區(qū)間內(nèi)的N個開關(guān)角中的第i個開關(guān)角。這里，m為基波和各次諧波的次數(shù)，N一般取為奇數(shù)。對于三相對稱系統(tǒng)，3的整數(shù)倍次諧波是零序諧波。因此，m只有是非3的整數(shù)倍的奇次才具有被消除的意義。即 U1N＝0(m＝6j±1；j＝1，2，…) (5) 因此，可以令U1N為需要的固定值V1，在(5)式中再選取N-1個方程，構(gòu)造出了在1/4周期內(nèi)用N個開關(guān)角來消除N-1個特定次諧波的數(shù)學(xué)模型，并求解出N個αi，再利用波形的對稱性，可得到逆變器A相上橋臂功率開關(guān)管的門級驅(qū)動PWM波和相應(yīng)的能消除特定次諧波的輸出電壓。例如，給定50％的基波電壓，取N＝3，即以5，7次為擬消除的諧波次數(shù)，建立開關(guān)角的方程組如下 可得到αi的數(shù)值為 a1＝20.9°，a2＝35.8°，a3＝51.2° SHEPWM技術(shù)中，對開關(guān)角的非線性超越方程組的求解，其一組解將全部位于在
區(qū)間中的0～π/3的范圍內(nèi)，然后由波形的對稱性，可以自行寫出[π/2，π]和[π，2π]整個一周期內(nèi)所有的開關(guān)角的角度。
B、C相的上橋臂功率開關(guān)管的門級驅(qū)動只需將A相的驅(qū)動PWM波進行相移120°和240°即可得到。逆變器輸出的基波電壓最大幅值可達1.15倍的直流側(cè)電壓。開關(guān)角非線性超越方程組的求解與期望的基波幅值和開關(guān)角個數(shù)N的多少有關(guān)，并且求解運算的收斂能力依賴于算法的迭代初值和迭代步長。采用諸如同倫算法等優(yōu)化的數(shù)值方法有助于開關(guān)角的求解。圖7是一組N＝21并對Ud/2進行標么化處理后，根據(jù)理想輸出基波幅值的開關(guān)角一組解的軌跡圖。這樣，消除了特定次諧波的輸出電壓可以被得到。
然而，這種方法的求解開關(guān)角的非線性超越方程組具有一些難點在線實時求解的算法，其迭代收斂與迭代速度難以控制，開關(guān)角求解實現(xiàn)難且精度不理想；離線求解開關(guān)角并查表的方法，需要大容量的存儲器，而且調(diào)壓精度有限，如，64k八位的EPROM，僅能實現(xiàn)64級調(diào)壓，更準確地調(diào)壓依賴更大容量的存儲器，另外，離線計算難以根據(jù)被控對象的變化作出實時的相應(yīng)調(diào)整。這些難點限制了特定次諧波消除技術(shù)廣泛使用。


發(fā)明內(nèi)容
為了克服現(xiàn)有技術(shù)SHEPWM迭代難以控制、精度不理想及需要大容量存儲器等不足，本發(fā)明提供一種諧波消除優(yōu)化的PWM調(diào)制方法，既消除諧波又便于計算和編程實現(xiàn)，并能夠?qū)ι傻恼}沖進行優(yōu)化處理，達到脈沖寬度可以被功率管響應(yīng)、同時盡量不影響指定消諧次數(shù)的目的。
本發(fā)明基于如下思路由SHEPWM的開關(guān)角軌跡與N的關(guān)系，根據(jù)相應(yīng)的SHEPWM的三相上橋臂驅(qū)動PWM波形，研究其規(guī)律，并結(jié)合SVPWM方法，發(fā)明實現(xiàn)一種利用空間電壓矢量SVPWM的組合，來實現(xiàn)5、7、11、13等非3的整數(shù)倍的奇次特定m次諧波(m＝6j±1；j＝1，2，…)被消除的PWM調(diào)制方法。這種方法的特點是可以通過編程來實現(xiàn)，既解決了SHEPWM方法的計算量或查表存儲量的問題，又使用了合成電壓矢量來逼近磁鏈圓形軌跡，有助于減少轉(zhuǎn)矩脈動，而且完成選擇諧波消去的任務(wù)。
以下論述以圖4所示的三相電壓源逆變器的單相輸出電壓波形為理想可抑制諧波的波形，論述本發(fā)明對這一波形加以實現(xiàn)的步驟。
本發(fā)明解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案是 步驟(1)，對于逆變器的一相輸出PWM脈沖函數(shù)表達式為下式，即式(4)而言， (n＝1，3，5，…) 根據(jù)變壓變頻策略(如VVVF控制等)，得到參考電壓矢量V*，并確定調(diào)制度q，而q＝V*/(Ud/2)，Ud是直流母線電壓。
步驟(2)，根據(jù)輸出頻率和期望的特定次諧波消去的個數(shù)m，確定載波比和N值(載波比＝開關(guān)頻率/輸出頻率，N＝m+1)，而N是
區(qū)間內(nèi)的開關(guān)角的個數(shù)，注意N為奇數(shù)。并確定T值，并得到DSP等單片微處理器中增減計數(shù)器的給定值Tg。其中，T＝2π/3(N+1)，Tg＝T/2。
這里，需要說明的是本發(fā)明中，N值是π/3區(qū)間內(nèi)開關(guān)角的個數(shù)。這與本發(fā)明的技術(shù)背景中，原普通特定諧波SHEPWM技術(shù)中，對開關(guān)角的非線性超越方程組的求解，其解的分布一樣。另外，N-1的值是期望的特定次諧波消去的個數(shù)m。而N值確定了
區(qū)間內(nèi)脈沖的個數(shù)。因此只能對載波比設(shè)定為整數(shù)的逆變器進行本發(fā)明的控制。
步驟(3)，從區(qū)域I開始，由k＝1到kmax＝N+1，根據(jù)k值的奇偶性確定本區(qū)域內(nèi)起作用的基本電壓矢量，而確定的規(guī)則參見下表1。表中用SA代表逆變橋開關(guān)狀態(tài)為(100)，(010)和(001)的基本電壓矢量；SB代表開關(guān)狀態(tài)為(110)，(011)和(101)的基本電壓矢量。其中，V1為(100)、V2為(110)、V3為(010)、V4為(011)、V5為(001)、V6為(101)，而V0和V7都是零矢量。An代表I～VI的6個區(qū)間的區(qū)間號。
表1基本矢量選用表

步驟(4)，基本矢量與零矢量的使用辦法參見表2和表3的規(guī)則，即根據(jù)k值和An來確定電壓矢量的切換辦法。表2是調(diào)制度q＜1的情況，表3是1≤q≤1.15的情況。表中SA→SB→V7指基本電壓矢量由SA切換到SB再到V7。而且，特定諧波消去法的調(diào)制度q＝V*/(Ud/2)，q不會大于1.15。表中，V0和V7的開關(guān)狀態(tài)分別為(000)，(111)，都是零矢量。
表2基本矢量與零矢量的使用規(guī)則1 表3基本矢量與零矢量的使用規(guī)則2 步驟(5)，計算θ角，θ角是每個小區(qū)間An內(nèi)空間合成矢量的角度； θ＝k*T/2(7) 步驟(6)，計算所選的相鄰基本矢量和零矢量的作用時間，以T/2為基本電壓矢量每次進行合成的單位時間階段，計算公式如下所示。其中，TA對應(yīng)SA矢量的作用時間；TB對應(yīng)SB矢量的作用時間；T0對應(yīng)V0矢量的作用時間和T7對應(yīng)V7矢量的作用時間。
情況1，k＝奇數(shù)時， (1)k為非N的奇數(shù) 使用V0則T0＝T/2-TA-TB；使用V7則T7＝T/2-TA-TB。
(2)若k＝N時，只用到SA和SB2種基本矢量中的一個，則與其配合的零矢量的作用時間為 使用V0則T0＝T/2-T基本；使用V7則T7＝T/2-T基本。
(9) T基本表示基本矢量的作用時間。
情況2，k＝偶數(shù)時， (1)k為非2的偶數(shù) 使用V0則T0＝T/2-TA-TB；使用V7則T7＝T/2-TA-TB。
(2)k＝2時，只用到SA和SB2種基本矢量中的一個，則與其配合的零矢量的作用時間為 用V0則T0＝T/2-T基本；使用V7則T7＝T/2-T基本。(11) 步驟(7)，根據(jù)所選擇的基本電壓矢量，計算三相比較寄存器的裝載值TL，TL有4個裝載值需要選擇，參見下表4。表中，TA1和TB1指的是以k＝1為例子的兩個基本電壓矢量SA和SB的作用時間。因此，表4-4概括了所有選擇諧波消去算法的情況下三相比較寄存器的可能的裝載值。
表4四種可能的三相比較寄存器的裝載值 而裝載值的選擇取決于在表1和表2、3中，因為不同基本電壓矢量、零矢量的選擇及其使用規(guī)則，所產(chǎn)生的開關(guān)角的開通或關(guān)斷的狀態(tài)。
步驟(8)，設(shè)定k為奇數(shù)時是增計數(shù)器工作階段，k為偶數(shù)時是減計數(shù)器工作階段，根據(jù)所選擇的基本電壓矢量，對開關(guān)角是開通角還是關(guān)斷角狀態(tài)進行判斷，并根據(jù)表5的比較規(guī)則，比較結(jié)果大于零就輸出高電平，小于零就輸出低電平。然后在下一個小k區(qū)間繼續(xù)判斷，從而可以連續(xù)將PWM電平輸出。
表5比較寄存器與計數(shù)器之間的比較規(guī)則
這里，需要注意原有的SVPWM技術(shù)在逆變橋功率器件的1/2開關(guān)周期內(nèi)計算三相比較寄存器的裝載值，是利用DSP控制器的連續(xù)增減計數(shù)器來對稱采樣。而本發(fā)明以T/2為基本電壓矢量每次進行合成的單位時間階段，以DSP控制器的連續(xù)單增單減計數(shù)器來不對稱采樣，而且T值依賴于選定的N值。實際具體編程時，應(yīng)該注意。
本發(fā)明中，這一步驟(8)中，還可以靈活設(shè)定k為偶數(shù)時是單增計數(shù)器工作階段，k為奇數(shù)時是單減計數(shù)器工作階段，比較規(guī)律不變。
步驟(9)，對輸出的PWM電平進行窄脈沖的判斷和處理。電平寬度τ≤2td為窄脈沖，其中，td是設(shè)定的功率開關(guān)管的死區(qū)時間?？梢酝ㄟ^忽略造成窄脈沖的基本電壓矢量或者忽略窄脈沖這2種方式來完成處理。然后繼續(xù)將PWM電平連續(xù)輸出。
步驟(10)，在單個區(qū)域的空間電壓矢量SHEPWM脈沖輸出完后，判斷是否有新的指令，若沒有，則進入下一區(qū)域，從步驟(3)開始順序執(zhí)行上述步驟，循環(huán)進行；若有新的變壓指令，則打斷進程，由步驟(1)開始計算新的參考電壓矢量V*，然后進入下一區(qū)域開始順序執(zhí)行上述步驟，循環(huán)進行；若有新的變頻調(diào)速指令，則打斷進程，返回到步驟(2)，通過實時改變增減計數(shù)器脈沖的頻率來完成新的輸出頻率的改動，但需要同步調(diào)整開關(guān)頻率保持N值的穩(wěn)定，然后從步驟(3)開始，進入下一區(qū)域順序執(zhí)行上述步驟，循環(huán)進行。
對于圖1所示逆變器的一相輸出相電壓PWM函數(shù)的傅立葉展開式的系數(shù)通式表達為下式(17)，其相應(yīng)輸出波形參見圖6。
(k＝2j-1；j＝1，2，3，…) (12) 其滿足特定諧波消去的開關(guān)角的解α1～αN都位于π/3區(qū)間內(nèi)，αN+1～α2N以π/3為中心與αN～α1對稱分布。即，αN+1＝120°-αN，α2N＝120°-α1。同樣，計算出N個開關(guān)角，對于不同的N值可以消去N-1個指定次諧波。因此，也同樣可以用本發(fā)明的方法來生成具有同樣效果的三相PWM脈沖波形，實施步驟同上。
本發(fā)明的有益效果是由于采用基本空間電壓矢量來組合生成特定諧波消去法輸出的三相電壓波形，本發(fā)明具有以下優(yōu)點 ①避開了原有SHEPWM方法中，開關(guān)角非線性超越方程的求解問題，解決了原有算法若離線計算就依賴存儲器容量和調(diào)壓值有限的情況，若在線計算就依賴于求解收斂性和實時性的兩難選擇問題。
②方法實現(xiàn)便捷，主要規(guī)則易于用編程軟件實現(xiàn)，在線調(diào)壓調(diào)頻實時性好。也就是說本發(fā)明在線實施變頻，可以直接給定輸出頻率，并同步調(diào)整開關(guān)頻率保持N值的穩(wěn)定。輸出頻率的實現(xiàn)可以通過實時改變增減計數(shù)器脈沖的頻率來完成，比較方便。
③本發(fā)明在線實施調(diào)壓，可以通過設(shè)定調(diào)制度q值以改變相鄰基本電壓矢量的作用時間來解決，實際效果是遵循了特定諧波消去法中開關(guān)角的大小隨基波幅值V1變化的軌跡圖。比較方便。
④本發(fā)明的基于空間電壓矢量的特定諧波消去技術(shù)，逆變橋三個上橋臂的PWM控制指令可根據(jù)算法一次直接生成，相應(yīng)的輸出三相電壓也自然互錯120°電角度。而原有的特定諧波消去方法，B、C相需要基于A相分別相移120°和240°才能實現(xiàn)。
⑤對低開關(guān)頻率的SVPWM為調(diào)制技術(shù)頻譜中，位于開關(guān)頻率及其整數(shù)倍的邊頻帶附近次數(shù)的諧波不能消除的問題，由本發(fā)明的方法可以實現(xiàn)這些特定次諧波的消去。
⑥本發(fā)明的另一個重要優(yōu)點是基本電壓矢量同時進行了矢量合成。雖然，分別使用了相鄰3個基本電壓矢量中的兩個來合成，合成矢量表現(xiàn)出了跨扇區(qū)的跳躍現(xiàn)象，但是，合成的空間電壓矢量所生成的磁鏈矢量在實際效果上仍然可以向圓形逼近，可以較好的控制轉(zhuǎn)矩脈動。
⑦可用于單相、三相或多相電壓源逆變橋驅(qū)動的異步電動機、永磁同步電動機等交流感應(yīng)電動機。
下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明進一步說明。



圖1是通用三相AC-DC-AC電壓型變壓變頻主電路系統(tǒng)圖。
圖中，1-三相整流及穩(wěn)壓儲能電路；2-三相全橋逆變主電路及dv/dt吸收電路；3-電流檢測電路；4-電機；5-電壓檢測電路；6-PWM信號發(fā)生單元；7-控制器；8-轉(zhuǎn)速檢測電路。
圖2是基本空間電壓矢量與矢量合成圖。
圖3(a)是傳統(tǒng)空間電壓矢量SVPWM技術(shù)七段法合成三相PWM脈沖示意圖，圖3(b)是傳統(tǒng)空間電壓矢量SVPWM技術(shù)五段法合成三相PWM脈沖示意圖。
圖4是三相電壓源逆變器的單相(或A相)輸出電壓波形。
圖5是本發(fā)明實施例四的三相電壓源逆變器在三級控制下的一種單相輸出電壓波形。
圖6是N＝21時開關(guān)角的解隨調(diào)制度變化的軌跡圖。
圖7是N＝7的特定諧波消去法在第一個π/3區(qū)間內(nèi)的三相輸出相電壓波形與空間電壓矢量的組合關(guān)系示意圖。
圖8是表1中θ角的6個區(qū)域的分布與空間電壓矢量合成圖。
圖9是本發(fā)明在N＝7時第一個π/3區(qū)間內(nèi)的三相輸出50Hz相電壓標幺值仿真波形。
圖10是本發(fā)明的三相逆變器上橋臂的功率開關(guān)管的PWM指令仿真圖。
圖11是本發(fā)明N＝7時的逆變器一相上橋臂的功率開關(guān)管的PWM指令的實驗測試圖。
圖12是圖11的展開圖。
圖13是本發(fā)明的三相輸出50Hz相電壓的波形仿真圖。
圖14是原來SVPWM技術(shù)控制逆變器產(chǎn)生的三相輸出50Hz相電壓的頻譜分析圖。
圖15是本發(fā)明的技術(shù)控制逆變器產(chǎn)生的三相輸出50Hz相電壓的頻譜分析圖。

具體實施例方式 實施例一 1、對于逆變器的一相輸出PWM脈沖函數(shù)表達式為下式，即式(4)而言， (n＝1，3，5，…) 根據(jù)變壓變頻策略(如VVVF控制等)，得到參考電壓矢量V*，并確定調(diào)制度q；如帶入q＝0.8，N＝7，最后可以得到圖11的逆變器一相上橋臂的功率開關(guān)管的PWM指令，完成指定次諧波的消去。
2、根據(jù)輸出頻率和期望的特定次諧波消去的次數(shù)，確定載波比和N值，從而確定T值，即逆變橋功率管的開關(guān)頻率，并得到DSP控制器中增/減計數(shù)器的給定值Tg。從圖6可以分析規(guī)律。圖6是以0～π/3區(qū)間內(nèi)的21個開關(guān)角為例，根據(jù)從5次開始的，20個非3的整數(shù)倍奇次諧波被消去的開關(guān)角的解隨隨調(diào)制度變化的軌跡圖，可以發(fā)現(xiàn)交匯點的一些規(guī)律。
3、從區(qū)域I開始，由k＝1到kmax＝N+1，根據(jù)k值的奇偶性確定本區(qū)域內(nèi)起作用的的基本電壓矢量，確定規(guī)則參見表1。以N＝7為例，從圖7可以看出在N＝7時由特定諧波消去法所控制的三相輸出相電壓波形，用基本電壓矢量來組合的情況，并且給出了單增單減計數(shù)器連續(xù)工作形成的等腰三角形狀。
4、基本矢量與零矢量的使用辦法參見表2和表3的規(guī)則，表2是q＜1的情況，表3是1≤q≤1.15的情況； 5、根據(jù)(7)式計算θ角； 6、根據(jù)(8)～(11)式計算相鄰基本矢量和零矢量的作用時間； 7、根據(jù)所選擇的基本電壓矢量和使用方法，計算三相比較寄存器的裝載值TL，參見表4。以本發(fā)明N＝7為例在區(qū)間號為I且k＝1時，使用的基本矢量是(010)和(110)，三相比較寄存器的裝載值TL分別為TA1、Tg、TA1+TB1。
8、設(shè)定k為奇數(shù)時是增計數(shù)器工作階段，k為偶數(shù)時是減計數(shù)器工作階段，根據(jù)所選擇的基本電壓矢量，對開關(guān)角是開通角還是關(guān)斷角狀態(tài)進行判斷，并根據(jù)表5的比較規(guī)律，進行PWM電平的輸出。參見圖7中，由圖中可以分析推出，一序列有效基本矢量和零矢量可以組和成SHEPWM的三相輸出PWM脈沖波形。圖中，構(gòu)成每個脈沖前、后沿的開通與關(guān)斷角是不對稱的，即由不同的基本矢量和零矢量合成。
9、對輸出的PWM電平進行窄脈沖的判斷和處理； 在計算基本電壓矢量的作用時間過程中，如果出現(xiàn)窄脈沖，則必須對其進行優(yōu)化處理，因為功率開關(guān)管對很窄的脈沖實際上無法實現(xiàn)。窄脈沖的定義是脈寬τ≤2td。其中，td是設(shè)定的功率開關(guān)管的死區(qū)時間。
優(yōu)化處理的基本思想是，充分利用已經(jīng)計算得出的相關(guān)基本電壓矢量的作用時間，通過優(yōu)化達到逆變器功率開關(guān)管對脈沖寬度可以響應(yīng)、且開關(guān)損耗小、盡量不影響特定消諧次數(shù)的目的。處理窄脈沖的方式為忽略基本電壓矢量 例如，當(dāng)θ角位于I區(qū)到II區(qū)的過渡過程中，基本矢量的作用順序是V7→SB→SA→SB→SA→V0，如果第4個開關(guān)矢量SB的作用時間TB≤2td，則將這個矢量忽略。修正后的基本矢量的作用順序是V7→SB→SA→SA→V0。
10、在單個區(qū)域的空間電壓矢量SHEPWM脈沖輸出完后，判斷是否有新的指令，若沒有，則進入下一區(qū)域，從步驟(3)開始順序執(zhí)行上述步驟，循環(huán)進行；若有新的變壓指令，則打斷進程，由步驟(1)開始計算新的參考電壓矢量V*，然后進入下一區(qū)域開始順序執(zhí)行上述步驟，循環(huán)進行；若有新的變頻調(diào)速指令，則打斷進程，返回到步驟(2)，通過實時改變增減計數(shù)器脈沖的頻率來完成新的輸出頻率的改動，但需要同步調(diào)整開關(guān)頻率保持N值的穩(wěn)定，然后從步驟(2)開始，進入下一區(qū)域順序執(zhí)行上述步驟，循環(huán)進行。
由圖9的相應(yīng)仿真波形表現(xiàn)出了單個區(qū)域的空間電壓矢量SHEPWM脈沖的發(fā)出，與圖7的示意圖完全相同，說明圖7所示的用空間電壓矢量的這種特殊組合來消除特定諧波為目的完全可以實現(xiàn)。圖10是本發(fā)明在一周期內(nèi)的三相逆變器上橋臂的功率開關(guān)管的PWM指令仿真圖。圖11是實驗結(jié)果與圖10的仿真完全相同，說明了方法的可行性。圖13給出了50Hz三相輸出相電壓的一周期的波形，圖中縱坐標幅值是Ud/2＝260V。圖15給出了這一輸出相電壓的頻譜分析圖，從圖中可以看出指定的5、7、11、13、17、19次諧波都得到了很好的抑制。
實施例二 仍然以式(4)為逆變器的一相輸出PWM脈沖函數(shù)表達式。一種可行的實施步驟為 1～7步驟同實施例一； 8、設(shè)定k為偶數(shù)時是增計數(shù)器工作階段，k為奇數(shù)時是減計數(shù)器工作階段，判斷好開關(guān)角的狀態(tài)，根據(jù)表5的比較規(guī)律，進行PWM電平的輸出； 9～10步驟同實施例一。
實施例三 仍然以式(4)為逆變器的一相輸出PWM脈沖函數(shù)表達式。一種可行的實施步驟為 1、2步驟同實施例一； 3、從區(qū)域II～VI之間的任意一個區(qū)域開始，由k＝1到kmax＝N+1，根據(jù)k值的奇偶性確定本區(qū)域內(nèi)起作用的的基本電壓矢量； 4～10步驟同實施例一，仍然可以得到具有同樣效果的逆變器三相輸出PWM脈沖波形。
實施例四 對于圖1所示逆變器的一相輸出相電壓PWM函數(shù)的傅立葉展開式的系數(shù)通式表達為下式(17)，其相應(yīng)輸出波形參見圖6。
(k＝2j-1；j＝1，2，3，…) 其滿足特定諧波消去的開關(guān)角的解α1～αN都位于π/3區(qū)間內(nèi)，αN+1～α2N以π/3為中心與αN～α1對稱分布。即，αN+1＝120°-αN，α2N＝120°-α1。同樣，計算出N個開關(guān)角，對于不同的N值可以消去N-1個指定次諧波。因此，也同樣可以用本發(fā)明的方法來生成與實施例一具有同樣效果的三相PWM脈沖波形，實施步驟同實施例一的1～10。實施例二和實施例三中的變化也可在實施例四中發(fā)生，沒有背離本發(fā)明的精神，本發(fā)明中不再作為實施例另單列出。
權(quán)利要求
1、一種可抑制諧波的優(yōu)化PWM調(diào)制方法，其特征在于包括下述步驟
(a)對于逆變器的一相輸出PWM脈沖函數(shù)表達式為下式，
根據(jù)變壓變頻策略，得到參考電壓矢量V*，并確定調(diào)制度q，而q＝V*/(Ud/2)，Ud是直流母線電壓；
(b)根據(jù)輸出頻率和期望的特定次諧波消去的個數(shù)m，確定載波比和N值，載波比＝開關(guān)頻率/輸出頻率，N＝m+1，而N是
區(qū)間內(nèi)的開關(guān)角的個數(shù)，確定T值，并得到DSP等單片微處理器中增減計數(shù)器的給定值Tg，T＝2π/3(N+1)，Tg＝T/2；
(c)從區(qū)域I開始，由k＝1到kmax＝N+1，根據(jù)k值的奇偶性確定本區(qū)域內(nèi)起作用的基本電壓矢量，而確定的規(guī)則參見下表1；表中用SA代表逆變橋開關(guān)狀態(tài)為(100)，(010)和(001)的基本電壓矢量；SB代表開關(guān)狀態(tài)為(110)，(011)和(101)的基本電壓矢量；其中，V1為(100)、V2為(110)、V3為(010)、V4為(011)、V5為(001)、V6為(101)，而V0和V7都是零矢量；An代表I～VI的6個區(qū)間的區(qū)間號；
表1基本矢量選用表
(d)基本矢量與零矢量的使用辦法參見表2和表3的規(guī)則，即根據(jù)k值和An來確定電壓矢量的切換辦法；表2是調(diào)制度q＜1的情況，表3是1≤q≤1.15的情況；表中SA→SB→V7指基本電壓矢量由SA切換到SB再到V7；而且，特定諧波消去法的調(diào)制度q＝V*/(Ud/2)，q不會大于1.15；表中，V0和V7的開關(guān)狀態(tài)分別為(000)，(111)，都是零矢量；
表2基本矢量與零矢量的使用規(guī)則1
表3基本矢量與零矢量的使用規(guī)則2
(e)計算θ角，θ角是每個小區(qū)間An內(nèi)空間合成欠量的角度，θ＝k*T/2；
(f)計算所選的相鄰基本矢量和零矢量的作用時間，以T/2為基本電壓矢量每次進行合成的單位時間階段，其中，TA對應(yīng)SA矢量的作用時間；TB對應(yīng)SB矢量的作用時間；T0對應(yīng)V0矢量的作用時間和T7對應(yīng)V7矢量的作用時間；
情況1，k＝奇數(shù)時，
(1)k為非N的奇數(shù)
使用V0則T0＝T/2-TA-TB；使用V7則T7＝T/2-TA-TB；
(2)若k＝N時，只用到SA和SB2種基本矢量中的一個，則與其配合的零矢量的作用時間為使用V0則T0＝T/2-T基本；使用V7則T7＝T/2-T基本；T基本表示基本矢量的作用時間；
情況2，k＝偶數(shù)時，
(1)k為非2的偶數(shù)
使用V0則T0＝T/2-TA-TB；使用V7則T7＝T/2-TA-TB；
(2)k＝2時，只用到SA和SB2種基本矢量中的一個，則與其配合的零矢量的作用時間為用V0則T0＝T/2-Y基本；使用V7則T7＝T/2-T基本；
(g)根據(jù)所選擇的基本電壓矢量，計算三相比較寄存器的裝載值TL，TL有4個裝載值需要選擇，參見下表4，表中，TA1和TB1指的是以k＝1為例子的兩個基本電壓矢量SA和SB的作用時間；而裝載值的選擇取決于在表1和表2、3中，因為不同基本電壓矢量、零矢量的選擇及其使用規(guī)則，所產(chǎn)生的開關(guān)角的開通或關(guān)斷的狀態(tài)；
表4四種可能的三相比較寄存器的裝載值
(h)設(shè)定k為奇數(shù)時是增計數(shù)器工作階段，k為偶數(shù)時是減計數(shù)器工作階段，根據(jù)所選擇的基本電壓矢量，對開關(guān)角是開通角還是關(guān)斷角狀態(tài)進行判斷，并根據(jù)表5的比較規(guī)則，比較結(jié)果大于零就輸出高電平，小于零就輸出低電平；然后在下一個小k區(qū)間繼續(xù)判斷，從而可以連續(xù)將PWM電平輸出；
表5比轉(zhuǎn)寄存器與計數(shù)器之間的比較規(guī)則
(i)對輸出的PWM電平進行窄脈沖的判斷和處理；電平寬度τ≤2td為窄脈沖，其中，td是設(shè)定的功率開關(guān)管的死區(qū)時間；可以通過忽略造成窄脈沖的基本電壓矢量或者忽略窄脈沖這2種方式來完成處理；然后繼續(xù)將PWM電平連續(xù)輸出；
(j)在單個區(qū)域的空間電壓矢量SHEPWM脈沖輸出完后，判斷是否有新的指令，若沒有，則進入下一區(qū)域，從步驟(c)開始順序執(zhí)行上述步驟，循環(huán)進行；若有新的變壓指令，則打斷進程，由步驟(a)開始計算新的參考電壓矢量V*，然后進入下一區(qū)域開始順序執(zhí)行上述步驟，循環(huán)進行；若有新的變頻調(diào)速指令，則打斷進程，返回到步驟(b)，通過實時改變增減計數(shù)器脈沖的頻率來完成新的輸出頻率的改動，但需要同步調(diào)整開關(guān)頻率保持N值的穩(wěn)定，然后從步驟(b)開始，進入下一區(qū)域順序執(zhí)行上述步驟，循環(huán)進行。
2、根據(jù)權(quán)利要求1的一種可抑制諧波的優(yōu)化PWM調(diào)制方法，其特征在于步驟(a)所述的對于逆變器的一相輸出PWM脈沖函數(shù)表達式為
3、根據(jù)權(quán)利要求1的一種可抑制諧波的優(yōu)化PWM調(diào)制方法，其特征在于所述的步驟
(h)設(shè)定k為偶數(shù)時是單增計數(shù)器工作階段，k為奇數(shù)時是單減計數(shù)器工作階段，比較規(guī)律不變。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種可抑制諧波的優(yōu)化PWM調(diào)制方法，利用空間電壓矢量SVPWM的組合，來實現(xiàn)5、7、11、13等非3的整數(shù)倍的奇次特定m次諧波(m＝6j±1；j＝1，2，…)的消除。這種方法的特點是可以通過編程來實現(xiàn)，既解決了SHEPWM方法的計算量或查表存儲量的問題，又使用了合成電壓矢量來逼近磁鏈圓形軌跡，有助于減少轉(zhuǎn)矩脈動，而且完成選擇諧波消去的任務(wù)。
文檔編號H02M1/12GK101295935SQ200710188538
公開日2008年10月29日 申請日期2007年12月10日 優(yōu)先權(quán)日2007年12月10日
發(fā)明者周熙煒, 劉衛(wèi)國, 駱光照, 郎寶華, 前 楊 申請人:西北工業(yè)大學(xué)