專利名稱：：包括升壓電感式開關(guān)前置調(diào)節(jié)器和電容式開關(guān)后置轉(zhuǎn)換器的高效dc/dc電壓轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：性能，并且有關(guān)于這種轉(zhuǎn)換器中所使用的半導體組件'、工作和
背景技術(shù)：
：為了防止對各種^:電子組件(諸如數(shù)字IC、半導體存儲器、顯示模塊、硬盤驅(qū)動器、RF電路、微處理器、數(shù)字信號處理器和模擬IC)進行供電的電源電壓的變化，尤其是防止電池供電應(yīng)用(諸如蜂窩電話、筆記本計算機和消費產(chǎn)品)中的變化，通常需要電壓調(diào)節(jié)。由于通常必須將產(chǎn)品的電池或DC輸入電壓升高到更高的DC電壓，或者降低至更低的DC電壓，因此將這種調(diào)節(jié)器稱為DC-DC轉(zhuǎn)換器。每當電池的電壓大于期望負載電壓時，使用通常稱為"Buck轉(zhuǎn)換器"的降壓轉(zhuǎn)換器。降壓轉(zhuǎn)換器可包括電感式開關(guān)調(diào)節(jié)器、電容式電荷泵和線性調(diào)節(jié)器。相反，每當電池的電壓低于對其負載供電所需的電壓時，需要通常稱為"boost轉(zhuǎn)換器"的升壓轉(zhuǎn)換器。升壓轉(zhuǎn)換器可包括電感式開關(guān)調(diào)節(jié)器或電容式電荷泵。另一種轉(zhuǎn)換器可依據(jù)輸入至該轉(zhuǎn)換器的電源具有高于還是低于其輸出電壓的電壓而作為升壓或降壓轉(zhuǎn)換器來工作。每當調(diào)節(jié)器的輸入和輸出的電壓相似時(在這種情況下，輸入電壓的變化使得簡單的boost或Buck轉(zhuǎn)換器的使用變得不可能)，需要通常稱為Buck-boost轉(zhuǎn)換器的這種電路。需要升壓和降壓轉(zhuǎn)換兩者的這種應(yīng)用的一個示例是從鋰離子(Lilon)電池提供受調(diào)節(jié)的3.3V輸出。Lilon電池呈現(xiàn)從4.2V(完全充電時)衰減至低于3V(放電時)的端子電壓。由于初始的電池電壓高于3.3V,而最后的電池電壓5低于3.3V,因此轉(zhuǎn)換器必須能夠在最初降壓，并在稍后升壓。電感式開關(guān)轉(zhuǎn)換器對于上述的電壓調(diào)節(jié)器，電感式開關(guān)轉(zhuǎn)換器可以在電流、輸入電壓和輸出電壓的最寬范圍之上取得優(yōu)異的性能。在通過引用其整體而合并于此的、名稱為"High-EfficiencyDC/DCVoltageConverterIncludingDownInductiveSwitchingPre-RegulatorAndCapacitiveSwitchingPost-Converter"的申請No.[代理人案號No.AATI-19-DS-US]t,詳細描述了電感式開關(guān)調(diào)節(jié)器的工作原理。圖1A和IB中分別示出了非隔離電感式開關(guān)調(diào)節(jié)器的兩個示例同步Buck降壓轉(zhuǎn)換器和同步boost升壓轉(zhuǎn)換器。圖IA中示出了同步Buck轉(zhuǎn)換器1的示例。轉(zhuǎn)換器1包括功率MOSFET3、電感器5、具有本征整流二極管8的同步整流功率MOSFET4、以及電容器6。由脈寬調(diào)制(PWM)控制器2通過驅(qū)動MOSFET3的柵極來控制MOSFET3的工作。取決于MOSFET3是N溝道還是P溝道MOSFET,柵極驅(qū)動可以在極性和電壓方面進行改變。與MOSFET3異相地驅(qū)動同步整流MOSFET4(其通常為N溝道MOSFET),但是MOSFET4并不必然在MOSFET3截止時的全部時間上都導通。通常，MOSFET4僅在二極管8導通的時間期間導通。雖然將控制轉(zhuǎn)換器的工作的控制電路稱作PWM控制器(其意味著頻率固定脈寬可變的工作)，但是其可替換地工作在可變頻率模式下，其中在可變頻率模式下，取決于負載和輸入狀況，允許時鐘周期變化，亦或時鐘周期在變化與固定的頻率模式之間進行交替。通過MOSFET3來切換或選通(gate)從電源、電池或功率輸入所輸入到DC/DC轉(zhuǎn)換器的能量。在其正端子連接至電池或輸入的情況下，MOSFET3如同用于控制電感器5中的電流的"高壓側(cè)(highside)"開關(guān)那樣動作。二極管7是與晶體管的漏極和源極并聯(lián)的、寄生于MOSFET3的PN結(jié)，其在通常的Buck轉(zhuǎn)換器工作之下保持反向偏置。由于二極管7在通常的工作下并不傳送電流，因此通過點劃線將其示出。利用通過控制MOSFET3的開關(guān)和導通時間來控制電感器5中的電流，可以動態(tài)地調(diào)整電感器5的磁場中存儲的能量，以便控制輸出濾波電容器66上的電壓。因此，輸出電壓V。ut被反饋至PWM控制器2(其通過MOSFET3的重復開關(guān)來控制電感器5中的電流t)的輸入。與轉(zhuǎn)換器的輸出相連接的電氣負載未被示出。受到與MOSFET3異相地驅(qū)動的同步整流MOSFET4在MOSFET3截止時的某部分時間內(nèi)導通。在將其正端子連接至電感器5(即，節(jié)點VJ并且將其負端子連接至電路參考地的情況下，MOSFET4如同將二極管8中的電流旁路的"低壓側(cè)(lowside)"開關(guān)那樣動作。二極管8是與晶體管的漏極和源極相并聯(lián)的、寄生于同步整流MOSFET4的PN結(jié)。二極管8僅在兩個MOSFET均截止的間隔期間導通相當大的電感器電流。兩個MOSFET在每一開關(guān)轉(zhuǎn)變期間均同時截止以防止將輸入電源短路至參考地。這種所謂的"先斷后接"(BBM,break-before-make)間隔通過保證兩個晶體管不會同時導通以及將轉(zhuǎn)換器的輸入和電源短路或"急劇短路(crow-bar)"而防止了直通(shootthrough)導通。在該短暫的BBM間隔期間，與同步整流MOSFET4并聯(lián)的二極管8必須連同與二極管8相關(guān)聯(lián)的任何寄生電容一起來傳送通過電感器5的負載電流IL。在與BBM工作相關(guān)聯(lián)的轉(zhuǎn)換期間可能出現(xiàn)不想要的噪聲。如果我們將轉(zhuǎn)換器的占空因子D定義為能量從電池或其它電源流入DC/DC轉(zhuǎn)換器的時間(即，MOSFET開關(guān)3導通的時間期間)，那么Buck轉(zhuǎn)換器1中的輸出與輸入電壓比的比值正比于其占空因子，即—=7其中，tsw是MOSFET3在每個時鐘周期T期間導通的時間段。通過圖2A中圖形15的曲線17來圖示Buck或同步Buck轉(zhuǎn)換器的這種關(guān)系。注意，Buck轉(zhuǎn)換器不能在不于D的極值(extreme)處呈現(xiàn)某種不連續(xù)19和21的情況下來平穩(wěn)地到達零點或者單位傳輸特性。該現(xiàn)象是由于功率MOSFET開關(guān)和其控制與柵極驅(qū)動電路中的開關(guān)延遲所引起的。只要Buck轉(zhuǎn)換器的功率MOSFET3仍然在開關(guān)，那么U尤其由于MOSFET開關(guān)和其控制回路內(nèi)的導通和截止延遲而^皮限制至時鐘周期T的某個部分(例如，5%<D<95%)。例如，對于95。/。的占空因子和3MHz的時鐘，高壓側(cè)MOSFET3的截止時間僅為333nsec時間段的5%,或16nsec。這意味著高壓側(cè)MOSFET3必須在僅僅16nsec內(nèi)截止并返回-太快而難以對高于95%的輸出與輸入轉(zhuǎn)換比進行調(diào)節(jié)。該最小截止時間問題影響同步或非同步Buck轉(zhuǎn)換器兩者。由于沒有剩余時間來用于同步整流MOSFET4導通并隨后再次截止且仍然呈現(xiàn)BBM操作，因此該問題在同步DC/DC轉(zhuǎn)換器中進一步惡化。再次參考圖2A中的圖形15,如不連續(xù)21所示，在某個最大占空因子Dmax以上，沒有足夠的時間來維持開關(guān)操作并且轉(zhuǎn)換器從Dm^跳轉(zhuǎn)到100%的占空因子。在D腿以上，轉(zhuǎn)換器將MOSFET3開啟，并且在整個時間段T之內(nèi)使其處于導通。突變(abrupttransistion)21引起輸出電壓中的毛刺。因此，在100%的占空因子之處，只要停止開關(guān)，那么將失去如線16所示的V。u產(chǎn)Vin以及所有的調(diào)節(jié)。圖1B中所示的同步boost轉(zhuǎn)換器10包含低壓側(cè)功率MOSFET12、連接電池的傳感器13、濾波電容器15、以及具有并聯(lián)整流二極管16的"浮空，，同步整流MOSFET14。MOSFET12和14的柵極由先斷后接電路(未示出)來驅(qū)動，并且由PWM控制器11響應(yīng)于來自濾波電容器15兩端的輸出電壓V。ut的電壓反饋VFB來對其進行控制。為了防止輸出電容器15短路，需要BBM操作。Vbatt)的意義來說，將同步整流MOSFET14(其可以是N溝道或P溝道MOSFET)認為是浮空的。二極管16是同步整流MOSFET14固有的PN二極管，而無論該同步整流MOSFET14是P溝道還是N溝道器件?？梢耘cMOSFET16并聯(lián)地包括肖特基二極管，但在串聯(lián)的的情況下電感不能足夠快地工作以便從正向偏置的本征二極管16轉(zhuǎn)移電流。二極管17表示N溝道低壓側(cè)MOSFET12所固有的PN結(jié)二極管，其在通常的boost轉(zhuǎn)換器工作下保持為反向偏置。由于二極管17在通常的工作下不導通，將其表示為虛線。如果我們再次將轉(zhuǎn)換器的占空因子D定義為能量從電池或電源流到DC/DC轉(zhuǎn)換器中的時間(即，在低壓側(cè)MOSFET開關(guān)12導通并且電感器13被勵磁的時間期間)，那么boost轉(zhuǎn)換器的輸出與輸入電壓比正比于1與其占t因子之差的倒數(shù)，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>圖2A中圖形15的曲線18圖示了關(guān)于boost或同步boost轉(zhuǎn)換器的這種關(guān)系。注意，Boost轉(zhuǎn)換器不能在不于D的極值處呈現(xiàn)某種不連續(xù)的情況下來平穩(wěn)地到達單位傳輸特性。該現(xiàn)象是由于功率MOSFET開關(guān)和其控制與柵極驅(qū)動電路中的開關(guān)延遲所引起的。只要boost轉(zhuǎn)換器的功率MOSFET12仍然在開關(guān)，t^就尤其由于MOSFET12和其控制回路內(nèi)的導通和截止延遲而被限制至時鐘周期T的某個部分(例如，5%<D<95%)。例如，對于5Q/o的占空因子和3MHz的時鐘，低壓側(cè)MOSFET12的導通時間僅為333nsec時間段的5%，或16nsec。這意味著^f氐壓側(cè)MOSFET12必須在僅l又16nsec內(nèi)導通并回到截止-太快而難以對低于5%的輸出與輸入轉(zhuǎn)換比進行調(diào)節(jié)。該最小導通時間問題影響同步或者非同步boost轉(zhuǎn)換器。再次參考圖2A中的圖形15，如不連續(xù)20所示，在某個最小占空因子Dmin以下，沒有足夠的時間來維持開關(guān)操作并且轉(zhuǎn)換器必須從D她跳轉(zhuǎn)到0%的占空因子。在D她以下，轉(zhuǎn)換器將同步整流MOSFET14導通，并且在整個時間段T內(nèi)使其處于導通。突變20引起boost轉(zhuǎn)換器的輸出電壓中的毛刺。此外，在100%的占空因子之處，只要停止開關(guān)，則失去了如線16所示的V。u產(chǎn)Vta及所有調(diào)節(jié)。因此，在同步Buck轉(zhuǎn)換器1與同步boost轉(zhuǎn)換器10兩者之中，對于Buck或boost轉(zhuǎn)換器，在線16所示的單位傳輸特性附近(即，iV。utVin時)的工作會有問題。電壓轉(zhuǎn)換器的效率T1可以由下面的式子給出"一iowf一WOW在上面引用的申請No.[代理人案號No.AATI-19-DS-US]t,詳細描述了對于電感式開關(guān)調(diào)節(jié)器效率的分析。圖2B的圖形25圖示了作為轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比V。ut/Vin的函數(shù)的、關(guān)于同步Buck和同步boost轉(zhuǎn)換器的典型轉(zhuǎn)換效率的示例。如所示那樣，線26表示單位轉(zhuǎn)換狀況(其中，V。ut=Vin)。在圖形25中線26的左側(cè)，轉(zhuǎn)換比小于單位l,其表示降壓轉(zhuǎn)換。效率曲線27表示執(zhí)行降壓電壓轉(zhuǎn)換的Buck轉(zhuǎn)換器的示例。在線26的右側(cè)，轉(zhuǎn)換比大于單位l，其表示升壓轉(zhuǎn)換。效率曲線28表示用于執(zhí)行升壓電壓轉(zhuǎn)換的boost轉(zhuǎn)換器的示例。通常，如曲線27和28所圖示的那樣，對于相當?shù)呢撦d電流，boost調(diào)節(jié)9器比Buck調(diào)節(jié)器呈現(xiàn)了更低的效率。這主要是由于boost調(diào)節(jié)器比Buck調(diào)節(jié)器呈現(xiàn)了更高的峰值電流這一事實而引起的。如曲線28在更高電壓轉(zhuǎn)換比之處的下降所圖示的那樣，對于高的V。ut/Vin電壓轉(zhuǎn)換比，尤其對于接近十倍于輸入電壓的輸出電壓，該問題進一步加重。在圖形25中，對于低于0.1或高于0.9的轉(zhuǎn)換比，未示出Buck轉(zhuǎn)換器(曲線27)的效率，同樣，對于低于1.1或高于1.0的轉(zhuǎn)換比，未示出boost轉(zhuǎn)換器(曲線28)的效率，這是由于這些轉(zhuǎn)換比需要轉(zhuǎn)換器工作在低于10°/?；蚋哂?0%的占空因子下，其為難以實現(xiàn)的工作狀況(尤其在高的開關(guān)頻率處)。Buck-Boost開關(guān)轉(zhuǎn)換器在輸入電壓可能改變至高于或低于期望的輸出電壓時的應(yīng)用中，在單位傳輸附近的非隔離DC/DC開關(guān)轉(zhuǎn)換器工作的問題尤其困難。這種應(yīng)用的示例包括有噪音的AC適配器或電路(其在主電源已故障時的緊急狀況期間必須通過備用的電池來工作)的輸出。需要單位轉(zhuǎn)換比的另一場合出現(xiàn)在電池的工作電壓范圍延伸至高于或低于期望的輸出電壓時。例如，Lilon電池的放電特性開始于完全充電處的4.2V,最初迅速衰減至3.6V附近，然后緩慢地衰減至3.4V,最后很快地下降至處于或低于3V的其關(guān)斷處。如果需要DC/DC轉(zhuǎn)換器在整個時間段期間產(chǎn)生調(diào)節(jié)良好的3.3V輸出，那么最初需要(3.3V/4,2V)(即，比值為0.79)的子單位(sub-unity)轉(zhuǎn)換比，這表明需要Buck轉(zhuǎn)換器。在電池的壽命終點，所需轉(zhuǎn)換比超過單位1而變?yōu)?.3V/3V(即，轉(zhuǎn)換比為U)，并且需要boost轉(zhuǎn)換器。要求升壓和降壓轉(zhuǎn)換兩者的這種應(yīng)用需要Buck-boost或升壓-降壓轉(zhuǎn)換器。在用戶想要避免升壓-降壓轉(zhuǎn)換的復雜性的情況下，一種可能的方法是僅使用Buck轉(zhuǎn)換器并且通過早些(例如，在3.3V處)關(guān)斷電池來放棄某些電池壽命。然而，實際中，考慮到電池的制造變化以及調(diào)節(jié)器的壓降(drop-out)和占空因子限制，依賴僅Buck調(diào)節(jié)器解決方案犧牲了太多的電池壽命。如果不能避免升壓-P條壓轉(zhuǎn)換，那么可以通過將同步Buck和boost轉(zhuǎn)換器組合為合并(merge)的電路來容易地得到Buck-boost轉(zhuǎn)換器。例如，在圖3A中，級聯(lián)Buck-boost轉(zhuǎn)換器35包含用于對同步boost轉(zhuǎn)換器(其包含低壓側(cè)N溝道MOSFET40、電感器38B、具有本征二極管42的同步整流MOSFET41、和濾波電容器43)供電的同步Buck轉(zhuǎn)換器(其包含P溝道或N溝道MOSFET36、電感器38A、具有本征整流二極管39的N溝道同步整流MOSFET37、和電容器44)。Buck-boost轉(zhuǎn)換器35首先將輸入電壓Vbatt降壓到低于期望輸出的中間電壓，然后將該中間電壓升壓以產(chǎn)生V。ut。相反地，圖3B圖示了如下的級聯(lián)boost-Buck轉(zhuǎn)換器45，其包含用于對同步Buck轉(zhuǎn)換器(其包含MOSFET48B、電感器52、具有本征整流二極管51的N溝道同步整流MOSFET50、和濾波電容器53)供電的同步boost轉(zhuǎn)換器(其包含低壓側(cè)N溝道MOSFET46、電感器47、具有本;[正二極管49的N溝道或P溝道同步整流MOSFET48A、和電容器54)。Buck-boost轉(zhuǎn)換器45驅(qū)動負載(未示出)。在該方法中，首先將輸入電壓V涵升壓至高于期望電壓的中間電壓，然后回降以產(chǎn)生V。w。通過boost轉(zhuǎn)換器的效率Tib麵與Buck轉(zhuǎn)換器的效率ri歸相乘之乘積來給出Buck-boost35或boost-Buck調(diào)節(jié)器45的總效率。在數(shù)學上可以將其表示為7級聯(lián)-"加n。st。即使兩個轉(zhuǎn)換器都是85%的效率，級聯(lián)(cascade)Buck-boost或boost-Buck轉(zhuǎn)換器的效率也僅達到大概70%的總效率，顯著地低于單獨的Buck轉(zhuǎn)換器或boost轉(zhuǎn)換器的典型效率。由于在輸入和輸出端子之間存在更多個串聯(lián)的晶體管，并且由于所有的MOSFET都始終在開關(guān)，因此級聯(lián)的Buck-boost或boost-Buck級聯(lián)的總能量損耗比單獨同步Buck或同步boost轉(zhuǎn)換器的能量損耗更大。如圖3B中所示，boost-Buck轉(zhuǎn)換器45包括串聯(lián)連接的MOSFET48A和48B以及中間電容器54。由于在穩(wěn)定狀態(tài)下，串聯(lián)連接的MOSFET中的電流必須相等，因此MOSFET48B是多余的并且可以去除，而不影響電路工作。即使如此，boost-Buck轉(zhuǎn)換器45也需要兩個電感器47和52,其特性從用戶的觀點來看是很不期望的。類似地，如圖3A中所示，Buck-boost轉(zhuǎn)換器35包括電感器38A和38B以及中間電容器44。由于在穩(wěn)定狀態(tài)下，電感器38A和38B中的電流相等，因此電感器38B是多余的并且可以去除，而不改變電路的功能。實際上，電容器44也可以去除，而不顯著地改變Buck-boost轉(zhuǎn)換器的工作。圖3C中圖示了所得到的簡化的現(xiàn)有技術(shù)的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55。Buck-boost轉(zhuǎn)換器55包含單個電感器59;四個MOSFET57、56、60和61;二極管58和62以及濾波電容器63。PWM控制器與先斷后接和柵極緩沖電路未示出。取決于其端子狀況，這種轉(zhuǎn)換器可以工作在三種截然不同的模式(Buck、boost和Buck-boost)下。在圖3D中，等效電路圖65表示作為Buck轉(zhuǎn)換器的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55的工作，其中，在PWM控制之下異相地開關(guān)MOSEFT57和56,同時MOSFET61保持導通(其表示為電阻67)并且MOSFET60偏置為截止(其示出為開路電路66)。由于MOSFET61中的導通損耗(即，在電阻67中連續(xù)損耗的能量)，因此作為Buck轉(zhuǎn)換器工作的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55的總能耗比等效同步Buck轉(zhuǎn)換器的總能耗更大。作為該增大的能耗的結(jié)果，工作在其Buck模式下的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55比圖1A中所示的傳統(tǒng)Buck轉(zhuǎn)換器1具有更低的效率。在圖3E中，等效電路圖70表示作為boost轉(zhuǎn)換器的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55的工作，其中，在PWM控制之下異相地開關(guān)MOSEFT60和61，同時MOSFET57保持導通(其表示為電阻71)并且MOSFET56偏置為截止(其示出為開路電路72)。由于MOSFET57中的導通損耗(即，在電阻71中連續(xù)損耗的能量)，因此作為boost轉(zhuǎn)換器工作的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55的總能耗比等效同步boost轉(zhuǎn)換器的總能耗更大。作為該增大的能耗的結(jié)果，工作在其boost模式下的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55比圖IB中所示的傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器10具有更低的效率。在圖4中，在關(guān)于各種輸出與輸入電壓轉(zhuǎn)換比V。u/Vin的效率ii的繪圖中圖示了使用Buck-boost轉(zhuǎn)換器55的效率的損耗。為了方便，分別通過曲線81和82圖示傳統(tǒng)Buck和boost轉(zhuǎn)換器(類似于圖2B中的曲線27和28)的效率。曲線83圖示了在如等效電路圖65(圖3D)中所示的僅Buck模式下工作的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55的效率。由于與導通狀態(tài)的MOSFET61相關(guān)聯(lián)的串聯(lián)電阻67,因此Buck-boost轉(zhuǎn)換器在Buck模式(曲線83)下的的效率比簡單Buck(曲線81)的效率更低。取決于工作狀況，效率損耗的范圍為百分之幾到高于10%。曲線85圖示了在所有四個開關(guān)都經(jīng)常開關(guān)的完全Buck-boost模式下工作的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55的效率，結(jié)果，其呈現(xiàn)了甚至比工作在Buck模式(曲線83)下的同一Buck-boost轉(zhuǎn)換器更大的損耗和更差的效率。曲線84圖示了在等效電路圖70(圖3E)中所示的僅boost模式下工作的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55的效率。由于與導通狀態(tài)的MOSFET57相關(guān)聯(lián)的串聯(lián)電阻71，因此Buck-boost轉(zhuǎn)換器在僅boost模式(曲線84)下的效率比簡單Boost12轉(zhuǎn)換器(曲線82)的效率更低。取決于工作狀況，效率損耗的范圍為百分之幾到高于10%。曲線86圖示了在所有四個開關(guān)都經(jīng)常開關(guān)的完全Buck-boost模式下工作的Buck-boost轉(zhuǎn)換器55的效率，結(jié)果，其呈現(xiàn)了甚至比工作在boost模式(曲線84)下的同一Buck-boost轉(zhuǎn)換器更大的損耗和更差的效率。在輸出電壓稍高于或低于其輸入(即，在V。ut《Vin的地方)的單位轉(zhuǎn)換比附近，Buck-boost轉(zhuǎn)換器55必須工作在所有四個MOSFET都經(jīng)常開關(guān)的Buck-boost模式下。所得到的效率(曲線87)可能比傳統(tǒng)Buck或boost轉(zhuǎn)換器的效率(曲線81和82)低10%~20%。因此，使用Buck-boost轉(zhuǎn)換器以便于在寬范圍的電壓轉(zhuǎn)換比上進行工作的效率損失(efficiencypenalty)是相當大的。此外，轉(zhuǎn)換器在每當工作于單位電壓轉(zhuǎn)換比附近時都必須改變其工作模式。電荷泵轉(zhuǎn)換器開關(guān)電感器轉(zhuǎn)換器的一種替換方案是電荷泵，其為僅使用開關(guān)和電容器來通過時鐘或振蕩器驅(qū)動的電容器網(wǎng)絡(luò)的重復的電荷重新分配(即，連續(xù)充電和放電)來執(zhí)行電壓轉(zhuǎn)化的電壓轉(zhuǎn)換電路。電荷泵的優(yōu)點在于其可以以特定的電壓轉(zhuǎn)換比來呈現(xiàn)非常高的轉(zhuǎn)換效率(接近100%)。缺點在于其僅可以基于在其轉(zhuǎn)換器電路中使用的快速電容器(flyingcapacitor)的數(shù)目，來高效地生成作為預定倍數(shù)的輸入電壓的輸出電壓。當被用于生成除了選擇倍數(shù)的輸入電壓之外的電壓時，電荷泵呈現(xiàn)低效率。圖5A中的電荷泵90圖示了采用單個快速電容器93來作為"倍增器(doubler)"(即，用于將電池的輸入電壓加倍)的普通電荷泵的示例。電荷泵90包含以類似于H電橋的布置所配置的MOSFET92、91、94和95,只是H電橋的MOSFET95的源極這一個端子連接至電荷泵90的輸出端子和儲能電容器96、而不是連接至參考地。電荷泵90的工作包括對快速電容器93重復地充電和放電。在充電階段期間，在MOSFET92和95保持開路的同時，對角MOSFET94和91閉合，使得將電容器93充電至電壓Vbatt。其后，在電荷傳輸階段中，MOSFET94和91開路，MOSFET92和95閉合，并且能量從快速電容器93傳輸至輸出儲能電容器96，使得將輸出電壓Vcp升高到電池電壓Vbatt兩倍的值。13本質(zhì)上，開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的用途是在充電階段期間將快速電容器置于與電池相并聯(lián)，而在放電階段期間將快速電容器置于與電池相串聯(lián)，即，將其堆疊在電池正端子的頂部之上，如圖5B中的等效電路IOO所圖示的，其中，電壓源101表示電池輸入，充電至V^的電容器102表示快速電容器93。通過在電池的上部"堆疊"充電的快速電容器93，電荷泵的輸出電壓為各電壓之和，因而將電壓輸入加倍。然后以另一充電階段重復周期。圖5C圖示利用了兩個快速電容器114和115以及七個MOSFET111、112、113、116、117、118和119的網(wǎng)絡(luò)的電荷泵110。該網(wǎng)絡(luò)的用途是最初對串聯(lián)的電容器114和115進行充電，其中每一個電容器均被充電至電池電壓的一半(即，Vbatt/2)。在充電期間，MOSFETlll、112和113導通，而MOSFET116、117、118和119截止。在充電之后，充電的電容器114和115并聯(lián)連接，且連接至電池的正端子。通過導通MOSFET116、117、118和119來實現(xiàn)該連接。如圖5D的等效電路121中所示，對于1.5Vb甜的輸出電壓，所得到的輸出電壓等于Vbatt+Vbatt/2。如所示那樣，電池電壓源124和電容器122和123的并聯(lián)組合堆疊在相互之上。由于輸出電壓是其輸入電壓的1.5倍，因此有時將這種電荷泵稱為"分數(shù)"電荷泵。實際上，許多電荷泵拓樸都是可能的，但是大多數(shù)僅使用了一個或兩個快速電容器。單個快速電容器電荷泵僅能夠以其輸入的兩倍來高效地傳遞能量，亦或如果將電容器連接至電池的負端子以產(chǎn)生電池的鏡像負電壓(即，-Vbatt)，其也公知為反相器。圖5E的等效電路130中圖示了反相情況，其中，電池131用于將電容器132充電至低于參考地(即，以電池131的負端子為基準)的電壓。兩個晶體管的分數(shù)電荷泵可以用于產(chǎn)生等于一半輸入電壓的輸出電壓，如圖5F的等效電路135中所示，其中，在被充電至電池電壓136的一半之后，兩個電容器137和138然后以負電池電勢(參考地)為基準，以便生成等于+0.5Vbatt的正電勢?？商鎿Q地，可以將電容器的正側(cè)連接至參考地以便產(chǎn)生等于-0.5Vbatt的反相電勢。伴隨著電荷泵轉(zhuǎn)換器的問題是其僅以快速電容器的數(shù)目所確定的特定轉(zhuǎn)換倍數(shù)來高效地工作。換言之，它們不是電壓調(diào)節(jié)器。具體地，當期望的負載電壓V。ut偏離電容器網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的電壓Vcp時，轉(zhuǎn)換器不能適配(adapt)。為了橋接(bridge)電荷泵的輸出電壓Vcp和期望的輸出電壓V。ut之間的壓差，需要電阻器或電流源，并且損耗元件兩端的電壓導致能量損失和效率降低。在上面引用的申請No.[代理人案號No,AATI-19-DS-US]中，提供了對于電荷泵效率的分析。圖6A中針對包括倍增器(曲線151)、反相器(曲線152)和分數(shù)電荷泵(曲線153、154和155)的各種乘法器，圖形地圖示了單模電荷泵的效率等式。曲線156表示設(shè)計為生成等于其輸入電壓的輸出電壓的電荷泵的效率，其等同于線性調(diào)節(jié)器的最大理論效率(即，假設(shè)沒有靜態(tài)工作電流)。在每種情況下，隨著輸出電壓與輸入電壓的比值接近士)^V^的整數(shù)倍，電荷泵的效率增大。在該電壓比以上，電荷泵不能工作，并且必須釆用不同的電容器乘法器(即，不同的工作才莫式)。圖形150中所示的每條曲線均表示例如包括之前在圖5A-5F中所示的那些電荷泵的特定電荷泵電路。然而，除非負載工作在輸入電壓的整lt倍的嚴格的一半電壓處，否則使用一個或兩個電容器的電荷泵轉(zhuǎn)換器的效率將會受到損害。由于電池電壓可能隨著單元(cell)放電而顯著變化，因此這種特性(behavior)對于電池供電產(chǎn)品來說尤其是有問題的。例如,在Lilon電池的情況下，電壓在放電期間可衰減超過lV(表示25。/。的變化)。即使峰值效率在一個特定的工作狀況和電池電壓處可能較高，在電池放電曲線上平均化的轉(zhuǎn)換器總效率也較差。使用單模的電荷泵，加權(quán)平均效率可低于60%。用于改善轉(zhuǎn)換器的平均效率的一種方法是在一個電路內(nèi)自動地在轉(zhuǎn)換比IX、1.5X和2X之間切換模式。該特點對于在寬輸入范圍上提供固定電壓特別有用。圖6B中圖示了如下情況下的模式變化電荷泵的效率，所述情況為隨著電池衰退，三模轉(zhuǎn)換器電路從1X-電池-直接模式(其具有曲線163所示的效率)切換到1.5X-分數(shù)-模式(其具有曲線162所示的效率)，然后切換到2X-倍增器-模式(其具有曲線161所示的效率)。通過以該鋸齒形圖案來切換模式，由于未將輸出升高(pump)至相比于負載非常高的值，因此電荷泵轉(zhuǎn)換器的效率得到改善。不幸的是，仍然存在效率受到相當大損害的狀況。模式轉(zhuǎn)變在轉(zhuǎn)換比l(曲線163)之處的效率以及再次在轉(zhuǎn)換比1.5X(曲線162)之處的效率均呈現(xiàn)了顯著的改變。^t式轉(zhuǎn)變也可能導致電流和電壓的突然不連續(xù)，或者產(chǎn)生不穩(wěn)定或噪聲。為了確定需要什么樣的轉(zhuǎn)換比，圖形160還包括與分別產(chǎn)生3V、3.5V和4V的輸出電壓所需的輸入電壓范圍和轉(zhuǎn)換比有關(guān)的曲線166、165和164。具體地，對于稍微高于單位轉(zhuǎn)換比的情況，1.5X模式下的電荷泵不能很好地執(zhí)行，這不幸地表明甚至比電感式Buck-boost轉(zhuǎn)換器的效率更低的效率?，F(xiàn)有技術(shù)調(diào)節(jié)器中的壓降每當電壓轉(zhuǎn)換器的輸入和輸出電壓彼此之間接近于幾百毫伏的范圍內(nèi)(即，V。ut-Vin土200mv)時，轉(zhuǎn)換器的調(diào)節(jié)能力的品質(zhì)將受到損害。調(diào)節(jié)品質(zhì)的損失可以以多種方式來表示通過輸出電壓中的一次或重復的毛刺或者不連續(xù)，通過增大的紋波，或者通過調(diào)節(jié)在某個較窄電壓帶內(nèi)的完全喪失。調(diào)節(jié)在每當V。w接近于Vin時退化的現(xiàn)象稱為"壓降(dropout)",其意味著轉(zhuǎn)換器"掉出"調(diào)節(jié)。由于在壓降狀況期間，輸入端子本質(zhì)上與輸出端子電阻性地連接，因此圖1A的Buck轉(zhuǎn)換器和圖1B的boost轉(zhuǎn)換器兩者在其開關(guān)占空因子從D麗或D^跳至100%時將會暫時地喪失調(diào)節(jié)，并且在0=100%的時候完全喪失調(diào)節(jié)。雖然Buck-boost轉(zhuǎn)換器并不真正地呈現(xiàn)永久的壓降，但是每當轉(zhuǎn)換器模式從進入其Buck模式的Buck轉(zhuǎn)換器切換到其Buck-boost模式或者當從Buck-boost轉(zhuǎn)換切換到boost模式的模式轉(zhuǎn)換期間，其可能易于遭受電壓毛刺。正在開關(guān)的電路時，反之亦然。為了避免模式切換問題，可以使Buckboost轉(zhuǎn)換器連續(xù)地運行在所有四個功率器件都連續(xù)地開關(guān)的Buck-boost模式下，但是然后其效率在所有輸入輸出狀況和轉(zhuǎn)換比之下都退化。如之前所述那樣，電荷泵在不利用串聯(lián)連接的線性調(diào)節(jié)器以提供調(diào)節(jié)功能的情況下不能調(diào)節(jié)電壓。不幸的是，眾所周知如下的現(xiàn)象每當線性調(diào)節(jié)器的輸入與輸出端子兩端的AV變得太小時，所有的線性調(diào)節(jié)器都呈現(xiàn)調(diào)節(jié)(即，壓降)的喪失。本質(zhì)上，由于執(zhí)行調(diào)節(jié)的放大器的環(huán)路增益隨著其晶體管傳輸元件從用作電流源改變到用作可變電阻器而陡降，因此在線性調(diào)節(jié)器中出現(xiàn)壓降。如果該傳輸元件是雙極型晶體管，那么隨著器件晶體管從其有源工作區(qū)轉(zhuǎn)變至飽和，增益的損失出現(xiàn)在VcE的較小值處。在許多雙極線性調(diào)節(jié)器中，該壓降狀況出現(xiàn)在大于400mV之處。在所謂的"低壓降"線性調(diào)節(jié)器或"LDO"中，以能夠以更低的AV來作為電流源工作的MOSFET替換雙極傳輸元件，但是當功率MOSFET傳輸元件從其工作的飽和(即，恒定電流)區(qū)轉(zhuǎn)變?yōu)槠涔ぷ鞯木€性(即，阻性)區(qū)時，線性調(diào)節(jié)器的壓降仍然為200~300mV?？傊械默F(xiàn)有技術(shù)非隔離高效率轉(zhuǎn)換器都在接近單位1的電壓轉(zhuǎn)換比處呈現(xiàn)了壓降。模式切換、調(diào)節(jié)喪失和壓降可以被避免，但卻犧牲了效率。諸如反激(flyback)或正激(forward)轉(zhuǎn)換器之類的隔離轉(zhuǎn)換器能夠在無需切換模式的情況下而在單位轉(zhuǎn)換附近高效地工作，但是其使用物理上較大的抽頭電感器、耦合電感器和變壓器妨礙了它們在多數(shù)便攜式產(chǎn)品中的應(yīng)用?，F(xiàn)有技術(shù)的降壓-升壓轉(zhuǎn)換器的總結(jié)總之，現(xiàn)有的電荷泵轉(zhuǎn)換器、Buck-boost開關(guān)調(diào)節(jié)器和其它的電感式開關(guān)調(diào)節(jié)器都不能同時高效地對DC電壓進行升壓和降壓，尤其是對于單位1附近(其中，Vi^V。ut)的轉(zhuǎn)換比。所需要的是這樣的升壓-降壓轉(zhuǎn)換器其在輸入和輸出電壓的寬范圍上都是高效的，并且當其接近于或工作于單位電壓轉(zhuǎn)換比附近時，其不需要改變其工作模式。此外，轉(zhuǎn)換器應(yīng)該沒有壓降問題，使得即使在其被對于其輸入200mv之內(nèi)的輸出電壓(即，其中，V。utVin±200mV)的時候也能維持高品質(zhì)的調(diào)節(jié)。
發(fā)明內(nèi)容根據(jù)本發(fā)明，非隔離DC/DC轉(zhuǎn)換器包含升壓的開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器和開關(guān)電容器后置轉(zhuǎn)換器。升壓的開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器的輸出端子與開關(guān)電容器后置轉(zhuǎn)換器的輸入端子相連接。開關(guān)電容器后置轉(zhuǎn)換器可包含將其輸入端子處的電壓乘以整數(shù)或分數(shù)值的電荷泵，或者其可以是將其輸入端子處的電壓乘以負的整數(shù)或分數(shù)值的反相器。升壓的開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器可包括boost轉(zhuǎn)換器，其具有在串聯(lián)路徑中與低壓側(cè)開關(guān)連接的電感器，以及連接到該電感器和該低壓側(cè)開關(guān)之間的串聯(lián)路徑中的一點的浮空開關(guān)。在某些實施例中，每個浮空開關(guān)和低壓側(cè)開關(guān)均包含MOSFET。前置調(diào)節(jié)器對輸入電壓進行升壓，而后置轉(zhuǎn)換器可以以整數(shù)或分數(shù)值來對該電壓進行升壓或降壓，或者后置轉(zhuǎn)換器可以將該輸入電壓乘以負的整數(shù)或分數(shù)值。優(yōu)選地，由從前置調(diào)節(jié)器或后置轉(zhuǎn)換器的輸出端子延伸至脈寬調(diào)制單元(其控制前置調(diào)節(jié)器的占空因子)的反饋路徑來控制輸出電壓。在某些實施例中，反饋路徑包含電平移位單元或者修改反饋信號的其它電路。本發(fā)明的非隔離DC/DC轉(zhuǎn)換器能夠在不需要模式切換的情況下而在范圍為升壓到降壓轉(zhuǎn)換的寬范圍的電壓轉(zhuǎn)換比上工作。由于不受模式切換以及V。ut*Vin時的壓降問題的影響，因此即使在單位輸入與輸出電壓轉(zhuǎn)換比的附近，轉(zhuǎn)換器也不會遭受噪聲毛刺、較差調(diào)節(jié)以及不穩(wěn)定性。雖然轉(zhuǎn)換器包含開關(guān)電感器工作，但是其在非常高和非常低的占空因子處避免了困擾著傳統(tǒng)開關(guān)調(diào)節(jié)器的最小化脈寬問題，這些問題包括調(diào)節(jié)器的壓降、窄脈沖和相關(guān)聯(lián)的高電流尖峰(spike)、可變頻率工作、沒有足夠的時間來執(zhí)行先斷后接轉(zhuǎn)換。本發(fā)明的另一方面包括將第一DC電壓轉(zhuǎn)換為第二DC電壓的方法。該方法包括提供至少一個電感器和至少一個電容器；在第一時間間隔期間，將所述至少一個電感器的第一端子耦合至所述第一DC電壓；在第二時間間隔期間，允許所述至少一個電感器的所述第一端子浮空，從而在所述至少一個電感器的所述第一端子產(chǎn)生中間電壓；在第三時間間隔期間，將所述至少一個電容器的第一端子耦合至所述中間電壓，并且將所述至少一個電容器的第二端子耦合至第三電壓；以及在第四時間間隔期間，將所述至少一個電容器的所述第二端子耦合至所述中間電壓，并且將所述至少一個電容器的所述第一端子耦合至輸出端子，從而在該輸出端子處提供所述第二DC電壓。該方法的變型包含在第四時間間隔期間，將所述至少一個電容器的所述第二端子耦合至第四電壓，并且將所述至少一個電容器的所述第一端子耦合至輸出端子；或者將所述至少一個電容器的所述第一端子耦合至參考地，并且將所述至少一個電容器的所述第二端子耦合至輸出端子。圖lA是現(xiàn)有技術(shù)的同步Buck轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖IB是現(xiàn)有技術(shù)的同步boost轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖2A是示出關(guān)于傳統(tǒng)Buck和boost轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比相對于占空因子的圖形。圖2B是示出關(guān)于傳統(tǒng)Buck和boost轉(zhuǎn)換器的效率相對于電壓轉(zhuǎn)換比的圖形。圖3A是級聯(lián)的Buck-boost轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖3B是級聯(lián)的boost-Buck轉(zhuǎn)換器的電路圖。18圖3C是替代的級聯(lián)boost-Buck轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖3D是Buck-boost轉(zhuǎn)換器在僅Buck模式下的等效電路圖。圖3E是Buck-boost轉(zhuǎn)換器在僅boost模式下的等效電路圖。圖4是示出Buck轉(zhuǎn)換器、boost轉(zhuǎn)換器和Buck-boost轉(zhuǎn)換器的效率相對于電壓轉(zhuǎn)換比的圖形。圖5A是2X(倍增器)電荷泵的電路圖。圖5B是2X電荷泵在放電階段期間的等效電路圖。圖5C是1.5X分數(shù)電荷泵的電路圖。圖5D是1.5X電荷泵在放電階段期間的等效電路圖。圖5E是-1X(反相器)電荷泵在放電階段期間的等效電路圖。圖5F是0.5X電荷泵在放電階段期間的等效電路圖。圖6A是關(guān)于單模電荷泵的效率相對于轉(zhuǎn)換比的圖形。圖6B是關(guān)于三模電荷泵的效率相對于轉(zhuǎn)換比的圖形。圖7是關(guān)于各種輸出電壓的電壓轉(zhuǎn)換比相對于輸入電壓的圖形。圖8是根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)LCUX轉(zhuǎn)換器的概括示意電路圖。圖9是開關(guān)LCUX轉(zhuǎn)換器的運行模型框圖。圖10A是0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的一個實施例的電路圖。圖10B是0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的替代實施例的電路圖。圖10C是0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器在勵磁和放電階段期間的等效電路圖。圖10D是0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的等效電路圖。圖IIA是圖示具有1芯Lilon電池的0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的工作的圖形。圖11B是圖示具有2芯NiMH電池的0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的工作的圖形。圖11C是圖示具有3芯NiMH電池的0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的工作的圖形。圖12A是針對0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器來示出作為Vin的函數(shù)的V。ut的圖形。圖12B是針對0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器來示出作為前置調(diào)節(jié)器的占空因子的函數(shù)的轉(zhuǎn)換比V。ut/Vin的半對數(shù)圖形。圖12C是針對0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器來示出作為前置調(diào)節(jié)器的占空因子的函數(shù)的轉(zhuǎn)換比V。ut/Vin的線性圖形。圖13A是示出作為前置調(diào)節(jié)器的電壓轉(zhuǎn)換比的函數(shù)的、0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器中的前置調(diào)節(jié)器的效率的圖形。圖13B是示出作為后置轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比的函數(shù)的、0.5XLCUD轉(zhuǎn)換19器中的后置轉(zhuǎn)換器的效率的圖形。圖13C是示出作為轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比的函數(shù)的、0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的效率的圖形。圖14A是0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的預充電或旁路工作模式的等效電路圖。圖14B是0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的僅boost工作模式的等效電路圖。圖14C是0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的僅分數(shù)電荷泵工作模式的等效電路圖。圖15是示出替代工作模式下的0.5XLCUD調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器中的前置調(diào)節(jié)器的中間輸出電壓的圖形。圖16A是2XLCUU轉(zhuǎn)換器的功能框圖。圖16B是1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器的功能框圖。圖17A是2XLCUU轉(zhuǎn)換器的實施例的電路圖。圖17B是2XLCUU轉(zhuǎn)換器在勵磁和放電階段期間的等效電路圖。圖17C是2XLCUU轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的等效電路圖。圖18A是示出作為時間的函數(shù)的、具有1芯NiCd電池的2XLCUU轉(zhuǎn)換器的工作的圖形。圖18B是針對1芯和2芯NiMH以及1芯堿性電池所提供的輸入電壓范圍來示出作為2XLCUU轉(zhuǎn)換器的Vin的函數(shù)的V。ut的圖形。圖18C是針對1芯和2芯NiMH以及1芯堿性電池所提供的輸入電壓范圍來示出作為1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器的Vin的函數(shù)的V。ut的圖形。圖19A是1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器的實施例的電路圖。圖19B是1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器在勵磁和放電階段期間的等效電路圖。圖19C是1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的等效電路圖。圖20是作為2X和1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器中的前置調(diào)節(jié)器的占空因子的函數(shù)的電壓轉(zhuǎn)換比的圖形。圖21A是反相-1XLCUI轉(zhuǎn)換器的功能框圖。圖21B是反相-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器的功能框圖。圖22A是-1XLCUI轉(zhuǎn)換器的實施例的電路圖。圖22B是-lXLCUI轉(zhuǎn)換器在勵^磁和放電階段期間的等效電路圖。圖22C是-lXLCUI轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的等效電路圖。圖23A是-1XLCUI轉(zhuǎn)換器的替代實施例的電路圖。圖23B是-lXLCUI轉(zhuǎn)換器在勵磁和放電階段期間的等效電路圖。圖23C是-lXLCUI轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的等效電路圖。圖24A是-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器的電路圖。圖24B是-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器在勵》茲和放電階段期間的等效電路圖。圖24C是-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的等效電路圖。圖25A是針對1芯和2芯NiMH以及1芯堿性電池所提供的輸入電壓范圍來示出作為-lXLCUI轉(zhuǎn)換器的Vin的函數(shù)的Vy和V。ut的圖形。圖25B是針對1芯Lilon電池所提供的輸入電壓范圍來示出作為-0.5X和-IXLCUI轉(zhuǎn)換器的Vin的函數(shù)的Vy和V。ut的圖形。圖25C是示出作為時間的函數(shù)的、具有1芯Lilon電池的-0.5XLCUU轉(zhuǎn)換器的工作的圖形。圖25D是作為-lX和-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器中的前置調(diào)節(jié)器的占空因子的函數(shù)的電壓轉(zhuǎn)換比的圖形。圖26A是0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的功能表示。圖26B是0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器在放電階段期間的功能表示。圖26C是2XLCUU轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的功能表示。圖26D是2XLCUU轉(zhuǎn)換器在放電階段期間的功能表示。圖26E是1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的功能表示。圖26F是1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器在放電階段期間的功能表示。圖26G是-lXLCUI轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的功能表示。圖26H是-lXLCUI轉(zhuǎn)換器在放電階段期間的功能表示。圖261是-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器在充電階段期間的功能表示。圖26J是-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器在放電階段期間的功能表示。圖27A是包括電流鏡的反饋電平移位電路的電路圖。圖27B是包括電阻分壓器的反饋電平移位電路的電路圖。圖27C是包括反相電流鏡的反饋電平移位電路的電路圖。圖27D是包括反相電流鏡的反饋電平移位電路的替代實施例的電路圖。圖28A是包括二極管"OR(或)"的電壓選擇器電路的電路圖。圖28B是包括二極管和MOSFET的電壓選擇器電路的電路圖。圖28C是包括MOSFET"OR"的電壓選擇器電路的電路圖。圖28D是包括SPDT選擇器的電壓選擇器電路的電路圖。2具體實施例方式圖7是圖形地圖示了對于范圍為1.8V6.6V的輸入的、在各個電壓輸出處工作的DC/DC轉(zhuǎn)換器的必要的電壓轉(zhuǎn)換比V。ut/Vin。曲線181圖示了對于4.5V-5.5V的輸入范圍，將5V輸出調(diào)節(jié)至士l。/。的精度要求在單位轉(zhuǎn)換比之上或之下進行工作，這意味著需要升壓-降壓調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器保持比AC/DC墻壁適配器(walladapter)所通常保證的±5%或±10%的精度更嚴格的容限。對于升壓-降壓轉(zhuǎn)換的另一需要出現(xiàn)在當使用鋰離子電池來產(chǎn)生其寬電壓范圍中間的電壓時。例如，圖7中的曲線182、183和184分別圖示了4V、3.6V和3.3V的輸出。由于這些負載電壓落入Lilon電池的正常方文電電壓范圍4.2-3V之內(nèi)，因此轉(zhuǎn)換器必須在單元電池(cell)的放電周期開始時、以低于單位1的電壓轉(zhuǎn)換比在降壓模式下進行調(diào)節(jié)，并且隨著單元電池的電壓衰減而以高于單位1的轉(zhuǎn)換比來在升壓模式下進行調(diào)節(jié)。曲線185圖示了理論上應(yīng)該僅需要降壓轉(zhuǎn)換的3V輸出，但是由于之前所述壓降(dropout)問題，因此提供3V輸出的Lilon電池必須在3.2V以上關(guān)斷，從而浪費了有用的電池壽命。處于研發(fā)中的新一代Lilon的單元電池可以允許工作在低至2.7V，使得需要利用如曲線186所示的用于2.7V輸出的升壓-降壓轉(zhuǎn)換。如曲線187所示，在2.5V的電池狀況處，壓降問題可能也甚至需要使用升壓-降壓轉(zhuǎn)換器來提供受調(diào)的2.5V輸出。然而，如果升壓-降壓轉(zhuǎn)換導致效率損失超過由擴展的電池范圍所獲得的額外工作時間，那么完全失去了使用能夠進行更低電壓工作的電池的使用壽命好處。類似地，由于2芯連接的鎳氫(MMH)或鎳鎘(NiCd)電池的輸出范圍為2.4V下至1.8V,因此所關(guān)心的壓降使得難以從所述2芯連接的4臬氫(NiMH)或鎳鎘(NiCd)電池來保證1.8V的受調(diào)的輸出，如曲線188所示。在2V電池狀況處的停止使用不可接受地浪費了高于一半的電池充電壽命。需要高效的低壓降升壓-降壓轉(zhuǎn)換器的其它示例是所設(shè)計用于以兩個NiMH干電池、兩個堿性電池或者單芯Lilon電池來工作的電源。由于在充電期間，2個串聯(lián)單元電池的NiMH電池組的輸出電壓范圍為1.8V2.4V,2個串聯(lián)單元電池的堿性電池的輸出電壓范圍是1.8V上至3.4V，并且單芯Lilon電池的輸出電壓范圍為4.2V下至3V或者甚至2.7V,那么來自于這些源的介于4,2V和1.8V之間的任何輸出電壓(其包括曲線182-188所表示的輸出電壓)都需要升壓-降壓轉(zhuǎn)換器以使得效率和電池壽命最大化。如果我們還考慮到一些系統(tǒng)允許來自AC/DC墻壁適配器的、要在不存在電池的情況下連接到系統(tǒng)的DC/DC轉(zhuǎn)換器的DC輸出，那么提供給轉(zhuǎn)換器的輸入電壓可以顯著地比在存在電池的情況下更高，并且可達到6.5V那么高。當存在電池并且充電器斷開時，輸入電壓可如1.8V那么低。在這些情況下，曲線181~188所表示的每一輸出電壓(即，從5V下至1.8的輸出)都需要升壓-降壓轉(zhuǎn)換器。如今，大多數(shù)電氣負載都是通過僅升壓或者僅降壓轉(zhuǎn)換器來提供的，并且電池被過早地關(guān)斷以避免需要升壓-降壓轉(zhuǎn)換，其甚至是以浪費電池中可使用的存儲電荷為代價的。因此，除了極端情形之外，不惜代價地避免了升壓-降壓轉(zhuǎn)換。由于現(xiàn)有升壓-降壓轉(zhuǎn)換器中發(fā)現(xiàn)的較差效率、模式切換、噪聲毛刺、調(diào)節(jié)壓降(dr叩out)以及較差調(diào)節(jié)，因此DC/DC轉(zhuǎn)換器、電荷泵或線性調(diào)節(jié)器在這么多情形下對于升壓-降壓轉(zhuǎn)換的需求都是非常有問題的，并且其與如今強調(diào)效率的消費者市場的需要相沖突。新的DC/DC轉(zhuǎn)換器拓樸本發(fā)明介紹了如下的新的非隔離DC/DC轉(zhuǎn)換器和電壓調(diào)節(jié)拓樸其能夠在不需要模式切換的情況下而在范圍為升壓到降壓轉(zhuǎn)換的寬范圍的電壓轉(zhuǎn)換比上工作。由于不受模式切換以及V。u^Vin時的壓降問題的影響，因此即使在單位輸入與輸出電壓轉(zhuǎn)換比的附近，轉(zhuǎn)換器也不會遭受噪聲毛刺、較差調(diào)節(jié)以及不穩(wěn)定性。雖然轉(zhuǎn)換器包含開關(guān)電感器工作，但是其在非常高和非常低的占空因子處避免了困擾著傳統(tǒng)開關(guān)調(diào)節(jié)器的的最小脈寬問題，這些問題包括調(diào)節(jié)器壓降、窄脈沖和相關(guān)聯(lián)的高的電流尖峰(spike)、可變頻率工作、和沒有足夠的時間來執(zhí)行先斷后接序列(sequence)。相比之下，現(xiàn)有技術(shù)的非隔離DC/DC轉(zhuǎn)換器在極端(extreme)的占空因子處以及單位電壓轉(zhuǎn)換比附近遭受著一個或多個上述問題。所公開的方法和裝置可以用于需要升壓-降壓轉(zhuǎn)換的應(yīng)用中，并且避免了現(xiàn)有的Buck-boost和反激轉(zhuǎn)換器中的問題。雖然本發(fā)明的某些實施例提供了升壓-降壓轉(zhuǎn)換器的實施方案，但是變型包括能夠產(chǎn)生負(即，低于參考地)電源電壓的改善的僅降壓的調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器和DC/DC反相器。本發(fā)明的DC/DC轉(zhuǎn)換器總的來說包含三種新的轉(zhuǎn)換器拓樸以及其變型，通過縮寫詞將其稱為*LCUD—開關(guān)電感器-電容器升壓-降壓轉(zhuǎn)換器*LCUU—開關(guān)電感器-電容器升壓-升壓轉(zhuǎn)換器*LCUI—開關(guān)電感器-電容器升壓-反相轉(zhuǎn)換器(反相器)具體地，本發(fā)明涉及這樣的開關(guān)-電感器-電容器調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器，其包含供應(yīng)給(b)開關(guān)電容器升壓、降壓或反相后置轉(zhuǎn)換器的(a)電感地(inductively)實施的升壓前置調(diào)節(jié)器。作為命名原則，縮寫詞中的詞首"L"表示轉(zhuǎn)換器的第一(或前置調(diào)節(jié)器)級中的能量存儲元件(即，線圏或電感器)，縮寫詞中的"C"表示第二(或后置轉(zhuǎn)換器)級中的電容式能量存儲元件?？s寫詞中的第三個字符"U"描述了作為升壓轉(zhuǎn)換器的前置調(diào)節(jié)器，其意味著在將正輸入電壓作為中間電壓提供給后置轉(zhuǎn)換器的輸入端子之前而將其量值增大?？s寫詞中的第四個字符一"D"、"U，，或'T，一描述后置轉(zhuǎn)換器是將前置調(diào)節(jié)器的輸出降壓還是升壓，還是將其反相。例如，對于正電壓，"升壓"意味著生成更大的正電壓，"降壓"意味著生成更低的正電壓，而反相意味著生成具有相反極性的電壓?？s寫詞LCUD、LCUU和LCUI所描述的這些拓樸在其對于不同應(yīng)用的效用中變化，并且可以共同地描述為LCUX調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器，分別地，對于升壓，X是指變量U;對于降壓，X是指變量D;對于反相，X是指變量I。上面引用的申請No.[代理人案號No,AATI-19-DS-US]描述了如下的開關(guān)電感器-電容器轉(zhuǎn)換器，其包括由開關(guān)電容器降壓、升壓或反相后置轉(zhuǎn)換器跟隨的開關(guān)電感器降壓型前置調(diào)節(jié)器。這些LCDX型調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器總共包含以下*LCDU—開關(guān)電感器-電容器降壓-升壓轉(zhuǎn)換器*LCDD—開關(guān)電感器-電容器降壓-降壓轉(zhuǎn)換器*LCDI—開關(guān)電感器-電容器反相-降壓轉(zhuǎn)換器(反相器)均與本申請同時提交并且通過引用其整體而將其每一個均合并于此的、名稱為"High-EfficiencyDC/DCVoltageConverterIncludingCapacitiveSwitchingPre-ConverterandUpInductiveSwitchingPost-Regulator"的相關(guān)申請No.[代理人案號No.AATI-20-DS-US]以及名稱為"High-EfficiencyDC/DCVoltageConverterIncludingCapacitiveSwitchingPre-ConverterAndDownInductiveSwitchingPost-Regulator"的相關(guān)申請No.[代理人案號No,AATI-22-DS-US]描述了如下的開關(guān)電容器-電感器調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器，其具有包含開關(guān)電容器級的前置轉(zhuǎn)換器以及包含開關(guān)電感器級的后置調(diào)節(jié)器。開關(guān)電容器-電感器(LCUX)調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器圖8圖示了這樣的開關(guān)LCUX轉(zhuǎn)換器200,其包括將中間電壓Vy提供給后置轉(zhuǎn)換器233(其包含開關(guān)電容器轉(zhuǎn)換器233)的升壓、開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器232。后置轉(zhuǎn)換器233包含具有電壓轉(zhuǎn)換比n的電荷泵207。輸出電壓V。ut用作反饋來控制前置調(diào)節(jié)器232的工作狀況和輸出。為了最優(yōu)效率，調(diào)節(jié)前置調(diào)節(jié)器232以便于將輸出Vy維持在期望輸出電壓V。ut的1/n倍。在閉環(huán)回路中，組合的前置調(diào)節(jié)器232和后置轉(zhuǎn)換器233動態(tài)地調(diào)整輸出電壓以產(chǎn)生處于期望電壓V。ut的、調(diào)節(jié)良好的輸出。在轉(zhuǎn)換器200之內(nèi)，開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器232包含PWM控制器211、先斷后接柵極緩沖器212、低壓側(cè)N溝道功率MOSFET201、具有本征PN二極管205的浮空同步整流功率MOSFET204、以及電感器202。濾波電容器206連接在前置調(diào)節(jié)器232的輸出端子的兩端之間以確保穩(wěn)定性、降低紋波和改善瞬態(tài)響應(yīng)。在本發(fā)明的該實施例中，盡管可以使用任何升壓開關(guān)電感器DC/DC轉(zhuǎn)換器，但是將升壓開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器拓樸地配置為同步boost轉(zhuǎn)換器。例如，可以去除MOSFET204，并且可以以肖特基整流器來替換二極管205以便實施代替所示同步boost轉(zhuǎn)換器的傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器?？商娲兀龎洪_關(guān)電感器DC/DC轉(zhuǎn)換器可包含反激轉(zhuǎn)換器、正激轉(zhuǎn)換器、Buck轉(zhuǎn)換器或電橋轉(zhuǎn)換器。以斜坡發(fā)生器時鐘213確定的固定頻率O來工作的PWM控制器211通過響應(yīng)于其反饋輸入改變前置調(diào)節(jié)器232的占空因子D，來對低壓側(cè)N溝道MOSFET201的導通時間進行控制。如下面所述的那樣，占空因子D定義為低壓側(cè)MOSFET201被導通以對電感器202勵i茲的時間的百分數(shù)?？商娲兀琍WM控制器211可以在N溝道201的導通時間固定或可變的情況下來以可變頻率工作。每當N溝道MOSFET201導通時，電流從前置調(diào)節(jié)器232的輸入端子(Vbatt)流過電感器202。從而將電感器202勵磁，使得存儲了等于^LP的數(shù)量的能量并且抵抗了電流中的任何快速變化。在開關(guān)頻率①之處，電感器202中的電流不能響應(yīng)于PWM控制器211提供的脈寬調(diào)制來在許多時鐘周期上對MOSFET201的快速開關(guān)進行反應(yīng)，從而電感器用作平均電流緩慢地變化的、幾乎沒有損耗的電流源。在電感器202被勵磁的間隔期間，沒有能量25從電池或電感器202流到后置轉(zhuǎn)換器233,并且輸出電容器210提供負載216所需的任何電流。每當?shù)蛪簜?cè)MOSFET201不導通時，電感器202將中間電壓VJ區(qū)動至高于轉(zhuǎn)換器200的輸出電壓V。ut,使得將二極管205正向偏置并且允許電感器202中的電流不中斷地流動(即，再循環(huán))通過濾波電容器206和電荷泵207。如果兩MOSFET201和204均截止，那么消耗在二極管205中的能量等于II*Vf,其中，Vf是PN結(jié)二極管205兩端的正向電壓。浮空同步整流MOSFET204在每當N溝道MOSFET201截止時的所有或某部分時間內(nèi)導通，使得將來自二極管205的電流旁路并且通過浮空MOSFET204的通道而將所述再循環(huán)電流重新定向。由于MOSFET204僅在整流二極管205導通的時候?qū)?，因此其作?同步，，整流器來工作(雖然MOSFET204的導通可能僅出現(xiàn)在二極管205導通的部分時間期間)。因此就MOSFET204在每當二極管205反向偏置(不導通)時而總是截止(不導通)的意義來說，MOSFET204與二極管205"同步"。當同步整流MOSFET204導通電流時，MOSFET204兩端的壓降等于ILRDS(on)，并且其瞬時功耗為IL2RDS(on)。可替代地，如在同時隨同提交并且通過引用其整體而合并于此的、名稱為"Low-NoiseDC/DCConverterWithControlledDiodeConduction"的申i青No.[代理人案號No.AATI-18-DS-US]中所述的那樣，同步整流MOSFET可能保持導通，但是當其并非作為完全導通的器件來工作時，其以某方式受控用于限制其漏極電流的量值。通過在電阻開關(guān)狀態(tài)和低電流恒定電流模式之間進行交替，該方法降低了開關(guān)電感器轉(zhuǎn)換器中的電噪聲。先斷后接緩沖器212確保低壓側(cè)功率MOSFET201和浮空功率MOSFET204永遠不會同時導通以防止與負載短路的直通導通。直通導通(輸入由于交疊導通的"急劇短路")是導致能量浪費、效率損失以及MOSFET器件可能損壞的不期望狀況。雖然BBM間隔必須足夠長以防止直通，然而，由于過長的BBM間隔強制二極管205更長時間地傳送電流并且消耗更多的能量，因此其也是不期望的。除了BBM時間段之外，同步整流MOSFET204應(yīng)該在每當?shù)蛪簜?cè)MOSFET201截止時理想地開啟并且導通。然而，在某些環(huán)境中，過早地關(guān)斷同步整流MOSFET204或者根本不將其開啟可能是有益的。例如，在非常低的輸出電流處，如果MOSFET204在延長的持續(xù)時間內(nèi)保持導通，那么可能出現(xiàn)不想要的振蕩以及反向電流。將MOSFET204關(guān)斷禁止了通道導通，并且處于反向偏置狀況下的二極管205防止了反向電流導通，使得改善了轉(zhuǎn)換器200的輕負載效率?？商娲?，如上面引用的申請No.[代理人案號No.AATI-19-DS-US]中所述，同步整流MOSFET204可保持導通，但是在其不是作為完全導通的器件來工作時，其以某方式受控用于限制其漏極電流的量值。以使得其在電阻開關(guān)狀態(tài)和低電流的恒定電流模式之間交替的方式操作同步整流MOSFET減小了電噪聲。后置轉(zhuǎn)換器233中的電荷泵207以因子"n"來縮放電感式前置調(diào)節(jié)器232所傳遞的電壓Vy，以便產(chǎn)生輸出電壓V。ut。包含電容器208和可選電容器209或更多電容器的電荷泵207包括產(chǎn)生各種電壓乘法因子(包含倍增、反相、分數(shù)或分數(shù)-反相)的開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)。在中間電壓Vy處偏置的節(jié)點將輸入形成到電荷泵207，并且取決于各種設(shè)計考慮，其可以通過濾波電容器206而被連接到參考地。電荷泵207的輸出被輸出電容器210濾波。更詳細地，轉(zhuǎn)換器200使用升壓開關(guān)電感器boost前置調(diào)節(jié)器232來將輸入電壓Vbatt轉(zhuǎn)換為中間電壓Vy。然后使用具有快速電容器208和(可選的)209的電容器網(wǎng)絡(luò)，以因子nX來縮放該電壓Vy。開關(guān)電容器后置轉(zhuǎn)換器233的轉(zhuǎn)換比nX可以是升壓、降壓或反相。開關(guān)LCUD轉(zhuǎn)換器的后置轉(zhuǎn)換器233中的降壓轉(zhuǎn)換可以包括11=0.5的雙電容器分數(shù)實施方案。如果后置轉(zhuǎn)換器233執(zhí)行升壓轉(zhuǎn)換，例如，實施11=2的單電容器倍增器或n=1.5的雙電容器分數(shù)版本，那么轉(zhuǎn)換器200作為LCUU(升壓-升壓)轉(zhuǎn)換器來工作。反相形式的后置轉(zhuǎn)換器233可以利用n=-l的單電容器電路或者n;0.5的分數(shù)型雙電容器。遵循上面定義的命名原則，可以將這種反相器稱為CLUI轉(zhuǎn)換器。在優(yōu)選實施例中，輸出電壓V。w作為反饋信號VpB而被發(fā)送至電平移位器214的輸入端子。電平移位器214將反饋信號Vra轉(zhuǎn)換為用于控制PWM電路211的反饋信號VFBin。可替代地，中間電壓Vy可用于控制PWM電路211。如下面所示那樣，Vy的值在設(shè)置LCUX轉(zhuǎn)換器200的總效率時非常重要。在優(yōu)選實施例中，電平移位器214產(chǎn)生的電壓Vrain應(yīng)該將Vy的值強制為電壓V。ut/n。在LCUD或LCUU轉(zhuǎn)換器的情況下，電平移位器214可包含用作分壓器的兩個電阻器的網(wǎng)絡(luò)(未示出)。在LCUI反相器中，在電平移位器214中通常采用替代電路(下面描述)。LCUX轉(zhuǎn)換器200的另一特征是使用時鐘213來控制前置調(diào)節(jié)器232中的MOSFET201和204以及后置轉(zhuǎn)換器233中的電荷泵207的開關(guān)。通過將開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器和開關(guān)電容器后置轉(zhuǎn)換器電路同步，可以極大地降低中間濾波電容器206的尺寸，或者在某些情況下可以將其完全地去除。通過Vy來調(diào)節(jié)VoutLCUX轉(zhuǎn)換器的一個未預料到的方面是其總效率r)對于中間電壓Vy的值的依賴。另一重要方面是可以以閉環(huán)反饋來控制電壓Vy以便改善轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)調(diào)節(jié)的方式。為了更好地理解這些考慮，圖9的運行;漠型230可用于控制分析和估計效率。如所示那樣，從產(chǎn)生中間電壓Vy的輸入電壓Vin對升壓前置調(diào)節(jié)器232進行供電。在LCUD拓樸中，前置調(diào)節(jié)器232作為升壓轉(zhuǎn)換器來工作，4吏得提供由下面式子所給出的輸出電壓其中，D是低壓側(cè)MOSFET210的占空比，其范圍介于0%和100%之間。圖12A中圖形地表示了該調(diào)節(jié)的升壓轉(zhuǎn)換，其中，將變化的因子1/(l-D)與電池電池輸入電壓Vb幼(曲線391)相乘以生成6.6V的恒定電壓Vy(曲線392)。再次參見圖9,Vy繼而對開關(guān)電容器后置轉(zhuǎn)換器233進行供電以產(chǎn)生電壓Vz。后置轉(zhuǎn)換器233的轉(zhuǎn)換比由下面的式子給出^;-"^或者后置轉(zhuǎn)換器233的電壓轉(zhuǎn)換比Vz/Vy等于〖=其中，取決于后置轉(zhuǎn)換器233中的電容器的數(shù)目和開關(guān)配置，n具有例如等于2、1.5、0.5、-0.5或-1.0的離散、量化值。例如，在圖12A中，在n=0.5的情況下，降壓后置轉(zhuǎn)換器233將Vy中間電壓(曲線392)減半為恒定3.3V(曲線393)。再次參考圖9，輸入電壓源231對整個LCUX轉(zhuǎn)換器進行供電。該電源28，但是其通常包含Lilon電池。在電池的情況下，除了當某些壓降可能發(fā)生在電池組內(nèi)部時的高電流瞬間的情況之外，單元電池電壓V;tt基本上等于Vin，這進一步例示了對于調(diào)節(jié)電壓轉(zhuǎn)換器的需要。如所示那樣，LCUX轉(zhuǎn)換器200的輸出對在電壓V。ut(轉(zhuǎn)換器200的期望輸出電壓)處工作的負載235進行供電。寄生損耗元件234被示意性地包括，以便對在后置轉(zhuǎn)換器233的輸出電壓Vz和供給負載235所需的輸出電壓V。ut之間的電壓不匹配的影響進行建模。假設(shè)后置轉(zhuǎn)換器233的輸出電壓Vz基本上與期望的輸出電壓V。ut相同，則損耗寄生元件234兩端的電壓AV可以忽略，并且V。ut-Vz。將上面的等式進行組合，產(chǎn)生如下的關(guān)系由此，LCUX轉(zhuǎn)換器200的電壓轉(zhuǎn)換比等于根據(jù)該關(guān)系，我們可以做出如下的重要觀察前置調(diào)節(jié)器232的占空因子依賴項1/(l-D)與后置轉(zhuǎn)換器233的轉(zhuǎn)換比"n"之乘積產(chǎn)生轉(zhuǎn)換器200的輸出與輸入比。本質(zhì)上，為了適當?shù)卣{(diào)節(jié)輸出電壓V。ut,必須動態(tài)地改變占空因子D、轉(zhuǎn)換比n或者兩者，以便補償輸入電壓Vin的變化。例如，使用0.5X后置轉(zhuǎn)換器(例如除以2的分數(shù)電荷泵)，LCUX轉(zhuǎn)換比變?yōu)長CUD轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換比k蘭、1-D圖12A中的點劃線394圖示了該0.5X型LCUD轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換比。曲線394在單位1之上和之下變化，其具有范圍大致介于0.67和上至1.6之間的量值。在點395處(即，在Vf3.3V的地方)，電壓轉(zhuǎn)換比是單位l,并且轉(zhuǎn)換器200工作在升壓和降低轉(zhuǎn)換之間的邊緣。注意，LCUD轉(zhuǎn)換器200在不曾改變工作沖莫式的情況下經(jīng)過該單位轉(zhuǎn)換狀況。進一步分析0.5X型LCUD轉(zhuǎn)換器200，圖12C的圖形420圖示了其電壓轉(zhuǎn)換比反相地(即，雙曲線地)依賴于其占空因子D,如曲線422所示，其在形狀上類似于Vy(曲線421)，但是將Vy的值減半。圖12B的半對數(shù)圖形410中的曲線412進一步圖示了轉(zhuǎn)換比對于D的依賴，曲線412具有描述前置調(diào)節(jié)器232的輸出與輸入比的Vy(曲線411)的斜率的一半。注意，在后置轉(zhuǎn)換器29233具有0.5的電壓傳輸特性的情況下，LCDU調(diào)節(jié)器以舒適的50%的占空因子呈現(xiàn)了單位轉(zhuǎn)換比。雖然轉(zhuǎn)換器理論上能夠?qū)⑤敵鲭妷罕戎祻牧阏{(diào)節(jié)到輸入電壓的兩倍，但是由于需要較窄的導通或截止脈沖(其是難以控制的)，因此低于10%的占空因子或高于90%的占空因子的工作是復雜的。相反，即使通過將轉(zhuǎn)換器限制至范圍從10%~90%的占空因子，0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器的輸出電壓也覆蓋了從最小降壓因子(大致為0.5倍的輸入)到最大升壓因子(5倍的輸入)的較寬范圍-超過量值的數(shù)量級(order)的電壓轉(zhuǎn)換比。在單位轉(zhuǎn)換比處，前置調(diào)節(jié)器232的占空因子僅為50%。在50%的占空因子處，開關(guān)轉(zhuǎn)換器可以容易地實施用于高頻處的工作，而不受傳統(tǒng)Buck、boost以及Buck-boost轉(zhuǎn)換器拓樸所遭受的占空因子中的有問題的極限值(problematicextreme)的限制。下面考慮LCUX轉(zhuǎn)換器針對n的其它值的工作。作為示例，這里包括分數(shù)或0.5X型LCUD調(diào)節(jié)器。為最大轉(zhuǎn)換器效率來控制Vy也可以使用圖9的運行模型230來估計LCUX轉(zhuǎn)換器200的效率。對于前置調(diào)節(jié)器232,輸入能量由Pin產(chǎn)Iin.Vin給出，同時輸出能量由P。utl=Iy*Vy給出。那么前置調(diào)節(jié)器232的效率可以表示為圖13A在圖形430中圖示了前置調(diào)節(jié)器232的效率Tii相對恒定并且不依賴于其電壓轉(zhuǎn)換比Vy/Vin。取決于工作狀況、功率MOSFET電阻以及工作電流，典型值的范圍為93%~89%。當將能量傳遞至工作在其輸出電壓Vz的負載時，后置轉(zhuǎn)換器233中的電荷泵通常在96%的范圍中具有最大效率。由于電荷泵只是轉(zhuǎn)換器而不是調(diào)節(jié)器，因此其效率的分析必須考慮在其輸出和對電氣負載供電所需的期望電壓之間存在不匹配時的情況。具體地，如果后置轉(zhuǎn)換器的輸出Vz由于任何原因而與期望的輸出電壓V。ut不同，那么電壓誤差AV:Vz-V。ut不再可忽略，并且會產(chǎn)生額外的效率損耗。即使損耗元件234并不真正地調(diào)節(jié)電壓，該AV不匹配也導致具有與線性調(diào)節(jié)器中的損耗相同的算術(shù)形式△V/Vin的損耗。具體地，可以將該損耗定義為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage31</formula>其中，Vz>V。ut。那么與損耗元件234有關(guān)的第三級的效率可以由下面的式子給出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage31</formula>其中V。ut《Vz,即，最大的理論效率被限制為100%。根據(jù)傳輸函數(shù)V^i^Vy,那么<formula>formulaseeoriginaldocumentpage31</formula>包括電荷泵207的效率，后置轉(zhuǎn)換器233具有下面式子給出的效率圖13B中圖示了包含AV負載不匹配的、后置轉(zhuǎn)換器233的該效率等式，其中，在圖形440中分別針對曲線441和442所示的理想的和實際的靜態(tài)電流，相對于其效率Tipe來繪制了后置轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比V。ut/Vy。在這兩種情況下，后置轉(zhuǎn)換器233的效率在V。u/Vy等于轉(zhuǎn)換比"n"時(即，當V。ut=n*Vy時)達到其峰值。例如，在n-0.5的分數(shù)型轉(zhuǎn)換器中，LCUD轉(zhuǎn)換器的最大輸出電壓出現(xiàn)在V。u產(chǎn)0.5Vy時。Vy從該狀況的任何偏差將降低LCUD轉(zhuǎn)換器的總效率。在曲線441中反映的理想情況下，電荷泵中的靜態(tài)工作電流lQ2基本上為0，并且其峰值理論效率接近100%。在實際的電荷泵中，一些能量在操作電荷泵時失去，其靜態(tài)電流lQ2不為零并且峰值效率被限制為小于100%，具體地，其被限制為如曲線442所示的通常為95%~97°/。的某個值112。由于電荷泵不能產(chǎn)生比"n"倍的其輸入更大的輸出電壓，因此對于大于n的V。ut/Vy的比值的效率并沒有意義，但是其確實描述了電荷泵輸出電壓Vz距離滿足期望的輸出電壓V。ut的不足量。關(guān)于狀況V。ut/Vy=n，如點劃線所示的曲線440與曲線441對稱。為了完整，將其包含在這里。根據(jù)轉(zhuǎn)換器200的傳輸函數(shù)Vz=n*Vy=n*Vin/(l-D)，可以依據(jù)占空因子D(而不是依據(jù)中間電壓Vy)來重新表示效率。因此，可以將AV不匹配的效率影響描述為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage31</formula>并且可以將后置轉(zhuǎn)換器233的效率描述為——"「ou(_(1—")-〃2^)itfV尸C—'/2'/3—,/2一那么LCUX轉(zhuǎn)換器200的總效率為各效率之乘積，即1一DF77='"3=(仏-)#對于任何給定的V。u/Vin轉(zhuǎn)換比，該總效率為各效率Hi和112以及在負載的期望工作電壓與后置轉(zhuǎn)換器233的輸出之間的不匹配之乘積。圖13C的圖形450中針對0.5XLCUD調(diào)節(jié)器圖示了這種關(guān)系，其中，每條線451表示關(guān)于一系列轉(zhuǎn)換比的固定占空因子D。如所示那樣，由于轉(zhuǎn)換器200產(chǎn)生對于負載來說太高的輸出電壓(即，V^V。ut),因此低轉(zhuǎn)換比(例如，低于0.3)呈現(xiàn)了更低的效率。假如負載將輸出電壓"鉗位"，那么通常通過使電荷泵207內(nèi)的MOSFET207飽和而使得某些損耗元件兩端降落了壓差AV，并且效率遭受損害。如果負載不能將輸出電壓鉗位，那么轉(zhuǎn)換器200產(chǎn)生太高的電壓。換言之，為了達到峰值效率，必須將LCUX轉(zhuǎn)換器200編程至期望的輸出電壓，并且負載不能將輸出鉗位至更低的值，否則總效率將會降低。如圖13C中的線452所示，最優(yōu)效率出現(xiàn)在V^V。加并且期望的負載電壓等于n/(l-D)時。在0.5X型LCUD調(diào)節(jié)器中，峰值效率出現(xiàn)在0.5/(1-D)時。L,0.5、1-D因此，對于任何給定的占空因子D,存在一個并且僅有一個呈現(xiàn)了最大效率的V。ut/Vin,即，為取得最大效率，在電壓轉(zhuǎn)換比和占空因子D之間存在——對應(yīng)關(guān)系。在0.5X型LCUD調(diào)節(jié)器中，n=0.5,因此峰值效率的狀況出現(xiàn)在D=50%(其中V廣2.Vin并且V。u產(chǎn)0.5(2.Vin"Vin)時。清楚地，通過控制占空因子D來將轉(zhuǎn)換器保持在其工作的高效率區(qū)是重要的。這是通過使用反饋控制技術(shù)(具體地，通過維持足夠但不過度的占空因子)來完成的。在沒有反饋的情況下，開環(huán)工作容易遭受效率的損失以及調(diào)節(jié)的退化。不充足的占空因子導致不充足的輸出電壓，過度的占空因子促使效率的退化。即使假設(shè)動態(tài)地調(diào)整占空因子D以將效率最大化，由于開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器和開關(guān)電容器后置轉(zhuǎn)換器中的導通和開關(guān)損耗，因此即使當V。ut/V^n/(1-D)時，實際的LCUX效率也由于ri"tl2<100%而被限制。圖13C的圖形451中的漸近線452中考慮了這些影響，其中，rii*r)2的乘積共同地呈現(xiàn)了對于占空因子D的略微依賴。然而清楚地，距離達到峰值效率的最大偏差起源于過度的占空因子、將轉(zhuǎn)換器的輸出Vz升高至高于期望電壓V。ut的級別。通過適當?shù)乜刂?，本發(fā)明的開關(guān)LCUD轉(zhuǎn)換器可以在升壓或降壓模式下產(chǎn)生調(diào)節(jié)良好的輸出，而不會呈現(xiàn)任何模式變化、窄脈沖或單位電壓轉(zhuǎn)換比附近(即，當V。ut"Vin時)的壓降效應(yīng)。LCUD轉(zhuǎn)換器能夠在遠遠高于Buck轉(zhuǎn)換器的、boost轉(zhuǎn)換器的或電荷泵的輸出與輸入電壓比的、輸出與輸入電壓比的范圍上工作。假設(shè)對于占空因子的實際限制的范圍介于10%和90%之間，表1將LCUD轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比的可用范圍與電荷泵倍增器的、Buck轉(zhuǎn)換器的以及boost轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比的可用范圍進行比較。<table>tableseeoriginaldocumentpage33</column></row><table>盡管其較高的效率特性，在10%~90%的占空因子之間工作的boost轉(zhuǎn)換器僅有升壓轉(zhuǎn)換比(即，其中V。u產(chǎn)U.lVin15V")的能力。相反，2X電荷泵的效率僅對于超過1.8的轉(zhuǎn)換比是高的。相比之下，LCUD轉(zhuǎn)換器的效率在電壓轉(zhuǎn)換比的較寬范圍(即，其中V。uH0.55Vi廣7.5V")上保持為高?？紤]到LCUD轉(zhuǎn)換器包含電荷泵和boost轉(zhuǎn)換器的元件，然而在比它們中任一都要寬得多的工作狀況范圍上調(diào)節(jié)，該結(jié)果是未預料到的。圖IIA中圖示了處于工作中的開關(guān)LCUD轉(zhuǎn)換器的示例，其中，在整個電池放電周期期間使用單芯Lilon電池的電壓來生成調(diào)節(jié)的3.3V輸出。在充電之后，該單元電池(cell)電壓開始于4,2V,然后在最初間隔期間衰減至大約3.5V3.6V(曲線351),其中電池在其放電周期的大部分期間工作。隨后，曲線352圖示了電池電壓衰減至低于3.5V而進入介于線355和356之間的范圍{V。ut<Vbatt<(V。ut+5)},其為一般的轉(zhuǎn)換器將遭受壓降或模式切換問題的狀況。最后如曲線353所示，電池電壓降至正好低于轉(zhuǎn)換器的3.3V輸出的級別。只有專用的Lilon電池可以工作于下至2.7V，而不會生長將單元電池短路的微晶(crystallity)。無論Lilon單元電池電壓為多少，LCUD轉(zhuǎn)換器通過占空因子1/(l-D)將電池電壓升壓至曲線354所示的恒定的預調(diào)節(jié)電壓Vy,然后通過0.5X電荷泵后置轉(zhuǎn)換器將該電壓Vy重新降壓以產(chǎn)生受調(diào)節(jié)的3.3V輸出V。ut(曲線355)。轉(zhuǎn)換器的狀況可以通過下面的表2來描述<table>tableseeoriginaldocumentpage34</column></row><table>表2使用單芯Lilon電池并且需要3.3V受調(diào)的電源的一種通常應(yīng)用是蜂窩電話。如今的調(diào)節(jié)器不能以高效率地在電池的整個電壓范圍上工作。由于通過傳統(tǒng)的Buck-boost轉(zhuǎn)換器的效率損失補償(override)了所添加的隨后放電階段的使用壽命，因此當今的手機設(shè)計者必須釆用在3.5V周圍關(guān)斷的僅降壓的Buck調(diào)節(jié)器，從而丟棄了在最初放電階段(曲線351)和部分電壓平穩(wěn)階段(曲線352)中的電池壽命。本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器的另一應(yīng)用是兩芯和三芯的鎳氫(或NiMH)電池的調(diào)節(jié)。由于單個NiMH單元電池在放電期間呈現(xiàn)從1.2V到0.9V的電壓，那么如圖11B的圖形360中的曲線361所示，兩個串聯(lián)連接的單元電池(2芯NiMH)的電池呈現(xiàn)從2.4V到1.8V(即，600mV的范圍)的放電曲線。由于許多集成電路工作在1.8V上，因此向這些組件提供調(diào)節(jié)良好的1.8V的電源對于實現(xiàn)可靠的工作和一致的性能是關(guān)鍵的。但是由于線性調(diào)節(jié)即使在低壓降(LDO)實施方案中也通常需要200-300mV的壓降5，那么對于點劃線364(V。ut+5)表示的低于2.0~2.1V的輸入，1.8VLDO將開始遭受退化的調(diào)節(jié)。2芯NiMH電池的600mV范圍的200mV~300mV的調(diào)節(jié)損失表示可用電池壽命在每次充電中的33%的下降。LCUD轉(zhuǎn)換器通過首先以變化量1/(1-D)將電池電壓升壓至3.6V的電壓Vy(由線362示出)，并且然后以固定的0.5X因子重新降壓以產(chǎn)生受調(diào)節(jié)的1.8V輸出(由時不變電壓363示出)，完全地消除了壓降問題。類似的情形出現(xiàn)在當從3芯NiMH電池產(chǎn)生2.7V、3V或3.3V輸出電壓的時候。在放電期間，3芯NiMH電池在從2.7V到3.6V的電壓(900mV的范圍)中變化。由于這些輸出電壓落入電池的電壓范圍，因此具有200mV~300mV壓降5的線性調(diào)節(jié)器顯著地減小了電池的900mV可用電壓范圍。例如，具有300mV壓降的2.7VLDO呈現(xiàn)了僅600mV的降低的范圍，電池壽命縮放了33%。在線性調(diào)節(jié)器掉出調(diào)節(jié)之前，3.0V輸出允許僅300mV的電池放電，其表示電池全容量的66%的下降。更糟糕地，即使當電池完全充電時，3.3V輸出也總是工作在壓降中，其意味著LDO不能用于從3芯NiMH電池組提供受調(diào)節(jié)的3.3V輸出。LCUD轉(zhuǎn)換器能夠在3芯NiMH電池的整個900mV放電范圍上將受調(diào)節(jié)的2.7V輸出提供至3.3V，而不曾呈現(xiàn)壓降、調(diào)節(jié)喪失或模式切換。例如，在圖11C的圖形380中，以變化因子1/(l-D)來將隨著時間放電的3芯NiMH電池的輸出電壓(曲線381)進行升壓以便產(chǎn)生6V的恒定Vy電壓(曲線382)，然后以0.5X的因子將其降低以便產(chǎn)生3V輸出(曲線383)。不同于LDO,當Vbatt(曲線381)衰減至低于線384(LDO的3.3V壓降限制)時，不會出現(xiàn)電路工作的變化或調(diào)節(jié)的喪失。開關(guān)電感器-電容器升壓-降壓(0.5XLCUD)調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器通過更加詳細地;險查LC型升壓-降壓轉(zhuǎn)換器的實施方案，圖10A圖示了分數(shù)型開關(guān)LCUD調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器250在n=0.5的情況下的示意電路圖。如所示那樣，LCUD開關(guān)轉(zhuǎn)換器250包含低壓側(cè)N溝道功率MOSFET251，具有本征PN二極管255的浮空同步整流器MOSFET254,以及電感器252。這些組件包含在用于將輸入電壓Vbatt轉(zhuǎn)換為中間電壓Vy的前置調(diào)節(jié)器250A中。具有可選濾波電容器256的前置調(diào)節(jié)器250A的輸出形成對于0.5X型分數(shù)電荷泵后置轉(zhuǎn)換器250B的輸入，該0.5X型分數(shù)電荷泵后置轉(zhuǎn)換器35250B包含功率MOSFET257、258、259、260和261，其一起順序地對快速電容器262和263進行充電和放電并且將輸出電壓傳遞到輸出濾波電容器264。高壓側(cè)和浮空功率MOSFET254、257、258、260和261可以是N溝道或者P溝道器件(其在柵極驅(qū)動信號和柵極緩沖電路中具有適當變化)。低壓側(cè)功率MOSFET251和259優(yōu)選地實施為N溝道器件。輸出電壓V。ut用作反饋信號VFB,其經(jīng)電平移位電路269比例縮放以產(chǎn)生作為PWM控制器265內(nèi)的誤差放大器的控制輸入的、正比于中間電壓Vy的電壓。該控制電壓被選擇用來將前置調(diào)節(jié)器250A的輸出強制為具有輸出電壓的量值的兩倍量值的電壓Vy。受到時鐘和斜i皮發(fā)生器電路268驅(qū)動的PWM控制器265以時鐘頻率O進行開關(guān)，并且以同一頻率來驅(qū)動先斷后接(BBM)緩沖器267。BBM緩沖器267利用柵極偏置V(m和Vc2來異相地驅(qū)動低壓側(cè)MOSFET251與同步整流MOSFET254,以便防止直通導通。假設(shè)MOSFET251為N溝道器件，則VG1的極性相對于MOSFET251的源極是正的。同步整流MOSFET254被控制為在MOSFET251截止時的所有或某部分的時間上導通，但是在低壓側(cè)MOSFET251導通時永遠不導通大電流。如果同步整流MOSFET254是P溝道器件，那么由于正運轉(zhuǎn)信號(positivegoingsignal)使N溝道器件導通但是使P溝道器件截止，因此其柵極驅(qū)動信號Vg2可具有與VcH相同的相位和極性。如果同步整流MOSFET254是N溝道器件，則需要浮空柵極驅(qū)動電路來將其柵極偏置至比Vx更正的電壓，所述正運轉(zhuǎn)信號與低壓側(cè)控制V(h異相地出現(xiàn)?？刂芇WM控制器265的時鐘信號還控制BBM緩沖器267,使得產(chǎn)生用于分別控制電荷泵MOSFET257、258、259、260和261的排序的柵極信號VGS3、VGS4、VGS5、Vgs6和Vgs7。這些MOSFET以交替的形式導通。MOSFET257和258在MOSFET259、260和261截止的時候?qū)ㄒ员阌趯﹄娙萜?62和263充電；然后MOSFET259、260和261在MOSFET257和258截止的時候?qū)ㄒ员阌趯﹄娙萜?62和263放電，將其電荷傳輸?shù)絻δ茈娙萜?64。BBM緩沖器266防止了后置轉(zhuǎn)換器250B內(nèi)的異相的MOSFET之間的直通導通。258、259、260和261,或者以①的某個倍數(shù)(即，m①)亦或以與①無關(guān)的頻率來對它們進行開關(guān)。在優(yōu)選實施例中，以同步的方式切換前置調(diào)節(jié)器250A和電荷泵后置轉(zhuǎn)換器250B中的所有功率MOSFET。這可以使得濾波電容器256很小或者將其去除。相比之下，如果電荷泵后置轉(zhuǎn)換器250B與前置調(diào)節(jié)器250A相獨立地振蕩(oacillate)，那么需要電容器256來暫存用于支持瞬時負載(momentaryload)和線性瞬變所需的能量。假設(shè)前置調(diào)節(jié)器250A和后置轉(zhuǎn)換器250B的同步工作，那么同步整流下，MOSFET257是多余的并且可以將其去除。圖10B中示出了所得到的簡化的LCUD轉(zhuǎn)換器280。如同轉(zhuǎn)換器250，轉(zhuǎn)換器280包括由后置轉(zhuǎn)換器280B跟隨的boost前置轉(zhuǎn)換器280A,該boost前置轉(zhuǎn)換器280A包含電感器282、低壓側(cè)N溝道MOSFET281、同步整流MOSFET284、PWM控制器295和BBM電路297。后置轉(zhuǎn)換器280B包括包含電容器292和293、MOSFET288、289、2卯和291(其受控于BBM電路296而以與MOSFET281和284相同的頻率(即，以時鐘和斜坡發(fā)生器298確定的頻率①)進行開關(guān))的0.5X型分數(shù)電荷泵。通過經(jīng)由電平移位電路299將濾波電容器294兩端的輸出電壓V。w作為信號VFB饋送至PWM控制器295來發(fā)生閉環(huán)調(diào)節(jié)。圖10C和10D中圖示了0.5X型LCUD轉(zhuǎn)換器280中的前置調(diào)節(jié)器280A和后置轉(zhuǎn)換器280B的同步工作。在圖10C中，示意圖320表示如下期間的轉(zhuǎn)換器280,所述期間指電感器282被勵磁期間以及之前已被充電至電壓Vy/2的快速電容器292和293上的電荷經(jīng)由導通MOSFET289、290和291而被傳輸至輸出電容器294和負載321的時間期間。在電感器282勵磁期間，同步整流MOSFET284截止。由于電壓Vy超過Vx并且處于該工作階段，因此二極管285保持反向偏置，并且boost前置調(diào)節(jié)器280A和電荷泵后置轉(zhuǎn)換器280B彼此確實地(literally)斷開。截止的MOSFET284和288由開路電路來表示。在圖10D中，示意圖330表示在電感器282中的電流再循環(huán)以及快速電容器292和293同步充電期間的LCUD轉(zhuǎn)換器280,其中電流/人Vbatt流向電感器282以及導通狀態(tài)的MOSFET284和288。在該時間期間，Vx近似等于Vy，并且每個串聯(lián)連接的快速電容器292和293均被充電至電壓+Vy/2。截止的MOSFET281、289、290和291由開路電路來表示。在該周期期間，在對快速電容器充電的時候，輸出電容器294對負載321供電。在圖14A的電路圖480中所示的替代實施例中，可以通過使得所有MOSFET的開關(guān)不連續(xù)以及通過將MOSFET284和290兩者都導通以使得VbattVyV。ut,來消除0.5X后置轉(zhuǎn)換和前置調(diào)節(jié)，由此輸出電容器294兩端的電壓為轉(zhuǎn)換器的電池輸入電壓Vbatt,并且轉(zhuǎn)換器在本質(zhì)上被旁路。在該旁路工作狀況下，MOSFET281、288、289和291保持截止并且被表示為開路電路。在圖14B的電路圖500中所示的另一示例中，可以通過使得電荷泵MOSFET的開關(guān)不連續(xù)而不使得開關(guān)電感器boost前置調(diào)節(jié)器的工作不連續(xù)，來消除0.5X后置轉(zhuǎn)換。在該僅boost才莫式下，MOSFET290和291被偏置為將V。ut連接至中間電壓Vy的"導通"，從而在前置調(diào)節(jié)器MOSFET281和284持續(xù)異相地開關(guān)以執(zhí)行boost轉(zhuǎn)換的同時而將電荷泵電路旁路。MOSFET291和289可選地導通，以便將電容器293連接至參考地，并且將電容器293連接至負載321，這有利地增大了與輸出電容器294并聯(lián)的濾波電容。MOSFET288被偏置為如開路電路所示的截止。每當調(diào)用僅boost模式時，從輸出VFB經(jīng)由反饋網(wǎng)絡(luò)299而至PWM控制電路的反饋可保持不受影響，或者被調(diào)整為產(chǎn)生不同的輸出電壓。在圖14C的電路圖510中所示的又一實施例中，調(diào)用了僅電荷泵模式，由此在電荷泵持續(xù)工作的同時而使得前置調(diào)節(jié)器的開關(guān)不連續(xù)。結(jié)果，MOSFET281被截止。由于MOSFET284是電感式前置調(diào)節(jié)器和電容式后置轉(zhuǎn)換器兩者共用的，因此其持續(xù)地與MOSFET288同相地并且與MOSFET289、290和291異相地導通。這樣，快速電容器292和293^皮重復地充電至輸入電壓的一半，然后在電荷傳輸階段而被連接在輸出電容器294兩端。電壓Vx在MOSFET284導通的情況下基本上等于Vbatt，其中，量值L的電感器282用作低通輸入濾波器。每當通過將MOSFET284截止來中斷電感器282中的電流時，除非電感器282飽和，否則電感器將把電壓VJ區(qū)動至低于參考地，其將低壓側(cè)二極管283正向偏置。如果電感器282由于高電流而飽和，則受支配于節(jié)點上的雜散(stray)和寄生電容，其電感顯著地下降并且電壓Vx可保持為正。圖15的圖形530中圖示了這些替代實施例的輸出電壓相對于輸入電壓的傳輸特性，并且將其與上面描述的0.5X型LCUD調(diào)節(jié)器的相應(yīng)特性進行比較。線531圖示了操作如圖14A中所示的轉(zhuǎn)換器的未調(diào)節(jié)旁路模式。線533表示具有Vbatt/(1-D)的占空因子相關(guān)性的、如圖14B中所示的電感式boost前置調(diào)節(jié)器的受調(diào)節(jié)的輸出電壓。相反地，圖14C的僅電荷泵電路產(chǎn)生如線532所示的未調(diào)節(jié)的輸出。線534圖示了使用LCUD工作模式的調(diào)節(jié)。其它的非隔離LCUX開關(guān)調(diào)節(jié)器如之前所述那樣，LCUX轉(zhuǎn)換器呈現(xiàn)由下面的等式控制的輸出與輸入電壓轉(zhuǎn)換其中，取決于后置轉(zhuǎn)換器中電容器的數(shù)目和開關(guān)配置，n具有離散、量化的值，例如n等于2、1.5、0.5、-0.5或-1.0，并且其中，使用反饋來動態(tài)調(diào)整D以便將轉(zhuǎn)換器的總效率最大化。雖然上面的討論針對于升壓-降壓轉(zhuǎn)換，但是通過選擇比單位1更大的nX后置轉(zhuǎn)換比，例如，在11=2或11=1.5的情況下，也可以將LCUX轉(zhuǎn)換適配用于作為LCUU調(diào)節(jié)器的僅升壓操作。與傳統(tǒng)的boost轉(zhuǎn)換器相比，LCUU升壓轉(zhuǎn)換能夠在不需要工作在極端占空因子的情況下而具有更高的輸出與輸入電壓轉(zhuǎn)換比。圖16A和16B的簡化電路圖中將其進行了圖示。圖16A中所示的2XLCUU轉(zhuǎn)換器600采用boost前置調(diào)節(jié)器600A(其包括低壓側(cè)MOSFET602、電感器601、二極管604以及浮空同步整流MOSFET603)和具有快速電容器607的單電容器2X型電荷泵后置轉(zhuǎn)換器606來產(chǎn)生由關(guān)系V。ur2Vbatt/(l-D)給出的輸出。通過反饋來動態(tài)調(diào)整D以便強制轉(zhuǎn)換器600工作在其最優(yōu)效率處或附近。前置調(diào)節(jié)器600A在可選電容器605兩端產(chǎn)生中間電壓Vy。后置轉(zhuǎn)換器606在輸出濾波電容器608兩端產(chǎn)生輸出電壓V。ut,并且提供反饋信號VFB以方便前置調(diào)節(jié)器600A和后置轉(zhuǎn)換器606中的MOSFET的開關(guān)的閉環(huán)控制。類似地，圖16B中的1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器620采用boost前置調(diào)節(jié)器620A(其包括低壓側(cè)MOSFET622、電感器621、二極管624以及浮空同步整流MOSFET623)和具有快速電容器627和628的雙電容器1.5X型分數(shù)電荷泵后置轉(zhuǎn)換器626來產(chǎn)生由關(guān)系V。u產(chǎn)1.5Vbatt/(l-D)給出的輸出。通過反饋來39動態(tài)調(diào)整D以便強制轉(zhuǎn)換器620工作在其最優(yōu)效率處或附近。前置調(diào)節(jié)器620A在可選電容器625兩端產(chǎn)生中間電壓Vy。后置轉(zhuǎn)換器626在輸出濾波電容器629兩端產(chǎn)生輸出電壓V。ut，并且提供反饋信號VFB以方便前置調(diào)節(jié)器620A和后置轉(zhuǎn)換器626中的MOSFET開關(guān)的開關(guān)的閉環(huán)控制。圖17A的電路650中圖示了2X型LCUU轉(zhuǎn)換器600的一個實施例。轉(zhuǎn)換器650包括其輸出電壓Vy形成2X型電荷泵后置轉(zhuǎn)換器650B的輸入的開關(guān)電感器boost前置調(diào)節(jié)器650A,所述開關(guān)電感器boost前置調(diào)節(jié)器650A包含具有寄生PN二極管667的低壓側(cè)N溝道MOSFET652、電感器651、具有相應(yīng)PN二極管654的浮空同步整流MOSFET653、以及可選輸出電容器655。后置轉(zhuǎn)換器650B包含MOSFET656、657、658和659;快速電容器660;以及輸出電容器661。前置調(diào)節(jié)器650A中的MOSFET652和654分別利用柵極電壓V(h和VG2而被驅(qū)動，并且受控于PWM控制器662以及先斷后接(BBM)轉(zhuǎn)換器664,同時BBM緩沖器663分別以柵極電壓VG3~VG6來驅(qū)動后置轉(zhuǎn)換器650B中的MOSFET656、657、658和659。MOSFET652以時鐘和斜坡發(fā)生器665確定的頻率①來進行開關(guān)。同步MOSFET656~659以頻率O(其可以高于或者低于時鐘和斜坡發(fā)生器665所生成的頻率①)進行開關(guān)。理想地，MOSFET656-659以相同的頻率O進行工作，從而可以減小電容器655的尺寸或者甚至將其去除。如果MOSFET656-659不是以頻率①進行開關(guān)，那么它們的開關(guān)應(yīng)該與單個時鐘源同步以使得它們同相地工作，以便于降低噪聲。通過使用負反饋VFB來為負載電流或輸入電壓的變化動態(tài)地調(diào)整PWM控制器662，輸出電壓V。w得到調(diào)節(jié)。通過將中間電壓Vy調(diào)節(jié)至等于期望輸出電壓的一半的值，電荷泵后置轉(zhuǎn)換器650B能夠工作在其最大效率點之處。反饋電壓被電平移位至如下的值即，使得PWM控制器662將其輸出調(diào)節(jié)至等于V。V2(期望的輸出電壓)的電壓Vy。換言之，將PWM控制器662的反饋輸入電壓VFBin定義為這樣的電壓PWM控制器將嘗試該電壓以及強制該電壓到其Vy輸出上，即，因此在閉環(huán)控制下，Vy—V。ut/2。使用倍增器型電荷泵后置轉(zhuǎn)換器的反饋僅需要電阻分壓器來為PWM轉(zhuǎn)換器的控制輸入調(diào)整信號。由于輸出電壓Vra是期望電壓Vy的量值的兩倍，因此反饋分壓器利用相等尺寸的電阻器來對半地分割輸出信號以作為PWM控制的輸入Vrain。轉(zhuǎn)換器650的工作包含兩個交替的階段。在圖17B的電路圖670中，MOSFET652導通電流，使得在同步整流653保持截止(其使得boost前置調(diào)節(jié)器650A與電荷泵后置轉(zhuǎn)換器650B相斷開)的同時而將電感器651勵磁。由于Vx接近于參考地并且Vy>Vbatt，因此PN二極管634保持反向偏置。在該工作階段期間，MOSFET656和659導通電流，使得在MOSFET658和657保持截止的同時而將來自快速電容器660的電荷傳輸至輸出電容器661和負載671。在另一階段中，MOSFET652截止并且同步整流MOSFET653導通，由此電感器651強制電壓Vx基本上上升至電壓V"電容器655兩端的電壓)，使得將來自電感器651的能量傳輸?shù)诫姾杀煤笾棉D(zhuǎn)換器650B并且通過導通MOSFET658和657來將快速電容器660充電至電壓Vy。在該階段期間，MOSFET652、659和656保持截止，并且二極管667保持反向偏置。由于MOSFET659截止，因此輸出電容器661必須在該開關(guān)周期期間將電流提供至負載671。電荷泵后置轉(zhuǎn)換器650B的輸出電壓是2Vy,其中Vy(boost前置調(diào)節(jié)器的輸出)為Vbatt/(1-D)。所得到的LCUU調(diào)節(jié)器的電壓轉(zhuǎn)換比由下面的式子給出圖18A中的圖形700圖示了具有一芯鎳鎘電池(或1芯NiCd)的LCUU轉(zhuǎn)換器650的工作，其中，Vbatt的時間放電曲線701從1.2V變化到0.9V。然后，以等于1/(l-D)的變化量將未調(diào)節(jié)的電池升壓以便產(chǎn)生曲線702所示的受調(diào)節(jié)的2.5V中間電壓Vy,然后進一步通過電荷泵后置轉(zhuǎn)換器650B來以2X的因子將其增大以便產(chǎn)生線703所示的時不變的5V輸出。圖18B中的圖形720針對輸入電壓范圍從0.9V到2.4V，進一步圖示了具有5V輸出的2X型LCUU轉(zhuǎn)換器650的V。w相對于Vin的傳輸特性。0.9V到1.2V的輸入范圍代表如下情況下的1芯NiCd和1芯NiMH單元電池其中，在充電期間，對于堿性單元電池來說，輸入上至1.7V，而對于2芯NiMH來說，輸入上至1.8~2.4V。以變量1/(l-D)將電池輸入電壓Vbatt721升壓以便產(chǎn)生線722所示的2.5V的中間電壓。使用倍增器電荷泵后置轉(zhuǎn)換器650B而將該電壓升高2X以便產(chǎn)生調(diào)節(jié)良好的5V輸出(線723)。2X型LCUU調(diào)節(jié)器的一個特點是其以適當?shù)恼伎找蜃尤〉幂^高升壓比的能力。例如，對于1.2V輸入，60%的占空因子產(chǎn)生4.2乂電壓轉(zhuǎn)換比和5￥輸出。然而，在2.4V輸入處，5V輸出需要下至4o/。的占空因子的調(diào)節(jié)。為了增大更高輸入電壓處的占空因子，LCUU轉(zhuǎn)換器650的變型采用了1.5X電荷泵后置轉(zhuǎn)換器來代替倍增器。圖19A中示出了1.5X型LCUU轉(zhuǎn)換器760。轉(zhuǎn)換器760包括boost前置調(diào)節(jié)器760A(其包含低壓側(cè)MOSFET762、電感器761、具有本征二極管765的同步整流MOSFET764、以及可選電容器779)和電荷泵后置轉(zhuǎn)換器760B(其包含MOSFET766、767、768、769、770、771和772;快速電容器774和775以及輸出電容器773)。除了電荷泵是1.5X分數(shù)型而不是倍增器之外，以類似于2X型LCUU轉(zhuǎn)換器650的方式來控制轉(zhuǎn)換器760。轉(zhuǎn)換器760的工作包含兩個交替的階段。在圖19B中電路圖780所示的一個階段中，電感器761被在同步整流MOSFET764保持截止時而流過MOSFET762的電流所勵i茲。在該階l爻期間，快速電容器774和775通過導通的MOSFET769、770、771和772而將電荷傳輸至輸出電容器773和負載781。所有的其它MOSFET保持截止。由于Vx偏置為接近參考地并且Vy>Vbatt,因此二極管765保持反向偏置。在圖19C中的電路圖790所圖示的交替的階段中，MOSFET762截止，同時同步整流MOSFET765導通，使得通過MOSFET766、767和768而將來自電感器761的能量傳輸至快速電容器774和775。所有其它的MOSFET(包括MOSFET771和772)保持截止，使得將具有后置轉(zhuǎn)換器760B的電荷泵與輸出電容器773相斷開。結(jié)果，電容器773在該工作階段期間將電流提供至負載781。電荷泵后置轉(zhuǎn)換器760B的輸出電壓是1.5Vy，其中Vy(boost前置調(diào)節(jié)器的輸出)等于Vbatt/(1-D)。所得到的1.5X型LCUU調(diào)節(jié)器的電壓轉(zhuǎn)換比由下面的式子給出K15'K'oW=1'"'6加OP)圖18C中的圖形740所示的轉(zhuǎn)換器760的輸出與輸入傳輸特性表明1.5XLCUU電路能夠在跨越1芯和2芯NiMH電池的輸入電壓范圍上調(diào)節(jié)5V輸42出，并且仍然以超過28%的占空因子進行工作。如所圖示的那樣，以變量1/(l-D)將Vbatt(曲線741)升壓以便產(chǎn)生線742所示的3.3V中間電壓Vy,然后將其乘以1.5X以產(chǎn)生調(diào)節(jié)良好的5V輸出(曲線743)。圖20的圖形800中通過與傳統(tǒng)boost轉(zhuǎn)換器的特性801形成對比的線803和802，分別圖示了2X和1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器600和760的占空因子對于轉(zhuǎn)換比的依賴。如所示那樣，對于boost轉(zhuǎn)換器，50%的占空因子導致輸入電壓的加倍，而2XLCUU調(diào)節(jié)器導致4X升壓比。在75%的占空因子之處，boost轉(zhuǎn)換器將其輸入變?yōu)樗谋叮?.5X型LCUU轉(zhuǎn)換器導致6X升壓，并且2X型產(chǎn)生8X比值。表3針對2XLCUU、1.5XLCUU、boost和0.5XLCUD轉(zhuǎn)換器，對比了0=50%的優(yōu)選轉(zhuǎn)換比，并且圖示了/人1芯和2芯NiMH電池輸出幾種通常的輸出電壓所需要的占空因子范圍。NiMH情況2XLCUU1.5XLCUUboost0.5XLCUDD=50%Vout/Vin=4.0Vout/Vin=3.0Vout/Vin=2.0Vout/Vin=1.01芯—5.0V52%<D<64%64%<D<73%76%<D<82%88%<D<91%1芯">3.0V20%<D<40%40%<D<55%60%<D<70%80%<D<85%1芯力.5V4%*<D<28%28%<D<46%52%<D<64%76%<D<82%2芯—5.0V4%*<D<28%*28%<D<46%52%<D<64%76%<D<82%2芯">3.0VN/AN/A20%<D<40%60%<D<70%表3為了在所需占空因子中滿足全范圍，以星號(*)標記的那些狀況可能需要限制轉(zhuǎn)換器的工作頻率。以N/A標記的那些需要升壓和降壓轉(zhuǎn)換兩者(其對于升壓-升壓轉(zhuǎn)換器是不可能的)。由于LCUX轉(zhuǎn)換器是比率計(ratio-metric),即，以預定的轉(zhuǎn)換比進行調(diào)節(jié)，因此，將1芯NiMH輸入轉(zhuǎn)換到2.5V輸出的轉(zhuǎn)換器需要與將2芯NiMH輸入轉(zhuǎn)換到5.0V輸出相同的占空因子。反相開關(guān)電感器-電容器(LCUI)轉(zhuǎn)換器LCUX開關(guān)調(diào)節(jié)器可以用于生成低于參考地的電壓(即，反相電壓)。如之前所述，LCUX開關(guān)調(diào)節(jié)器呈現(xiàn)了由下面的等式控制的輸出與輸入電壓轉(zhuǎn)換43其中，取決于電容器的數(shù)目和電荷泵，n具有離散(即，量化)的值，例如n等于2、1.5、0.5、-0.5或-1.0，并且其中，通過使用反饋來動態(tài)調(diào)節(jié)D以便將轉(zhuǎn)換器的總效率最大化。當n為負時，轉(zhuǎn)換器的輸出電壓為負。從輸入的正電壓生成負輸出電壓的轉(zhuǎn)換器稱為反相器，并且使用上面的命名原則而在此將其稱為LCUI轉(zhuǎn)換器。圖21A和21B圖示了根據(jù)本發(fā)明的LCUI轉(zhuǎn)換器的多個拓樸中的兩個。例如，圖21A中所示的LCUI轉(zhuǎn)換器850采用了boost前置調(diào)節(jié)器850A,其包含MOSFET852、電感器851、以及具有本征二極管854的同步整流器853;以及后置轉(zhuǎn)換器850B，其包含具有快速電容器857的單電容器-lX型電荷泵856。轉(zhuǎn)換器850產(chǎn)生由關(guān)系V。u產(chǎn)Vbatt/(l-D)給出的輸出，其中，通過反饋來動態(tài)地調(diào)節(jié)D以便強制轉(zhuǎn)換器850工作在其最優(yōu)效率處或附近。轉(zhuǎn)換器850也包括輸出濾波電容器858以及偏置為中間電壓Vy的可選電容器855。LCUI轉(zhuǎn)換器也可以在其后置轉(zhuǎn)換器級中利用反相分數(shù)電荷泵。圖21B中所示的分數(shù)LCDI轉(zhuǎn)換器870采用了boost前置調(diào)節(jié)器870A，其包含MOSFET872、電感器871、以及具有本征二極管874的同步整流MOSFET873;以及后置轉(zhuǎn)換器870B，其包含具有快速電容器877和878的雙電容器-0.5X型電荷泵876。轉(zhuǎn)換器870產(chǎn)生由關(guān)系V。u產(chǎn)-0.5DVbatt給出的輸出，其中，通過反饋來動態(tài)地調(diào)整D以便強制轉(zhuǎn)換器870工作在其最優(yōu)效率處或附近。轉(zhuǎn)換器870也包括輸出濾波電容器879以及偏置為中間電壓Vy的可選電容器875。通過更加詳細地檢查LCD型反相器的實施方案，圖22A圖示了-1X開關(guān)LCUI轉(zhuǎn)換器850的電路圖900。如所示那樣，LCUI轉(zhuǎn)換器850包含低壓側(cè)N溝道功率MOSFET901、具有本征PN二極管904的浮空同步整流MOSFET903、以及電感器902，其共同組成用于將輸入電壓Vb姐轉(zhuǎn)換為中間電壓Vy的boost型前置調(diào)節(jié)器850A?？蛇x濾波電容器905兩端的電壓Vy形成-lX型電荷泵反相后置轉(zhuǎn)換器850B的輸入，該-lX型電荷泵反相后置轉(zhuǎn)換器850B包含功率MOSFET906、907、908和909，其共同順序地從前置調(diào)節(jié)器850A對快速電容器916充電并且將快速電容器916放電至輸出濾波電容器910。電荷泵反相后置轉(zhuǎn)換器850B的輸出電壓為-Vy，其中,Vy(boost前置調(diào)節(jié)器的輸出)為Vbatt/(1-D)。得到的LCUI轉(zhuǎn)換器850的電壓轉(zhuǎn)換比由下面的式子給出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage45</formula>圖22A中示出的電路圖表示LCUI轉(zhuǎn)換器850的嚴格的實施方案，其中，具有以中間電壓Vy充電的電容器905的串聯(lián)連接的MOSFET903和卯6允許前置調(diào)節(jié)器850A和后置轉(zhuǎn)換器850B以不同的頻率然而仍在單個反饋回^^的控制之下獨立地工作。高壓側(cè)或浮空配置的功率MOSFET903、906和909可以是N溝道或者P溝道器件(其在柵極驅(qū)動信號和柵極緩沖電路中具有適當變化)。低壓側(cè)功率MOSFET901、卯7和卯8優(yōu)選地實施為N溝道器件。輸出電壓V。也用作反饋信號VFB,其經(jīng)電平移位電路915反相以產(chǎn)生作為PWM控制器911內(nèi)的誤差放大器的控制輸入的、正比于中間電壓Vy的正電壓。該控制電壓被選擇用來將前置調(diào)節(jié)器850A的輸出強制為具有等于輸出電壓的反相的量值的電壓Vy。與時鐘和斜坡發(fā)生器電路914同步的PWM控制器911以時鐘頻率①進行開關(guān)，并且以同一頻率來驅(qū)動先斷后接緩沖器913。BBM緩沖器913利用柵極偏置VG1和VG2來異相地驅(qū)動低壓側(cè)MOSFET901與同步整流MOSFET卯3,以1更防止直通導通。如果MOSFET卯3為N溝道器件，則用于同步整流MOSFET903的VG2的極性相對于其源極是正的，而如果MOSFET卯3為P溝道，則用于同步整流MOSFET903的VG2的極性相對于其源極是負的。假設(shè)MOSFET901為N溝道MOSFET,則低壓側(cè)MOSFET901的柵極驅(qū)動Vcn相對于其源極是正的。同步整流MOSFET903被控制為在MOSFET卯l截止時的所有或某部分的時間上導通，但是在低壓側(cè)器件導通時永遠不導通大電流。優(yōu)選地，控制PWM控制器911的時鐘信號還控制BBM緩沖器912，使得產(chǎn)生用于分別控制電荷泵MOSFET906、907、908和909的排序的柵極信號VGS3、VGS4、VGS5、和VGS6。這些MOSFET以交替的順序?qū)?，其中，MOSFET906和907在MOSFET908和909截止的時候?qū)ㄒ员阌趯﹄娙萜?16充電；然后MOSFET908和909在MOSFET906和907截止的時候?qū)ǎ员阌谕ㄟ^將其電荷傳輸?shù)絻δ茈娙萜?10而對電容器916放電。BBM緩沖器912防止了MOSFET907和909之間的直通導通，并且也防止了MOSFET906和908之間的直通導通?？梢砸灶l率①或以某個更高倍數(shù)的時鐘頻率(即，m①)，亦或以與①相獨立的頻率，來與時鐘和斜坡發(fā)生器電路914同步地開關(guān)MOSFET906、卯7、908和卯9。在優(yōu)選實施例中，以同步的方式來開關(guān)前置調(diào)節(jié)器850A和后置轉(zhuǎn)換器850B中的所有功率MOSFET，由此允許將濾波電容器905做得更小。相比之下，如果后置轉(zhuǎn)換器850B與前置調(diào)節(jié)器850A相獨立地振蕩，那么需要電容器905來暫存用于支持瞬時負載和線性瞬變所需的能量。反相型電荷泵后置轉(zhuǎn)換器850B需要反相電平移位電路來將低于參考地的信號調(diào)整為適合于PWM轉(zhuǎn)換器911的控制輸入端子的正值。由于輸出電壓Vra與中間電壓Vy在絕對量值方面相等，而在極性方面相反，因此電平移位電路915應(yīng)該將-VFB信號反相為+Vra以便用作PWM控制器911的輸入VFBin。這樣，將PWM控制器911的反饋輸入電壓V剛n定義為這樣的電壓PWM控制器將嘗試該電壓以及強制該電壓到其Vy輸出上的電壓，即，因此在閉環(huán)控制下，Vy—(-V。ut)，由于V。w為負，因此其為正電壓。圖22B和22C中描述了-IX型LCUI轉(zhuǎn)換器850中的前置調(diào)節(jié)器850A和后置轉(zhuǎn)換器850B的同步工作。在圖22B中，電路圖930示出在電感器902勵磁以及電荷從快速電容器916到儲能電容器910的同時傳輸期間的轉(zhuǎn)換器850。在該階段期間，Vx接近于參考地，并且電流從Vbatt流經(jīng)導通狀態(tài)的MOSFET901,使得電感器902勵》茲，同時同步整流MOSFET卯3保持截止，使得前置調(diào)節(jié)器850A與后置轉(zhuǎn)換器850B斷開。由于Vx接近于參考地并且Vy>Vbatt,因此二極管904保持反向偏置并且不導通。在優(yōu)選實施例中，快速電容器916與電感器902的勵^磁并行地傳輸其電荷并且通過MOSFET908和909將電流提供至儲能電容器910和負載931,同時MOSFET906和907保持截止。由于快速電容器916的正端子連接至參考地并且快速電容器的負端子連接至輸出電容器910,因此將輸出V。ut強制為負(即，低于參考地)電勢。在圖22C中，電路圖940表示在電流通過電感器902再循環(huán)期間以及在快速電容器916充電期間的同一LCUI轉(zhuǎn)換器850。在該時間段期間，感應(yīng)的再循環(huán)(即，去磁)電流流過由導通狀態(tài)的同步整流MOSFET903所旁路的正向偏置的二極管904,并且流過導通的MOSFET906和907，使得對輸出電容器916進行充電。在再循環(huán)階段期間，Vx近似等于V"電容器916兩端存在的電壓)。電容器916充電至基本上等于Vy的電壓。由于MOSFET909在該階段中保持截止，因此偏置為電壓-Vy的儲能電容器910必須在該間隔期間將電流提供至負載931。在LCUI反相器850的嚴格的實施方案中，同步整流MOSFET903與MOSFET906串聯(lián)連接(電荷泵的連接Vy的輸入)。如果電感式前置調(diào)節(jié)器850A和電荷泵后置轉(zhuǎn)換器850B同步并且以同一頻率進行開關(guān)，那么MOSFET906是多余的并且可以將其去除。圖23A的LCUI轉(zhuǎn)換器980圖示了用于同步工作的LCUI反相器850的該筒化實施方案，其中，MOSFET984用作整流以及控制快速電容器989的充電的兩個功能。在其它方面，LCUI反相器980以與轉(zhuǎn)換器850類似的方式進行工作，其中，電感式前置調(diào)節(jié)器980A包含低壓側(cè)N溝道MOSFET981、電感器984、具有本征二極管985的同步整流MOSFET984、PWM控制器991、BBM緩沖器993、時鐘和斜坡發(fā)生器994、以及用于將VFBin從V她反饋至PWM控制991的電平移位電路995。后置轉(zhuǎn)換器980B包括-IX反相電荷泵，其包含MOSFET986、987和988;快速電容器989;輸出電容器9卯和BBM電路992。在同步的-lXLCUI反相器中，BBM緩沖器992和993均以時鐘頻率O(或換言之，m4)進行開關(guān)。如所示那樣，BBM緩沖器992產(chǎn)生用于分別控制電荷泵MOSFET986、988和987的排序的柵極信號VGS3、Vgs4和VGS5，而BBM緩沖器993以柵極信號Vgs^pVcjs2馬區(qū)動MOSFET981和984。這些MOSFET以交替的序列形式導通。在一個階段中，如圖23B的電路1000中所示，MOSFET981、986和988在MOSFET984和987保持截止的時候?qū)?，從而使得電感?83勵磁并且將電荷從快速電容器989傳輸至儲能電容器990。由于MOSFET981和986均導通，因此其將PN二極管985的陽極和陰極上的電勢驅(qū)動至接近參考地，其中，在略纟鼓反向偏置為或接近于零的二極管的兩端具有凈偏置(netbias)。通過將預充電的電容器989的正端子強制到參考地，電容器989的負端子呈現(xiàn)(assume)-Vy的電勢并且將輸出V。^偏置為由前置調(diào)節(jié)器980A的占空因子D所確定的電壓負電勢-Vy。在相反的階段中，如圖23C的電路圖1010中所示，MOSFET984和987導通，同時MOSFET981、986和988保持截止。在該階革殳中，電感器98347將Vx驅(qū)動至高于Vbatt,并且導通的MOSFET9844吏用占空因子控制而將電容器989充電至節(jié)點電勢+V，y。由數(shù)學符號上引號"，"來標識電路節(jié)點電勢V，y，這是由于該電路節(jié)點僅在該階段中用作對電荷泵后置轉(zhuǎn)換器980B供電以及將快速電容器989充電至電壓Vy的電源或偏置。在相反的階段中，該同一電路節(jié)點被偏置為接近于參考地。不同于在LCUI轉(zhuǎn)換器850中永久地偏置為電勢Vy的電容器855或905,轉(zhuǎn)換器980沒有偏置在前置調(diào)節(jié)器980A和后置轉(zhuǎn)換器980B之間存在的任何固定電壓的電容器。相反，電荷泵后置轉(zhuǎn)換器980B的輸入"可能(virtual)"包含僅在快速電容器989充電期間存在的電壓Vy(因而，其V，y符號)。該依賴于可能或工作階段的電壓是將MOSFET984雙重地用作針對boost前置調(diào)節(jié)器980A的同步整流以及用作電荷泵后置轉(zhuǎn)換器980B的輸入這兩者的結(jié)果。也可以使用分數(shù)電荷泵來實施反相LCUX轉(zhuǎn)換器。一個這樣的版本圖21B的框圖中功能性地表示了-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器870。通過圖24A中圖示的分數(shù)反相轉(zhuǎn)換器1050示出了實施方案。如所示那樣，-0.5XLCUI開關(guān)轉(zhuǎn)換器1050包括低壓側(cè)N溝道功率MOSFET1051、具有本征PN二極管1055的浮空同步整流MOSFET1054、以及電感器1053,其共同形成將輸入電壓Vbatt轉(zhuǎn)換為中間電壓Vy的boost型前置調(diào)節(jié)器1050A?？蛇x濾波電容器1071兩端的電壓Vy形成-0.5X型電荷泵反相后置轉(zhuǎn)換器1050B的輸入，該-0.5X型電荷泵反相后置轉(zhuǎn)換器1050B包含功率MOSFET1056-1062,其共同順序地從前置調(diào)節(jié)器1050A對快速電容器1064和1065充電并且將快速電容器1064和1065放電至輸出濾波電容器1063。反相分數(shù)電荷泵后置轉(zhuǎn)換器1050B的輸出電壓為-0.5Vy,其中，Vy(boost前置調(diào)節(jié)器的輸出)為Vbatt/(1-D)。得到的LCUI轉(zhuǎn)換器1050的電壓轉(zhuǎn)換比由下面的式子給出Kn(D-l)轉(zhuǎn)換器1055表示如下的分數(shù)LCUI轉(zhuǎn)換器的一種實施方案，在該分數(shù)LCUI轉(zhuǎn)換器中，具有以中間電壓Vy充電的電容器1071的串聯(lián)連接的MOSFET1054和1056允許前置調(diào)節(jié)器1050A和后置轉(zhuǎn)換器1050B以不同的頻率然而仍在單個反饋回路的控制之下進行工作。浮空功率MOSFET1054、1056、1057、1058、1061和1062可以是N溝道或者P溝道器件(其在柵極驅(qū)動信號和柵極緩沖電路中具有適當變化)。低壓側(cè)功率MOSFET1051、1056、1057和1058優(yōu)選地實施為N溝道器件。輸出電壓V。w用作反饋信號Vra,其經(jīng)電平移位電路1070反相以產(chǎn)生作為PWM控制器1066內(nèi)的誤差放大器的控制輸入的、正比于中間電壓Vy的正電壓。該控制電壓被選擇用來將可選或寄生電容器1071兩端的、前置調(diào)節(jié)器1050A的輸出強制為具有等于輸出電壓的反相的兩倍的量值的電壓Vy。與時鐘和斜坡發(fā)生器電路1069同步的PWM控制器1066以時鐘頻率①進行開關(guān)，并且以同一頻率來驅(qū)動先斷后接緩沖器1068。BBM緩沖器1068利用柵極偏置VG1和VG2來異相地驅(qū)動低壓側(cè)MOSFET1051與同步整流MOSFET1055,以^i方止直通導通。如果同步整流MOSFET1055為N溝道器件，則用于同步整流MOSFET1055的V(j2的極性相對于其源極是正的，而如果所述MOSFET為P溝道，則用于同步整流MOSFET1055的VG2的極性相對于其源極是負的。在其是N溝道的情況下，低壓側(cè)MOSFET1051的柵極驅(qū)動VG1相對于其源極是正的。同步整流MOSFET1054被控制為在MOSFET1051截止時的所有或某部分的時間上導通，但是在MOSFET1051導通時永遠不導通大電流。優(yōu)選地，控制PWM控制器1066的時鐘信號①還控制BBM緩沖器1067,使得產(chǎn)生用于分別控制電荷泵MOSFET1056~1062的排序的柵板信號Vgs3VGS9。這些MOSFET以交替的方式導通，其中，在對電容器1064和1065充電時，MOSFET1056、1057和1058在MOSFET1059-1062截止的時候?qū)?；并且其中，在電容?064和1065將其電荷傳輸?shù)絻δ茈娙萜?063上時，MOSFET1059-1062在MOSFET1056、1057和1058截止的時候?qū)?。BBM緩沖器1067防止了MOSFET1056與MOSFET1059和1060之間的直通導通，以及MOSFET1058和1062之間的直通導通?？梢砸詴r鐘和斜坡發(fā)生器電路1069提供的頻率O或以時鐘頻率cD的某個更高倍數(shù)(即，m①)，亦或以與時鐘頻率①相獨立的頻率，來與前置調(diào)節(jié)器1058A中的MOSFET同步地開關(guān)電荷泵后置轉(zhuǎn)換器1058B中的MOSFET。在優(yōu)選實施例中，以同步的方式來開關(guān)前置調(diào)節(jié)器1050A和電荷泵后置轉(zhuǎn)換器1050B中的所有功率MOSFET，由此允許將濾波電容器1071做得更小。相比之下，如果電荷泵后置轉(zhuǎn)換器1050B與開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器1050A相49獨立地振蕩，那么需要電容器1071來暫存用于支持瞬時負載和線性瞬變所需的能量。使用反相型電荷泵后置轉(zhuǎn)換器1050B的反饋需要反相電平移位器1070來將低于參考地的信號調(diào)整為適合于PWM轉(zhuǎn)換器1066的控制輸入端子的正值。由于輸出電壓Vra等于電壓Vy的量值的一半，但是在極性方面相反，因此電平移位電路1070應(yīng)該將-Vra信號反相為+VFB以便用作PWM控制器1066的輸入VFBin。因此，將PWM控制器1066的反饋輸入電壓Vrain定義為促使PWM控制器1066來強制Vy—-2V。ut的電壓，由于V。ut為負，因此其為正電壓。圖2々B和24C中圖示了-0.5X型LCUI轉(zhuǎn)換器1050中的前置調(diào)節(jié)器1050A和后置轉(zhuǎn)換器1050B的同步工作。在圖24B中，電路圖1080表示在電感器1053勵磁以及電荷從快速電容器1064和1065到儲能電容器1063的同時傳輸期間的LCUI轉(zhuǎn)換器1050。在該階段期間，Vx接近于參考地，并且電流從Vbatt流經(jīng)導通狀態(tài)的MOSFET1051,使得電感器1053勵^磁，同時同步整流MOSFET1054保持截止，使得電感式前置調(diào)節(jié)器1050A與電荷泵后置轉(zhuǎn)換器1050B斷開。由于Vx接近于參考地并且V,Vbatt,因此二極管1055保持反向偏置并且不導通。在優(yōu)選實施例中，快速電容器1064和1065與電感器1053的勵磁并行地傳輸電荷并且通過導通MOSFET1059、1060、1061和1062將電流提供至儲能電容器1063和其負載，同時MOSFET1056、1057和1058保持截止。由于快速電容器1064和1065的正端子連接至參考地并且其負端子連接至輸出電容器1063，因此將輸出V。ut強制為負(即，低于參考地)電勢。在圖24C中，電路圖1090表示在電流通過電感器1053再循環(huán)期間以及在快速電容器1064和1065充電期間的LCUI轉(zhuǎn)換器電路1050。在該時間段期間，感應(yīng)的再循環(huán)(即，去》茲)電流流過由導通狀態(tài)的同步整流MOSFET1054所旁路的正向偏置的二才及管1055,并且流過導通的MOSFET1056、1057和1058,使得對快速電容器1064和1065進行充電。由于二極管1055被正向偏置，因此Vx近似等于Vy(電容器1071兩端存在的電壓)。電容器1064和1065每一個均充電至基本上等于V/2的電壓。由于MOSFET1061和1062在該階段中保持截止，因此偏置為電壓-Vy/2的儲能電容器1062必須在該間隔期間將電流提供至負載。圖25A的圖形1120圖示了這樣的-lXLCUI3.3V轉(zhuǎn)換器的輸入與輸出傳輸特性，其中，將曲線1121所示的、范圍從l芯到2芯的NiMH電池電壓的輸入電壓Vbatt以因子1/(l-D)升壓至恒定的和中間的電壓Vy(曲線1122)，然后以-lX將其反相以產(chǎn)生調(diào)節(jié)良好的-3.3V輸出(曲線1123)。圖25B中的圖形1130針對從2V到5V的更高電壓范圍上的傳輸特性(包括l芯Lilon電池)而圖示了以因子1/(l-D)將電池或其它輸入電壓Vb甜(曲線1131)升壓轉(zhuǎn)換為6V的受調(diào)節(jié)的電壓(曲線1132)，然后使用-lX電荷泵將其反相以產(chǎn)生-6V的受調(diào)節(jié)的輸出(曲線1134)或者使用-0.5X電荷泵將其反向以產(chǎn)生-3V的受調(diào)節(jié)的輸出(曲線1133)。在圖25C的圖形1140中，1芯Lilon電池在間隔1141期間從4.2V放電至3.5V,然后在間隔1142期間維持3.5V,直到其最后在間隔1143期間迅速地放電下至2.7V。以變化的因子1/(l-D)將電池電壓升高以產(chǎn)生曲線1144所示的受調(diào)節(jié)的6.6V中間電壓Vy,然后由-0.5X電荷泵將其反相以產(chǎn)生受調(diào)節(jié)的時不變的-3.3V輸出(曲線1145)。圖25D的圖形1160中圖示了各種LCUI轉(zhuǎn)換器的占空因子D和電壓轉(zhuǎn)換比V。u/Vin之間的關(guān)系。所包括的是-lXLCUI轉(zhuǎn)換器(曲線1162)和-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器(曲線1163)。這些傳輸特性與正極性的Vy/Vin(曲線1161)形成對比。具體地，-IX型LCUI轉(zhuǎn)換器的傳輸特性是作為占空因子D的函數(shù)的Vy/Vin的鏡像。具體地，當0=50%時，-IXLCUI轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生輸出電壓V。ut=-2Vin。低占空因子處，傳輸特性接近于單位l。曲線1163描述了n=-0.5的分數(shù)LCDI轉(zhuǎn)換器。在50%的占空因子之處，-0.5型LCDI轉(zhuǎn)換比由-0.5/(l-D)=-0.5/(0.5)給出，從而V。ut=Vin。與在50%的占空因子處V。ut=-2Vin的-lX型LCUI轉(zhuǎn)換器相比，-0.5X型LCUI調(diào)節(jié)器以相同的占空因子提供了更小的負輸出電壓。在優(yōu)選在50%的占空因子附近工作以避免窄脈沖的高頻處，當傳遞更低的負輸出電壓時，-0.5X型LCUI調(diào)節(jié)器比-1X反相器型更優(yōu)選。表4針對-lXLCUI和-0.5XLCUI轉(zhuǎn)換器，對比了0=50%的優(yōu)選轉(zhuǎn)換比，并且圖示了從Lilon電池輸出幾種負輸出電壓所需要的占空因子范圍。狀況曙0.5XLCUI畫IXLCUIBoost(正)D=50%Vout/Vin=-1.0Vout/Vin=-2.0Vout/Vin=2.0LiIon~>-12.0V83%<D<880/0650/0<D<75%65%<D<75%51<table>tableseeoriginaldocumentpage52</column></row><table>表4以N/A標記的那些狀況需要升壓和降壓反相兩者。LCUX開關(guān)調(diào)節(jié)器拓樸的總結(jié)圖26A-26J總結(jié)了在電容器充電階段期間和在電荷泵的快速電容器將其在圖26A中，電路圖1200示出了包含受控電壓源1201的分數(shù)0.5X型LCUD轉(zhuǎn)換器，所述受控電壓源1201表示具有電壓V^Vin/(l-D)的電感式前置調(diào)節(jié)器，其中，前置調(diào)節(jié)器將兩個串聯(lián)連接的快速電容器1202和1203充電至電壓Vy/2或者0.5Vin/(l-D)。圖26B的電路圖1205表示同一LCUD轉(zhuǎn)換器在快速電容器1202和1203將儲能電容器1206充電至電壓Vy/2或0.5Vbatt/(1-D)的電荷傳輸期間的等效電路。由于快速電容器在電荷傳輸期間以參考地為基準，因此前置調(diào)節(jié)器與電荷泵斷開。結(jié)果，受控電壓源1201在工作的第二階段期間并不將能量傳遞至負載或電荷泵后置轉(zhuǎn)換器。在這兩個階段之間交替，實現(xiàn)了功能地表示在圖IOA中所示的LCUD轉(zhuǎn)換器250的工作的、具有高于或低于單位1的V。u/Vin轉(zhuǎn)換比的調(diào)節(jié)良好的輸出。在圖26C中，電路圖1210示出了包含受控電壓源1211的2X型LCUU調(diào)節(jié)器，所述受控電壓源1211表示具有電壓Vy-Vin/(1-D)的電感式前置調(diào)節(jié)器，其中，前置調(diào)節(jié)器將單個快速電容器1212充電至電壓Vy或者Vin/(1-D)。圖26D的電路圖1215表示同一LCUU轉(zhuǎn)換器在如下的電荷傳輸期間的等效電路在所述電荷傳輸期間，快速電容器1212位于上部，即，使其負端子連接至boost前置調(diào)節(jié)器的正端子，從而將快速電容器上的電壓添加至boost電壓，使得將boost電壓加倍。因此電壓源1211和快速電容器的串聯(lián)組合將儲能電容器1216充電至電壓2Vy或者2Vbatt/(l-D)。在工作的第二階段期間，受控電壓源1211參與將能量傳遞至負載或電荷泵后置轉(zhuǎn)換器。在這兩個充電和傳輸階段之間交替，實現(xiàn)了功能地表示在圖17A中所示的2X型LCUU轉(zhuǎn)換器650的工作的、具有有高轉(zhuǎn)換比能力的V。u/Vin的調(diào)節(jié)良好的輸出。在圖26E中，電路圖1220示出了包含受控電壓源1221的分數(shù)1.5X型52LCUU調(diào)節(jié)器，所述受控電壓源1221表示具有電壓V廣Vin/(l-D)的電感式前置調(diào)節(jié)器，其中，前置調(diào)節(jié)器將兩個串聯(lián)連接的快速電容器1222和1223充電至電壓Vy/2或者0.5V;n/(l-D)。圖26F的電路圖1225表示同一1.5X型LCUU轉(zhuǎn)換器在如下的電荷傳輸期間的等效電路，在所述電荷傳輸期間，快速電容器1222和1223并聯(lián)連接并且暫時地堆疊在電壓源1221的上部，從而將儲能電容器1226充電至電壓1.5Vy或1.5Vbatt/(l-D)。在工作的第二階段期間，受控電壓源1201參與將能量傳遞至負載或電荷泵后置轉(zhuǎn)換器。在這兩個階段之間交替，實現(xiàn)了功能地表示在圖19A中所示的1.5XLCUU轉(zhuǎn)換器760的工作的、具有高轉(zhuǎn)換比的調(diào)節(jié)良好的輸出。在圖26G中，電路圖1230示出了包含受控電壓源1231的-lX型LCUI反相調(diào)節(jié)器，所述受控電壓源1231表示具有電壓V廣Vin/(l-D)的電感式前置調(diào)節(jié)器，其中，前置調(diào)節(jié)器將串聯(lián)連接的快速電容器1232充電至電壓Vy或者Vin/(1-D)。圖26H的電路圖1235表示同一LCUI反相轉(zhuǎn)換器在如下的電荷傳輸期間的等效電路，在所述電荷傳輸期間，快速電容器1232連接至電壓源1231的負端子(即，參考地)，因此將儲能電容器1236充電至電壓-Vy或者-Vbatt/(1-D)。由于快速電容器1232以參考地為基準，因此在工作的第二階段期間，受控電壓源1231并不把能量傳遞至負載或電荷泵后置轉(zhuǎn)換器。在這兩個階段之間交替，實現(xiàn)了功能地表示在圖22A中所示的LCUD轉(zhuǎn)換器850的工作的、具有V。u/Vin轉(zhuǎn)換的調(diào)節(jié)良好的反相輸出。在圖261中，電路圖1240示出了包含受控電壓源1241的分數(shù)-0.5X型LCUI反相調(diào)節(jié)器，所述受控電壓源1241表示具有電壓V廣Vin/(l-D)的電感式前置調(diào)節(jié)器，其中，前置調(diào)節(jié)器將兩個串聯(lián)連接的快速電容器1242和1243充電至電壓Vy/2或者0.5Vin/(l-D)。圖26J的電路圖1245表示同一-0.5X型LCUI反相轉(zhuǎn)換器在如下的電荷傳輸期間的等效電路，在所述電荷傳輸期間，快速電容器1242和1243與結(jié)合至參考地的其正端子并聯(lián)連接，從而將儲能電容器1246充電至電壓-0.5Vy或-0.5Vbatt/(l-D)。由于快速電容器1232以參考地為基準，因此在工作的第二階段期間，受控電壓源1241并不參與將能量傳遞至負載或電荷泵后置轉(zhuǎn)換器。在這兩個階段之間交替，實現(xiàn)了功能地表示在圖24A中所示的-0.5X型LCUI1050的工作的、具有低于參考地的V。ut/Vin轉(zhuǎn)換比的調(diào)節(jié)良好的輸出。反饋實施方案在此處所述的LCUX轉(zhuǎn)換器中，在峰值效率附近工作要求將前置調(diào)節(jié)器的輸出偏置在V。ut/n附近的電壓Vy,其中"n"是電荷泵后置轉(zhuǎn)換器的nX乘數(shù)(multiplier)。雖然在開環(huán)電路中可以滿足該狀況，但是較高的線性和負載調(diào)節(jié)要求轉(zhuǎn)換器動態(tài)且迅速地(即，實時地)對工作狀況的變化進行反應(yīng)。使用閉環(huán)控制的轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的反饋通常用在電壓調(diào)節(jié)器中，以便實現(xiàn)精確的調(diào)節(jié)性能。具體地，在所示的LCUX系列的調(diào)節(jié)器中，在電荷泵后置轉(zhuǎn)換器將該輸出比例縮放以便于升壓-降壓轉(zhuǎn)換的同時，開關(guān)電感器前置調(diào)節(jié)器提供了更接近于50%的占空因子或反相的脈寬的調(diào)節(jié)特點。由于該輸出的電壓范圍被比例縮放的升壓、降壓或反相為不同的電壓范圍(相比于前置調(diào)節(jié)器的Vy輸出)，因此在將來自于轉(zhuǎn)換器的V。ut的任何反饋信號Vra饋送至PWM控制器的輸入端子之前，必須對該反饋信號Vra進行調(diào)整(即，電平移位)?？商鎿Q地，可以使用前置調(diào)節(jié)器的輸出電壓Vy來作為用于將前置調(diào)節(jié)器的輸出端子處的電壓強制為如下的特定值的反饋信號，其中所述特定值是用于產(chǎn)生最大轉(zhuǎn)換器效率處要求的輸出電壓V。ut所需要的值。如之前在圖9中所示的那樣，無論什么樣的反饋方法，反饋都應(yīng)該將Vy驅(qū)動至這樣的電壓，即，使得誤差電壓AV:V。ut-Vz很小，從而狀況VoutVz=nVy=n'Vin/(l-D)成立。存在多種方法來用于動態(tài)地調(diào)整前置調(diào)節(jié)器的PWM控制器的占空因子D,這些方法包括從V。ut、Vy或其某些組合來獲得反饋。關(guān)于用于實現(xiàn)LCUX調(diào)節(jié)器的閉環(huán)控制的各種方法，這里所示的示例是示例性的，而不旨在限制。如圖27A中的反饋電路1270中所示，PWM控制器1276包括實施為差分輸入運算放大器的誤差放大器1277，其中其反相輸入連接至VFBin，并且其同相輸入結(jié)合至基準電壓1278。每當Vrain小于Vref時，轉(zhuǎn)換器通過增大脈寬和開關(guān)導通時間、增大平均電感器電流以及將電壓驅(qū)動至更高的電壓來進行反應(yīng)。相反地，每當Vrain輸入大于Vref時，轉(zhuǎn)換器通過減小脈寬并縮短開關(guān)導通時間、降低平均電感器電流以及將V她驅(qū)動至更低的電壓來進行反應(yīng)。雖然通常由工作在1.2V處的帶隙電壓基準電路來確定Vref的實際電壓，但是在某些實施方案中，可以將基準電壓比例縮放至前置調(diào)節(jié)器的期望輸出電壓(即，Vy)。實際中，可以將輸入Vf他向下分圧至Vref的值，或者相反地，可以將Vw加倍以與Vy"V剛n值相匹配。在下面的討論中考慮這兩種情況。圖27A中圖示了用于同相LCUX轉(zhuǎn)換器的電平移位電路1270,其中，首先通過電阻器1271以及具有近似Vtn的壓降的串聯(lián)連接的N溝道MOSFET1272而將反饋電壓Vre轉(zhuǎn)換為電流，從而由下面的式子大致給出具有柵寬W！的MOSFET1272中的電流,一ff丑y'"然后通過具有與MOSFET1272相同的柵源偏置Vosn的MOSFET1273來將該電流鏡像，使得產(chǎn)生如下量值的電流12z一JH、,221^《『！其中，12是依賴于MOSFET1272和1273的各自柵寬Wl和W2的電流，而其基本上與電阻器1274和1275的值無關(guān)。然后，由電阻器1275的電阻Rs的值來確定電平移位電路1270的輸出V"FBin，從而柳"'23"乂《『ly將電平移位輸出Vrain輸入至誤差放大器1277,并且將其與PWM控制器1276內(nèi)的基準電壓Vref相比較以將boost前置調(diào)節(jié)器的輸出Vy驅(qū)動至電壓V。ut/n。例如，在0.5XLCDU調(diào)節(jié)器中，最優(yōu)效率出現(xiàn)在V。u產(chǎn)0.5Vy時，因此，反饋網(wǎng)絡(luò)將前置調(diào)節(jié)器輸出電壓驅(qū)動至值Vy—V。ut/0.5或2V。ut。圖27B中圖示了適用于同相LCUX轉(zhuǎn)換器的另一電平移位電路1290。電平移位電路1290包含含有值分別為R2和Rl的兩個電阻器1291和1292的分壓器。因此K尸Bm兄只要V。ut>Vy，即，該轉(zhuǎn)換器是LCUU轉(zhuǎn)換器，那么反饋網(wǎng)絡(luò)可以向PWM控制器1293輸入電壓V剛n-V嚴V。ut/n。該狀況出現(xiàn)在R1/(R1+R2)等于1/n時。例如，由于在2XLCUU調(diào)節(jié)器中n=2,因此應(yīng)該通過使得兩個電阻器相等(即，RbR2)而將比值R1/(R1+R2)設(shè)置為1/2。如果期望的輸出電壓出現(xiàn)在反饋電壓等于帶隙基準電壓Vref時，那么必須調(diào)整電阻器比值以使得、/—F_相比之下，在V,V。w的LCDU轉(zhuǎn)換器中，除了用于產(chǎn)生等于帶隙基準Vref的反饋值之外，不能使用這種分壓器。在本發(fā)明的另一實施例中，圖27C的電平移位電路1310適合用于反向LCUI轉(zhuǎn)換器。電平移位電路1310從負反饋信號-Vra產(chǎn)生對于PWM控制器1325內(nèi)的誤差放大器1326的正反饋信號+VpBin。該電路通過如下這樣進行工作以負電源軌線-V。ut為其輸入的基準，然后將信號電平移位至正電源軌線Vy,然后重新降低以產(chǎn)生VFBin。如所示那樣，電阻器R,基于負輸入電壓-Vra來設(shè)置P溝道MOSFET1312中的電流。MOSFET1312與參考地為基準的MOSFET1313形成電流鏡，其進一步將電流提供至以-V叫t為基準的、包含N溝道MOSFET1316和1317的電流鏡。N溝道MOSFET1317中的電流進一步被鏡像至以+Vy為基準的P溝道MOSFET1318和1319,并且再次鏡像至以參考地為基準的、包含N溝道MOSFET1321和1322的電流鏡。MOSFET1322中的電流在電阻器1324兩端形成電壓，以便形成連接至PWM控制器1325的電平移位電路的Vrain輸出。在圖27D的電平移位電路中，正反饋信號+Vra經(jīng)由電阻器1341來設(shè)置以電壓Vy為基準的MOSFET1343所鏡像的、P溝道MOSFET1342中的電流。該電流鏡將電流提供至以參考地為基準的N溝道鏡像MOSFET1345和1346，并且在電阻器1348兩端下降而最后形成對于PWM控制器1349的輸入的、經(jīng)電平的輸出VFBin。電路1340僅在V。ut<Vy時起作用。對Boost前置調(diào)節(jié)器電路進行供電再次參考圖8，多路復用器215將可用的最高電壓選擇到功率PWM控制電路211、BBM柵極緩沖器212以及可能的電荷泵207。為了減小功率MOSFET201和204以及電荷泵207內(nèi)部的MOSFET的導通電阻，更高的電壓是期望的。圖28A中圖示了最簡單的功率多路復用器，其中PN二極管1401和1402形成功率二極管"OR(或)"功能，其將用于提供輸入電壓Vcc的、Vbatt和Vy中的較高的電壓連接至控制電路。僅有與Vbatt和Vy之間的較高電壓相連接的二極管將變?yōu)檎蚱?。另一個二極管將保持反向偏置并且將阻擋電流。圖28B中的電路1410是具有二極管1412和1413的功率二極管OR功能的修改，其中，MOSFET1412可導通以將二極管1411旁路，尤其是在boost前置調(diào)節(jié)器開關(guān)之前的啟動(startup)期間。MOSFET1411可以是P溝道或N溝道MOSFET。在圖28C中，電路1420使用了兩個MOSFET1421和1422來分別地將二極管1421和1426旁路。比較器1424連接至輸入電壓Bb甜和Vy,并且取決于哪一個輸入電壓更高來指令觸發(fā)器電3各1433導通MOSFET1421或1422。圖28D示出了比較器1451對觸發(fā)器1452和模擬開關(guān)1453進行供電的類似電路1450。雖然此處已經(jīng)描述了特定的實施例，但是應(yīng)該理解，這些實施例僅是圖示性的，而并非限制。根據(jù)本發(fā)明寬泛原理的許多替代實施例對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說都是顯而易見的。權(quán)利要求1.一種DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其包含升壓前置調(diào)節(jié)器，其包含開關(guān)電感式電路；以及后置轉(zhuǎn)換器，其包含開關(guān)電容式電路，其中，所述前置調(diào)節(jié)器的輸出端子耦合至所述后置轉(zhuǎn)換器的輸入端子，所述前置調(diào)節(jié)器的輸入端子包含所述DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器的輸入端子，所述后置轉(zhuǎn)換器的輸出端子包含所述DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器的輸出端子。2.如權(quán)利要求1所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其進一步包含反饋路徑，所述反饋路徑的第一端子耦合至所述前置調(diào)節(jié)器。3.如權(quán)利要求2所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述反饋路徑的第二端子耦合至所述后置轉(zhuǎn)換器的輸出端子。4.如權(quán)利要求2所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述反饋路徑的第二端子耦合至所述前置調(diào)節(jié)器的輸出端子。5.如權(quán)利要求1所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述前置調(diào)節(jié)器包含在串聯(lián)路徑中與低壓側(cè)開關(guān)連接的電感器、以及連接到所述電感器和所述低壓側(cè)開關(guān)之間的所述串聯(lián)路徑中的一點的浮空開關(guān)。6.如權(quán)利要求5所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述浮空開關(guān)包含浮空MOSFET,并且所述低壓側(cè)開關(guān)包含低壓側(cè)MOSFET。7.如權(quán)利要求6所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述前置調(diào)節(jié)器包含先斷后接單元，所述先斷后接單元耦合至所述高壓側(cè)MOSFET的柵極以及所述j氐壓側(cè)MOSFET的4冊才及。8.如權(quán)利要求7所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述前置調(diào)節(jié)器包含脈寬調(diào)制單元，所述脈寬調(diào)制單元耦合至所述先斷后接單元。9.如權(quán)利要求1所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述后置轉(zhuǎn)換器包含電荷泵。10.如權(quán)利要求9所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述電荷泵適配為將所述電荷泵的輸入端子處的電壓乘以整數(shù)值。11.如權(quán)利要求10所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述電荷泵適配為將所述電荷泵的輸入端子處的電壓乘以因子2。12.如權(quán)利要求9所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述電荷泵適配為將所述電荷泵的輸入端子處的電壓乘以因子1.5。13.如權(quán)利要求9所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述電荷泵適配為將所述電荷泵的輸入端子處的電壓乘以因子0.5。14.如權(quán)利要求9所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述后置轉(zhuǎn)換器包含反相器。15.如權(quán)利要求14所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述電荷泵適配為將所述電荷泵的輸入端子處的電壓乘以負整數(shù)值。16.如權(quán)利要求15所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述電荷泵適配為將所述電荷泵的輸入端子處的電壓乘以因子-1。17.如權(quán)利要求14所述的DC/DC電壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述電荷泵適配為將所述電荷泵的輸入端子處的電壓乘以因子-0.5。18.—種將第一DC電壓轉(zhuǎn)換為第二DC電壓的方法，其包含提供至少一個電感器和至少一個電容器；在第一時間間隔期間，將所述至少一個電感器的第一端子耦合至所述第一DC電壓；在第二時間間隔期間，允許所述至少一個電感器的第一端子浮空，從而在所述至少一個電感器的所述第一端子處產(chǎn)生中間電壓；在第三時間間隔期間，將所述至少一個電容器的第一端子耦合至所述中間電壓，并且將所述至少一個電容器的第二端子耦合至第三電壓；以及在第四時間間隔期間，將所述至少一個電容器的所述第二端子耦合至所述中間電壓，并且將所述至少一個電容器的所述第一端子耦合至輸出端子，從而在所述輸出端子處提供所述第二DC電壓。19.如權(quán)利要求18所述的方法，其中，所述第一時間間隔定義占空比，所述方法進一步包含使用所述第二DC電壓來確定所述占空比。20.如權(quán)利要求18所述的方法，其中，所述第一時間間隔定義占空比，所述方法進一步包含使用所述中間電壓來確定所述占空比。21.—種將第一DC電壓轉(zhuǎn)換為第二DC電壓的方法，包含提供至少一個電感器和至少一個電容器；在第一時間間隔期間，將所述至少一個電感器的第一端子耦合至所述第一DC電壓；在第二時間間隔期間，允許所述至少一個電感器的第一端子浮空，從而在所述至少一個電感器的第一端子處產(chǎn)生中間電壓；在第三時間間隔期間，將所述至少一個電容器的第一端子耦合至所述中間電壓，并且將所述至少一個電容器的第二端子耦合至第三電壓；以及在第四時間間隔期間，將所述至少一個電容器的第二端子耦合至第四電壓，并且將所述至少一個電容器的第一端子耦合至輸出端子，從而在所述輸出端子處提供所述第二DC電壓。22.—種將第一DC電壓轉(zhuǎn)換為第二DC電壓的方法，包含提供至少一個電感器和至少一個電容器；在第一時間間隔期間，將所述至少一個電感器的第一端子耦合至所述第一DC電壓；在第二時間間隔期間，允許所述至少一個電感器的第一端子浮空，從而在所述至少一個電感器的第一端子處產(chǎn)生中間電壓；在第三時間間隔期間，將所述至少一個電容器的第一端子耦合至所述中間電壓，并且將所述至少一個電容器的第二端子耦合至第三電壓；以及在第四時間間隔期間，將所述至少一個電容器的第一端子耦合至參考地，并且將所述至少一個電容器的第二端子耦合至輸出端子，從而在所述輸出端子處提供所述第二DC電壓。全文摘要一種DC/DC轉(zhuǎn)換器，其包括前置調(diào)節(jié)器級，其可以包括boost轉(zhuǎn)換器；以及后置轉(zhuǎn)換器級，其可以包含電荷泵。由從前置調(diào)節(jié)器級或后置轉(zhuǎn)換器級的輸出端子延伸的反饋路徑來控制該前置調(diào)節(jié)器級的占空因子。取決于該占空因子，前置調(diào)節(jié)器以一可變量來對輸入的DC電壓進行升壓，并且后置轉(zhuǎn)換器以正或負的整數(shù)或分數(shù)值來對前置調(diào)節(jié)器的輸出處的電壓進行升壓或降壓。即使在單位輸入與輸出電壓轉(zhuǎn)換比的附近，該轉(zhuǎn)換器也克服了噪聲毛刺、較差調(diào)節(jié)以及不穩(wěn)定的問題。文檔編號H02M3/155GK101647182SQ200780051924公開日2010年2月10日申請日期2007年12月27日優(yōu)先權(quán)日2006年12月30日發(fā)明者理查德·K·威廉斯申請人:先進模擬科技公司