專利名稱：一種同步整流電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實(shí)用新型涉及開關(guān)電源領(lǐng)域，具體是指用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)
側(cè)的替代整流二極管的N溝道場(chǎng)效應(yīng)管實(shí)現(xiàn)同步整流的一種電路。
背景技術(shù)：
目前實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)側(cè)同步整流的技術(shù)主要有①電壓驅(qū)動(dòng)同 步整流；②電流自驅(qū)動(dòng)同步整流；③用專用同步整流集成電路檢測(cè)同步整流場(chǎng)效 應(yīng)管的D (漏極)和S (源極)之間電壓大小或者電壓波形的上升沿和下降沿， 經(jīng)集成電路內(nèi)部處理后，輸出信號(hào)去控制場(chǎng)效應(yīng)管的開或關(guān)，實(shí)現(xiàn)場(chǎng)效應(yīng)管的開 或關(guān)和開關(guān)電源變壓器次級(jí)電壓的同步。方式①只能在變壓器次級(jí)電壓始終為方 波，且電壓和電流同相的電路中使用，如果變壓器次級(jí)電壓不一定是方波，或者 電壓和電流不同相，則不能實(shí)現(xiàn)同步整流，例如反激式電源或者諧振式軟開關(guān)電 源中不能用電壓驅(qū)動(dòng)同步整流。方式②可以應(yīng)用于所有類型電源中，但需要檢測(cè) 電流的電流互感器來檢測(cè)流過次級(jí)同步整流場(chǎng)效應(yīng)管的電流，申請(qǐng)?zhí)?2121622. 3 的專利公開了一種使用電流驅(qū)動(dòng)方法的同步整流器，但電流互感器有4個(gè)繞組， 電流互感器繞制比較困難，電路也比較復(fù)雜，成本高，不利于生產(chǎn)，在設(shè)計(jì)不同 輸出電壓的開關(guān)電源時(shí)，需要使用不同繞組匝數(shù)的電流互感器，制造難度增加； 方式③除了變壓器次級(jí)的電壓和電流不同相的電源不能應(yīng)用外，其他可以實(shí)現(xiàn)同 步整流，但有部分集成電路只能應(yīng)用在非連續(xù)工作模式(DCM模式)或準(zhǔn)諧振模 式(QR模式)，有部分集成電路可以在非連續(xù)工作模式(DCM模式)、準(zhǔn)諧振模式 (QR模式)、連續(xù)工作模式(CCM模式)下工作，但控制電路模塊比較復(fù)雜。集 成電路的在電源供電電壓為12V時(shí)靜態(tài)工作電流一般大于5mA，靜態(tài)功耗大于 60mW，有可能使得整個(gè)電源的靜態(tài)功耗超出節(jié)能標(biāo)準(zhǔn)的要求。同步整流場(chǎng)效應(yīng)管 的導(dǎo)通時(shí)間和初級(jí)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間必需留足夠的死區(qū)時(shí)間，要超過500nS的死 區(qū)時(shí)間，否則容易受干擾，導(dǎo)致同步整流功能失效，電源輸出不正常，當(dāng)留的死 區(qū)時(shí)間太長(zhǎng)，則場(chǎng)效應(yīng)管寄生快恢復(fù)二極管導(dǎo)通時(shí)間將會(huì)比較長(zhǎng)，因快恢復(fù)二極 管的導(dǎo)通壓降一般達(dá)到IV以上，因此損耗非常高，效率降低，場(chǎng)效應(yīng)管的溫度 會(huì)比較高。另外，同步整流場(chǎng)效應(yīng)管的連接必須在特定位置，不能隨意更改位置， 否則，實(shí)現(xiàn)不了同步整流功能。 '

實(shí)用新型內(nèi)容
本實(shí)用新型需解決的技術(shù)問題是1、 當(dāng)開關(guān)電源輕負(fù)載時(shí)能驅(qū)動(dòng)替代整流二極管的N溝道場(chǎng)效應(yīng)管實(shí)現(xiàn)同步 整流，但不會(huì)增加過多的額外損耗，提高效率，空載時(shí)控制電路模塊輸出電壓降 低使同步整流管不能導(dǎo)通，利用N溝道場(chǎng)效應(yīng)管體內(nèi)寄生快恢復(fù)二極管整流，使 待機(jī)能耗符合標(biāo)準(zhǔn)要求；
2、 用最簡(jiǎn)單的方法和電路檢測(cè)出反激式開關(guān)電源的CCM和DCM工作模式， 實(shí)現(xiàn)在CCM和DCM工作模式下的同步整流；
3、 要能夠最大限度減小同步整流N溝道場(chǎng)效應(yīng)管的導(dǎo)通時(shí)間和初級(jí)開關(guān)管 的導(dǎo)通時(shí)間之間留的死區(qū)時(shí)間，或者是開關(guān)電源的次級(jí)交替工作的兩個(gè)同步整流 N溝道場(chǎng)效應(yīng)管導(dǎo)通時(shí)間之間留的死區(qū)時(shí)間，減小導(dǎo)通時(shí)的損耗，提高電源的效 率，達(dá)到節(jié)能要求；
4、 所有類型的開關(guān)電源的次級(jí)整流二極管都要能夠用本實(shí)用新型所述的同 步整流電路來替代；
5、 要不受原來電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的次級(jí)整流二極管的位置限制，即只要將原 設(shè)計(jì)使用的整流二極管去掉，將本新型同步整流電路接到整流二極管相應(yīng)的位置 就可以像整流二極管一樣實(shí)現(xiàn)單向?qū)щ姡鵁o須增加其他額外的電路，同步整流 電路裝置就像一個(gè)具有兩個(gè)連接端口子的模塊器件一樣易于連接使用，減少電路 復(fù)雜性；
6、 當(dāng)采用電流互感器檢測(cè)電流來實(shí)現(xiàn)同步整流時(shí)，電流互感器要盡量簡(jiǎn)單 化，易于制造，節(jié)省原材料。
為解決上述技術(shù)問題本實(shí)用新型采取的技術(shù)方案是
提供一種開關(guān)電源中用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)側(cè)的替代整流二極 管的N溝道場(chǎng)效應(yīng)管實(shí)現(xiàn)同步整流的電路，該電路包括信號(hào)檢測(cè)電路模塊、控制 電路模塊、輔助電源電路模塊和偏置電路模塊。
所述開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)繞組Ns的起端引腳1連接電源輸出負(fù)極，終 端引腳2連接N溝道場(chǎng)效管Q1的源極S;所述控制電路模塊包括六個(gè)端口，分別 為Gate、 Vcc、 Vin、 Bias、 Vz、 Vss，端口 Vss與開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)繞組 Ns終端引腳2連接；所述信號(hào)檢測(cè)電路模塊包括A、 B、 C、 D四個(gè)端口，其輸入 端口 A連接Q1的漏極D，檢測(cè)Q1漏極電流處理后由輸出端口 C輸送到控制電路 模塊Vin端口，最后由控制電路模塊的輸出端口 Gate輸出控制信號(hào)給Ql柵極G， 實(shí)現(xiàn)同步整流；信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 D與開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)繞組Ns終 端引腳2連接，另一輸出端口 B連接電源輸出正極；所述輔助電源電路模塊包括 四個(gè)端口E、 F、 G、 H，其輸出端口G與控制電路模塊Vcc端口連接，為控制電路 模塊提供工作電源，端口H與偏置電路模塊連接，端口F與場(chǎng)效管Q1漏極連接，端口 E與開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)繞組Ns終端引腳2連接；所述偏置電路模塊 包括三個(gè)端口I、 K、 J，其輸出端口 J連接控制電路模塊端口Bias，為控制電路 模塊提供偏置電壓，端口 K與控制電路模塊端口 Vz連接。
一種具體的方案為所述控制電路模塊包括穩(wěn)壓電源電路、恒流源、反相比 較器、輸出驅(qū)動(dòng)電路。所述穩(wěn)壓電源電路包括三極管Q8、電阻RC、穩(wěn)壓二極管 ZD1，三極管Q8集電極作為控制電路模塊的端口 Vcc，發(fā)射極作為控制電路模塊 的端口 Vz，基極連接穩(wěn)壓二極管ZD1陰極，所述電阻RC連接于三極管Q8基極和 集電極之間，穩(wěn)壓二極管ZD1陽(yáng)極連接控制電路模塊端口 Vss;所述的恒流源包 括三極管Q6和Q7、電阻RA和RB，三極管Q7發(fā)射極連接到控制電路模塊的Vz 端口，三極管Q7基極、Q6發(fā)射極以及電阻RA—端相連接，Q7的集電極、Q6的 基極以及電阻RB的一端相連接，電阻RA另一端連接控制電路模塊Vz端口，電 阻RB的另一端連接控制電路模塊Vss引腳，三極管Q6集電極連接三極管Q5集 電極；所述反相比較器包括基極相連的兩三極管Q4、 Q5，三極管Q4發(fā)射極連接 控制電路模塊Vss引腳，集電極連接到控制電路模塊BiaS引腳，三極管Q5集電 極與基極連接，發(fā)射極作為控制電路模塊Vin端口；所述輸出驅(qū)動(dòng)電路包括三極 管Q2、 Q3， Q2、 Q3基極同時(shí)連接控制電路模塊的BiaS引腳，發(fā)射極相連后作為 控制電路模塊Gate端口 ，三極管Q2集電極連接控制電路模塊Vz端口 ， Q3集電 極連接控制電路模塊的Vss引腳。
另一種具體的方案為所述信號(hào)檢測(cè)電路模塊包括開關(guān)二極管D4、加速電容 C7、檢測(cè)電阻R3，所述開關(guān)二極管D4陰極、加速電容C7—端以及檢測(cè)電阻R3 一端相連接作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 A;開關(guān)二極管D4陽(yáng)極、加速電容C7另 一端以及檢測(cè)電阻R3另一端相連接作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 C，信號(hào)檢測(cè)電路 模塊端口B與端口A連接在一起，端口D懸空。
所述信號(hào)檢測(cè)電路模塊還可以采用如下方式實(shí)現(xiàn)包括開關(guān)二極管D5、加速 電容C8、檢測(cè)電阻R4、電阻R5和電容C9，開關(guān)二極管D5陽(yáng)極、加速電容C8 一端以及檢測(cè)電阻R4 —端相連接作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊的端口 C，穩(wěn)壓二極管 ZD2陰極與開關(guān)二極管D5陰極連接，穩(wěn)壓二極管ZD2陽(yáng)極、加速電容C8另一端、 檢測(cè)電阻R4另一端、電容C9 一端以及電阻R5 —端相連接，R5另一端作為信號(hào)檢 測(cè)電路模塊端口 D， C9另一端作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 A;信號(hào)檢測(cè)電路模塊 端口 A和B連接在一起。
所述信號(hào)檢測(cè)電路模塊還可以采用如下方式實(shí)現(xiàn)所述信號(hào)檢測(cè)電路模塊包 括開關(guān)二極管D6、開關(guān)二極管D7、開關(guān)二極管D8、加速電容CIO、吸收電容Cll、 檢測(cè)電阻R6、去磁電阻R7、電流互感器T2，開關(guān)二極管D6陽(yáng)極、加速電容CIO一端以及檢測(cè)電阻R6 —端相連接作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 C;開關(guān)二極管D6 陰極、加速電容C10另一端、檢測(cè)電阻R6另一端、去磁電阻R7—端、開關(guān)二極 管D8陰極、吸收電容C11一端、電流互感器T2的Ns2繞組的3腳連接在一起； 去磁電阻R7的另一端、開關(guān)二極管D7陽(yáng)極相連接，開關(guān)二極管D7陰極、開關(guān) 二極管D8陽(yáng)極、吸收電容Cll的另一端、電流互感器Tl的Ns2繞組的4腳相連 接作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊的端口 D;電流互感器T2的Np2繞組的1腳作為信號(hào)檢 測(cè)電路模塊的端口 A;電流互感器T2的Np2繞組的2腳作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊端 □ B。
一種較佳的實(shí)施方案為所述輔助電源電路模塊包括開關(guān)電源高頻變壓器的 次級(jí)輔助供電繞組Nf、整流二極管D1、濾波電容C1;所述次級(jí)輔助供電繞組Nf 的端4和整流二極管Dl的陽(yáng)極相連作為輔助電源電路模塊端口 H，次級(jí)輔助供電 繞組Nf的端3和濾波電容C1的一端相連作為輔助電源電路模塊端口 E，所述整 流二極管Dl的陰極與濾波電容C1的另一端相連作為輔助電源電路模塊端口 G， 輔助電源電路模塊端口 F懸空。同時(shí)所述偏置電路模塊采用限流電阻Rl和耦合 電容C3的串聯(lián)電路，限流電阻R1的另一端作為偏置電路模塊端口 I，耦合電容 C3的另一端作為偏置電路模塊的端口 J，偏置電路模塊端口 K懸空。
另一種較佳的實(shí)施方案為所述輔助電源電路模塊包括耦合電容C6、整流二 極管D2、續(xù)流二極管D3、濾波電容C5，所述耦合電容C6—端作為輔助電源電路 模塊的端口 F，耦合電容C6的另一端和整流二極管D2的陽(yáng)極、續(xù)流二極管D3 陰極相連作為輔助電源電路模塊端口 H，所述的整流二極管D2陰極和濾波電容 C5 —端相連作為輔助電源電路模塊端口 G，所述續(xù)流二極管D3陽(yáng)極和濾波電容 C5另一端相連作為輔助電源電路模塊端口 E。同時(shí)所述偏置電路模塊采用限流電 阻R2，所述限流電阻R2—端作為偏置電路模塊端口 J， R2另一端作為偏置電路 模塊端口K,偏置電路模塊端口I懸空。
相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)，本實(shí)用新型的有益效果在于所述同步整流電路應(yīng)用范圍 廣，使用靈活、方便，即所有類型的開關(guān)電源的次級(jí)整流二極管均能夠用本同步 整流電路替代，不受連接位置影響；所述同步整流電路中控制電路模塊的工作速 度快，控制不會(huì)產(chǎn)生很大的延遲，死區(qū)時(shí)間短，電源效率高，并且靜態(tài)功耗?。?同時(shí)本實(shí)用新型電路簡(jiǎn)潔，易于實(shí)現(xiàn)。


圖1是本實(shí)用新型組成結(jié)構(gòu)原理示意框圖2是本實(shí)用新型輔助電源電路模塊和偏置電路模塊的實(shí)施方式一原理圖； 圖3是本實(shí)用新型輔助電源電路模塊和偏置電路模塊的實(shí)施方式二原理圖；圖4是本實(shí)用新型信號(hào)檢測(cè)電路模塊實(shí)施方式一的原理圖5是本實(shí)用新型信號(hào)檢測(cè)電路模塊實(shí)施方式二的原理圖6是本實(shí)用新型信號(hào)檢測(cè)電路模塊實(shí)施方式三的原理圖7是本實(shí)用新型控制電路模塊實(shí)施例電路原理圖8是本實(shí)用新型等效為具有單向?qū)щ娞匦缘亩O管的連接示意圖9 (a)是本實(shí)用新型工作在反激式電源DCM模式下時(shí)場(chǎng)效應(yīng)管Ql漏極、
源極間電壓V。s波形；
圖9(b)是本實(shí)用新型工作在反激式電源DCM模式下時(shí)控制電路模塊的Gate
端口驅(qū)動(dòng)波形；
圖IO (a)是本實(shí)用新型工作在反激式電源CCM模式下V。s電壓波形； 圖IO (b)是本實(shí)用新型工作在反激式電源CCM模式下Gate端口驅(qū)動(dòng)波形； 圖11 (a)是本實(shí)用新型在增加微分電路檢測(cè)后的反激式電源DCM模式下V。s 電壓波形；
圖ll(b)是本實(shí)用新型在增加微分電路檢測(cè)后的反激式電源DCM模式下Gate 端口驅(qū)動(dòng)波形；
圖12 (a)是本實(shí)用新型在增加微分電路檢測(cè)后的反激式電源CCM模式下V。s 電壓波形；
圖12(b)是本實(shí)用新型在增加微分電路檢測(cè)后的反激式電源CCM模式下Gate 端口驅(qū)動(dòng)波形；
圖13 (a)是本實(shí)用新型在帶電流互感器檢測(cè)后的反激式電源DCM模式下VDs 電壓波形；
圖13 (b)是本實(shí)用新型在帶電流互感器檢測(cè)后的反激式電源DCM模式下電 流互感器T2的Ns2繞組波形；
圖13(c)是本實(shí)用新型在帶電流互感器檢測(cè)后的反激式電源DCM模式下Gate
端口驅(qū)動(dòng)波形。
具體實(shí)施方式

為了便于本領(lǐng)域技術(shù)人員的理解，下面將結(jié)合實(shí)施例附圖對(duì)本實(shí)用新型的結(jié) 構(gòu)原理作進(jìn)一步詳細(xì)描述-
參見附圖1所示，本實(shí)用新型所述的開關(guān)電源中用于驅(qū)動(dòng)高頻變壓器次級(jí)側(cè) 的替代整流二極管的N溝道場(chǎng)效應(yīng)管實(shí)現(xiàn)同步整流的電路包括信號(hào)檢測(cè)電路模 塊、控制電路模塊、輔助電源電路模塊和偏置電路模塊。
所述的新型同步整流電路裝置的工作原理是當(dāng)同步整流N溝道場(chǎng)效應(yīng)管Ql 的源極S引腳電壓高于漏極D電壓時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管Ql的體內(nèi)寄生快恢復(fù)二極管開始導(dǎo)通，場(chǎng)效應(yīng)管Q1漏極D電壓相對(duì)于場(chǎng)效應(yīng)管Q1源極S電壓是負(fù)電壓，場(chǎng)效 應(yīng)管Ql漏極D、源極S間電壓的差值就是場(chǎng)效應(yīng)管Ql體內(nèi)寄生快恢復(fù)二極管的 導(dǎo)通電壓降或者是場(chǎng)效應(yīng)管Ql的導(dǎo)通電壓降，信號(hào)檢測(cè)電路模塊檢測(cè)到這個(gè)負(fù) 電壓，輸入到控制電路模塊的Vin端口，這個(gè)負(fù)電壓低于控制電路模塊內(nèi)部反相 比較器的同相端電壓，反相器輸出高電平，控制電路模塊的輸出端口 Gate輸出 高電平，則場(chǎng)效應(yīng)管Ql導(dǎo)通；當(dāng)同步整流N溝道場(chǎng)效應(yīng)管Ql的源極S電壓低于 漏極D電壓時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管Ql漏極D電壓相對(duì)于源極S電壓是正電壓，這個(gè)正電 壓高于控制電路模塊內(nèi)部反相比較器同相端電壓，反相比較器輸出低電平，控制 電路模塊的輸出端口 Gate輸出低電平，則場(chǎng)效應(yīng)管Ql關(guān)斷。場(chǎng)效應(yīng)管Ql的導(dǎo) 通和關(guān)斷能跟隨場(chǎng)效應(yīng)管Ql漏極D、源極S電壓變化而變化，實(shí)現(xiàn)了同步整流。 輔助電源電路模塊為控制電路模塊提供電源，輔助電源電路的輸出電壓經(jīng)控制電 路模塊內(nèi)部的穩(wěn)壓電源電路穩(wěn)壓、濾波電容C2濾波后，為控制電路模塊內(nèi)部的 恒流源、輸出驅(qū)動(dòng)電路和偏置電路模塊供電。
所述的輔助電源電路模塊可以有兩種實(shí)施方式。
實(shí)施方式一如附圖2，其工作原理是高頻變壓器Tl的次級(jí)輔助供電繞組Nf 的4端口和高頻變壓器Tl的次級(jí)繞組Ns的2端口電壓相位相同，當(dāng)次級(jí)繞組Ns 的2端口電壓為正時(shí)，次級(jí)輔助供電繞組Nf的4端口電壓也為正，經(jīng)整流二極 管Dl整流、濾波電容Cl濾波后通過端口 D輸出給控制電路模塊供電。
當(dāng)開關(guān)電源輸出處在空載或輕載時(shí)，開關(guān)電源的初級(jí)開關(guān)管占空比很小，高 頻變壓器T1的次級(jí)輔助供電繞組Nf所獲得的能量很小，這部分能量被控制電路 模塊的內(nèi)阻將消耗掉了，使得輔助電源電路模塊輸出電壓很低，控制電路模塊的 端口Gate的輸出電壓也就很低，不足以使場(chǎng)效應(yīng)管Q1導(dǎo)通，此時(shí)，只是場(chǎng)效應(yīng) 管Ql體內(nèi)寄生快恢復(fù)二極管導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)整流，因控制電路模塊的工作電流比較小， 這種模式下，整個(gè)同步整流電路消耗的能量也比較小，基本可以忽略不計(jì)，因此 本實(shí)用新型具有較低的靜態(tài)功耗。隨著負(fù)載的增加，開關(guān)電源的初級(jí)開關(guān)管占空 比逐漸增大，高頻變壓器T1的次級(jí)輔助供電繞組Nf所獲得的能量也越來越多， 輔助電源電路模塊輸出電壓越來越高，經(jīng)控制電路模塊內(nèi)部穩(wěn)壓電源電路穩(wěn)壓、 濾波電容C2濾波后給控制電路模塊內(nèi)部其他電路供電。
實(shí)施方式2如附圖3，其工作原理是當(dāng)場(chǎng)效應(yīng)管Ql導(dǎo)通或場(chǎng)效應(yīng)管Ql體內(nèi) 寄生快恢復(fù)二極管導(dǎo)通后，場(chǎng)效應(yīng)管Q1漏極D電壓高于源極S電壓，場(chǎng)效應(yīng)管 Ql的漏極D電壓經(jīng)輔助電源電路模塊內(nèi)部的耦合電容C6限流降壓后，經(jīng)整流二 極管D2整流、濾波電容C2濾波后給控制電路模塊供電。當(dāng)場(chǎng)效應(yīng)管Ql關(guān)斷或 場(chǎng)效應(yīng)管Ql體內(nèi)寄生快恢復(fù)二極管截止后，耦合電容C6儲(chǔ)存的電荷經(jīng)續(xù)流二極管D3、高頻變壓器T1的次級(jí)繞組、輸出濾波電容C4、輸出負(fù)載及信號(hào)檢測(cè)電路 模塊的端口B和端口 A反向泄放。
當(dāng)開關(guān)電源空載或輕載時(shí)，初級(jí)開關(guān)管占空比很小，流過耦合電容C6電流 很小，使得輔助電源電路模塊輸出電壓很低，控制電路模塊的端口 Gate的輸出 電壓也很低，不足以使場(chǎng)效應(yīng)管Q1導(dǎo)通，此時(shí)，只是場(chǎng)效應(yīng)管Q1體內(nèi)寄生快恢 復(fù)二極管導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)整流，同實(shí)施方式一，本實(shí)用新型整體消耗的能量比較小，基 本可以忽略不計(jì)；隨著負(fù)載的增加，開關(guān)電源的初級(jí)開關(guān)管占空比逐漸增大，流 過耦合電容C6電流逐漸增大，輔助電源電路模塊輸出電壓越來越高，經(jīng)控制電 路模塊內(nèi)部穩(wěn)壓電源電路穩(wěn)壓、濾波電容C2濾波后給控制電路模塊內(nèi)部其他電 路供電。
所述的偏置電路模塊也有兩種實(shí)施方式。
所述的偏置電路模塊實(shí)施方式一也如圖2所示，其工作原理是當(dāng)次級(jí)繞組 Ns的2端口為正時(shí)，次級(jí)輔助供電繞組Nf的4端口也為正，經(jīng)偏置電路模塊內(nèi) 部限流電阻R1、與R1串聯(lián)的耦合電容C3限流后耦合到控制電路模塊的BiaS引 腳，為控制電路模塊的輸出驅(qū)動(dòng)電路提供正向偏置電壓，控制電路模塊的輸出驅(qū) 動(dòng)電路輸出正向電壓驅(qū)動(dòng)場(chǎng)效應(yīng)管Q1導(dǎo)通；當(dāng)次級(jí)繞組Ns的端口 2為負(fù)時(shí)，次 級(jí)輔助供電繞組Nf的4端口也為負(fù)，經(jīng)限流電阻Rl和耦合電容C3后以及控制 電路模塊的輸出驅(qū)動(dòng)電路將場(chǎng)效應(yīng)管Q1的柵極G端口儲(chǔ)存的電荷抽走，關(guān)斷場(chǎng) 效應(yīng)管Ql。
偏置電路模塊實(shí)施方式一和輔助電源電路模塊實(shí)施方式1配合使用是因?yàn)榭?制電路模塊的輸出驅(qū)動(dòng)電路采用了射極輸出緩沖器，工作時(shí)，偏置電路模塊和控 制電路模塊的輸出驅(qū)動(dòng)電路都會(huì)有壓降，損耗就會(huì)增加，輔助供電電源利用率就 低，對(duì)效率有影響，當(dāng)有輔助供電繞組情況下，從輔助供電繞組Nf的4端口為 控制電路模塊的輸出驅(qū)動(dòng)電路的射極輸出緩沖器提供正向偏置電壓，可以使射極 輸出緩沖器的NPN三極管Q2進(jìn)入飽和狀態(tài)，最大限度提高輸出電壓，可以降低 場(chǎng)效應(yīng)管Q1的導(dǎo)通電阻，降低控制電路模塊的損耗，提高效率。
偏置電路模塊實(shí)施方式二如圖3所示，其工作原理是控制電路模塊的Vz 端口的直流電壓經(jīng)限流電阻R2為控制電路模塊的輸出驅(qū)動(dòng)電路提供正的直流偏 置電壓，去驅(qū)動(dòng)場(chǎng)效應(yīng)管Q1導(dǎo)通，而場(chǎng)效應(yīng)管Q1的關(guān)斷由控制電路模塊的反相 比較器來控制。這種方式的好處是可以不用輔助供電繞組，本實(shí)用新型所述的同 步整流電路就可以不受連接位置的限制，不受輸出電壓高低的限制，真正做到了 在所有開關(guān)電源次級(jí)中完全替代二極管實(shí)現(xiàn)整流功能，電路簡(jiǎn)潔，接線簡(jiǎn)單。
所述的控制電路模塊如附圖1、 2、 3所示，包括穩(wěn)壓電源電路、恒流源、反相比較器、輸出驅(qū)動(dòng)電路。
所述控制電路模塊的實(shí)際電路原理圖如附圖7所示，其工作原理是控制電 路模塊的Vcc端口輸入的直流電壓經(jīng)穩(wěn)壓電源電路后，經(jīng)控制電路模塊內(nèi)部處理 后由Vz端口輸出穩(wěn)定的電壓，為恒流源、輸出驅(qū)動(dòng)電路、外部的偏置電路模塊
供電。恒流源輸出恒定電流流進(jìn)NPN三極管Q5的基極和集電極，除微小的一部 分提供給NPN三極管Q4的基極外，大部分從控制電路模塊的Vin端口流出，因 Q4的發(fā)射極接地電位，Q4和Q5的基極接在一起，而Q5的基極和集電極接在一 起，Q5就象一個(gè)二極管，因此，Q5的發(fā)射極連接的控制電路模塊的輸入Vin端 口就成為虛地，控制電路模塊的Vin端口連接的是信號(hào)檢測(cè)電路模塊的開關(guān)二極 管、小容量加速電容和檢測(cè)電阻，因此在開關(guān)二極管、加速電容和檢測(cè)電阻的并 聯(lián)網(wǎng)絡(luò)兩端口產(chǎn)生基本恒定的電壓，當(dāng)信號(hào)檢測(cè)電路模塊的輸入端口 A電壓變化 時(shí)，控制電路模塊的Vin端口就同步跟隨變化，當(dāng)信號(hào)檢測(cè)電路的輸入端口 A電 壓為負(fù)時(shí)，控制電路模塊的Vin端口就為負(fù)，經(jīng)Q4、 Q5構(gòu)成的反相比較器后， Q4輸出高電平，Q2和Q3構(gòu)成輸出驅(qū)動(dòng)電路輸出高電平驅(qū)動(dòng)場(chǎng)效應(yīng)管Ql導(dǎo)通； 當(dāng)檢測(cè)電路的輸入端口A電壓為正時(shí)，控制電路模塊的端口 Vin就為正，經(jīng)Q4、 Q5構(gòu)成的反相比較器后，Q4輸出低電平，Q2和Q3構(gòu)成輸出驅(qū)動(dòng)電路輸出低電平 關(guān)斷場(chǎng)效應(yīng)管Q1。
所述的信號(hào)檢測(cè)電路模塊具有三種實(shí)施方式。
所述信號(hào)檢測(cè)電路模塊實(shí)施方式一如圖4所示，其工作原理結(jié)合附圖l、附 圖9和附圖10來說明，附圖9是反激式開關(guān)電源DCM模式下場(chǎng)效應(yīng)管漏極、源 極間電壓V。s波形和控制電路模塊Gate端口驅(qū)動(dòng)波形，在附圖9中，從0到Tl 時(shí)刻，初級(jí)的開關(guān)管是導(dǎo)通的，在T1時(shí)刻初級(jí)開關(guān)管完全關(guān)斷，此時(shí)開關(guān)電源 次級(jí)繞組Ns的2端口電壓由負(fù)轉(zhuǎn)為正，此時(shí)同步整流場(chǎng)效應(yīng)管Ql的體內(nèi)寄生二 極開始導(dǎo)通，在T2時(shí)刻完全導(dǎo)通，導(dǎo)通壓降為V3， V3相對(duì)于場(chǎng)效應(yīng)管Ql的源 極S的電平為-V3，此-V3電壓通過同步整流信號(hào)檢測(cè)電路模塊的開關(guān)二極管D4 和加速電容C7快速將控制電路模塊的Vin端口電壓拉低，經(jīng)控制電路模塊的的 反相比較器和輸出驅(qū)動(dòng)電路后輸出高電平，驅(qū)動(dòng)場(chǎng)效應(yīng)管Q1在T3時(shí)刻導(dǎo)通，T2 時(shí)刻和T3時(shí)刻是控制電路模塊的輸出驅(qū)動(dòng)Gate端口的電壓波形上升到場(chǎng)效應(yīng)管 Ql導(dǎo)通閥值VG的時(shí)間，Ql導(dǎo)通壓降為V2， V2相對(duì)于場(chǎng)效應(yīng)管Ql的源極S的電 平為-V2;，當(dāng)幵關(guān)變壓器儲(chǔ)存能量快耗盡時(shí)，此時(shí)場(chǎng)效應(yīng)管Ql的漏極D相對(duì)源 極S的電壓開始上升，當(dāng)上升到-VI時(shí)，經(jīng)同步整流信號(hào)檢測(cè)電路模塊的加速電容 C7和檢測(cè)電阻R3檢測(cè)后，因R3兩端口的電壓是恒定的，這個(gè)恒定電壓等于恒流 源輸出電流和檢測(cè)電阻的乘積，因此，將控制電路模塊的Vin端口電壓快速抬高，經(jīng)控制電路模塊的反相比較器和輸出驅(qū)動(dòng)電路后輸出低電平，在T4時(shí)刻關(guān)斷場(chǎng)效 應(yīng)管Ql， -VI的設(shè)置必須在OV和-V2之間設(shè)定，否則，容易受DCM模式時(shí)的振鈴波 形干擾使工作不正常，振鈴波形即T5時(shí)刻和T6時(shí)刻之間的波形.T5時(shí)刻是變壓 器次級(jí)繞組Ns的2端口電壓由正轉(zhuǎn)負(fù)的時(shí)刻，T6時(shí)刻是初級(jí)開關(guān)管開始導(dǎo)通的 時(shí)刻，在T5時(shí)刻之前， 一定要關(guān)斷場(chǎng)效應(yīng)管Q1，否則會(huì)存在環(huán)流，增加損耗， T7時(shí)刻是下一周期開始時(shí)間。附圖10是反激式開關(guān)電源CCM模式下VDS電壓波形 和Gate端口驅(qū)動(dòng)波形，在0到T4時(shí)刻工作原理和附圖9的DCM模式下是一樣的， 因在CCM模式下，不會(huì)出現(xiàn)振鈴波形，只要使-Vl設(shè)定在-V2和0V之間，控制電 路模塊的輸出驅(qū)動(dòng)電路在T4時(shí)刻輸出低電平開始關(guān)斷場(chǎng)效應(yīng)管Ql，在T5時(shí)刻完 全關(guān)斷場(chǎng)效應(yīng)管Q1即可保證在初級(jí)開關(guān)管開始導(dǎo)通的前有個(gè)死區(qū)時(shí)間，即T5和 T6時(shí)刻之間的時(shí)間，T6時(shí)刻和T7時(shí)刻之間的時(shí)間是初級(jí)開關(guān)管開始導(dǎo)通的時(shí)間。
所述的同步整流信號(hào)檢測(cè)電路模塊實(shí)施方式二如附圖5所示，工作原理結(jié)合 附圖11和附圖12來說明。在附圖11和附圖12中，加入微分電路的電阻R5和 電容C9后，0V- (-V2)電壓近似等于輸出電壓，43和-V2之間的振鈴尖峰被消 除，同時(shí)，在檢測(cè)場(chǎng)效應(yīng)管Q1漏極D和源極S之間電壓時(shí)，不再是場(chǎng)效應(yīng)管Q1 的導(dǎo)通壓降了，而是近似等于輸出電壓，因而增加了檢測(cè)范圍，增加了檢測(cè)可靠 性，穩(wěn)壓二極管ZD2的穩(wěn)壓值近似等于輸出電壓，ZD2的穩(wěn)壓值加上二極管D5 的正向壓降用來檢測(cè)場(chǎng)效應(yīng)管Ql漏極D和源極S之間最低電壓-V3，加速電容C8 用于加速穩(wěn)壓二極管ZD2和二極管D5的導(dǎo)通，檢測(cè)電阻R4用來檢測(cè)-VI， -VI 盡量設(shè)置在靠近-V2,R4的值近似等于開關(guān)電源輸出電壓除以恒流源的輸出電流。 除以上不同外，在附圖11和附圖12中的每個(gè)時(shí)刻的工作狀態(tài)和信號(hào)檢測(cè)電路模 塊實(shí)施方式1的工作狀態(tài)是類似的。
所述的同步整流信號(hào)檢測(cè)電路模塊實(shí)施方式三如附圖6所示，工作原理結(jié)合 附圖13說明如下，場(chǎng)效應(yīng)管Ql漏極D和源極S之間的V。s電壓波形、電流互感 器T2的次級(jí)繞組Ns2電壓波形以及控制電路模塊的Gate端口驅(qū)動(dòng)波形如附圖13 所示，流過場(chǎng)效應(yīng)管Ql漏極D和源極S的電流流經(jīng)電流互感器T2的初級(jí)繞組Np2， 在電流互感器T2的次級(jí)繞組Ns2感生的3腳相對(duì)次級(jí)繞組Ns2的4腳的電壓波 形如附圖13所示，從0到T1時(shí)刻，初級(jí)的開關(guān)管是導(dǎo)通的，在T1時(shí)刻初級(jí)的 開關(guān)管完全關(guān)斷，此時(shí)開關(guān)電源次級(jí)繞組Ns的2端口電壓由負(fù)轉(zhuǎn)為正，同步整 流場(chǎng)效應(yīng)管Q1的體內(nèi)寄生二極管開始導(dǎo)通，在T2時(shí)刻完全導(dǎo)通，電流流經(jīng)電流 互感器T2的初級(jí)繞組Np2，在電流互感器T2的次級(jí)繞組Ns2中感應(yīng)出4腳為正， 3腳為負(fù)的電壓，經(jīng)開關(guān)二極管D8鉗位、吸收電容C11吸收雜波后，作為被檢測(cè) 電壓-V6，當(dāng)-V6超過開關(guān)二極管D6的開起電壓，則D6開始導(dǎo)通，由于有加速電容CIO的加速，因此，二極管D6快速導(dǎo)通，控制電路模塊的Vin端口電壓被拉 低，控制電路模塊的反相比較器輸出高電平，控制電路模塊的Gate端口輸出高 電平驅(qū)動(dòng)場(chǎng)效應(yīng)管Q1在T3時(shí)刻導(dǎo)通；在T4時(shí)刻，流經(jīng)電流互感器T2的初級(jí)繞 組Np2的電流變開始減小，在電流互感器T2的次級(jí)繞組Ns2中感應(yīng)出4腳為負(fù)， 3腳為正的電壓，經(jīng)開關(guān)二極管D7整流后加在去磁電阻R7兩端口，將T2到T4 時(shí)刻儲(chǔ)存在電流互感器T2中的磁能消耗掉，使磁芯復(fù)位。經(jīng)吸收電容C11吸收 雜波后，吸收電容Cll兩端口最高電壓即為V4，在電壓從-V6上升到V4的過程 中，當(dāng)電壓高于由檢測(cè)電阻R6設(shè)置的電壓-V5， -V5設(shè)置值接近-V6，控制電路模 塊的Vin端口電壓被抬高，控制電路模塊的反相比較器輸出低電平，控制電路模 塊的Gate端口輸出低電平驅(qū)動(dòng)場(chǎng)效應(yīng)管Ql在T4時(shí)刻開始關(guān)斷，在T5時(shí)刻完全 關(guān)斷，在T5時(shí)刻到T6時(shí)刻，場(chǎng)效應(yīng)管Ql無電流流過，此時(shí)只有場(chǎng)效應(yīng)管Ql體 內(nèi)快恢復(fù)二極管仍然導(dǎo)通，場(chǎng)效應(yīng)管Ql體內(nèi)快恢復(fù)二極管在T6時(shí)刻已經(jīng)截止， T6時(shí)刻-T7時(shí)刻是初級(jí)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間，T7時(shí)刻以后，重復(fù)下一周期。去磁電 阻R7有調(diào)整控制電路模塊的Gate端口驅(qū)動(dòng)波形下降沿的死區(qū)時(shí)間的作用。當(dāng)去 磁電阻R7的阻值比較小時(shí)，因電流互感器儲(chǔ)能較少，在T4時(shí)刻，電流急劇減小 的過程中，開關(guān)二極管D7導(dǎo)通比較快，電流互感器T2的次級(jí)繞組Ns2的3腳相 對(duì)4腳的電壓很快上升到開關(guān)二極管D7的正向電壓，被二極管D7鉗位，在Ns2 的3腳相對(duì)4腳的電壓上升到超過-V5時(shí)，控制電路模塊就輸出低電平，關(guān)端口 同步整流場(chǎng)效應(yīng)管Ql， T5時(shí)刻是變壓器次級(jí)繞組Ns的2端口電壓由正轉(zhuǎn)負(fù)的時(shí) 刻，在T4到T5時(shí)刻的區(qū)間即為控制電路模塊的Gate端口驅(qū)動(dòng)波形下降沿的死 區(qū)時(shí)間，這個(gè)時(shí)間比較長(zhǎng)；當(dāng)去磁電阻R7的阻值比較大時(shí)，開關(guān)二極管D7導(dǎo)通 比較慢，電流互感器T2的次級(jí)繞組Ns2的3腳相對(duì)4腳的電壓緩慢上升，經(jīng)過 一段時(shí)間延遲，達(dá)到-V5時(shí)，才開始關(guān)斷同步整流場(chǎng)效應(yīng)管Ql, T4時(shí)刻到T5時(shí) 刻的區(qū)間比較短，即控制電路模塊的Gate端口驅(qū)動(dòng)波形下降沿的死區(qū)時(shí)間比較 短。
所述信號(hào)檢測(cè)電路模塊實(shí)施方式三中是用電流互感器檢測(cè)電流信號(hào)，因此信 號(hào)檢測(cè)電路模塊實(shí)施方式三在開關(guān)電源的DCM模式和CCM模式下的工作原理是一 樣的。
綜上所述，本實(shí)用新型具有應(yīng)用范圍廣，使用靈活、方便的特點(diǎn)，且能夠使 開關(guān)電源具有較高的效率、較小的靜態(tài)功耗。
需要說明的是，以上所述實(shí)施方式僅為本實(shí)用新型較佳的實(shí)施方案，不能將 其理解為對(duì)本實(shí)用新型保護(hù)范圍的限制，在未脫離本實(shí)用新型構(gòu)思前提下，對(duì)本
實(shí)用新型所做的任何均等變化與修飾均屬于本實(shí)用新型的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求1、一種同步整流電路，用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)側(cè)的替代整流二極管的N溝道場(chǎng)效應(yīng)管實(shí)現(xiàn)同步整流，該電路包括信號(hào)檢測(cè)電路模塊、控制電路模塊、輔助電源電路模塊和偏置電路模塊，所述開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)繞組Ns的起端引腳1連接電源輸出負(fù)極，終端引腳2連接N溝道場(chǎng)效管Q1的源極S，其特征是所述控制電路模塊包括六個(gè)端口，分別為Gate、Vcc、Vin、Bias、Vz、Vss，端口Vss與開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)繞組Ns終端引腳2連接；所述信號(hào)檢測(cè)電路模塊包括A、B、C、D四個(gè)端口，其輸入端口A連接Q1的漏極D，檢測(cè)Q1漏極電流處理后由輸出端口C輸送到控制電路模塊Vin端口，最后由控制電路模塊的輸出端口Gate輸出控制信號(hào)給Q1柵極G，實(shí)現(xiàn)同步整流；信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口D與開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)繞組Ns終端引腳2連接，另一輸出端口B連接電源輸出正極；所述輔助電源電路模塊包括四個(gè)端口E、F、G、H，其輸出端口G與控制電路模塊Vcc端口連接，為控制電路模塊提供工作電源，端口H與偏置電路模塊連接，端口F與場(chǎng)效管Q1漏極連接，端口E與開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)繞組Ns終端引腳2連接；所述偏置電路模塊包括三個(gè)端口I、K、J，其輸出端口J連接控制電路模塊端口Bias，為控制電路模塊提供偏置電壓，端口K與控制電路模塊端口Vz連接。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步整流電路，其特征是所述控制電路模塊包 括互相之間信號(hào)連接的穩(wěn)壓電源電路、恒流源、反相比較器、輸出驅(qū)動(dòng)電路。
3、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的同步整流電路，其特征是所述穩(wěn)壓電源電路包 括三極管Q8、電阻RC、穩(wěn)壓二極管ZD1，三極管Q8集電極作為控制電路模塊的 端口Vcc，發(fā)射極作為控制電路模塊的端口 Vz，基極連接穩(wěn)壓二極管ZD1陰極， 所述電阻RC連接于三極管Q8基極和集電極之間，穩(wěn)壓二極管ZD1陽(yáng)極連接控制 -電路模塊端口Vss;所述的恒流源包括三極管Q6和Q7、電阻RA和RB，三極管 Q7發(fā)射極連接到控制電路模塊的Vz端口，三極管Q7基極、Q6發(fā)射極以及電阻 RA —端相連接，Q7的集電極、Q6的基極以及電阻RB的一端相連接，電阻RA另 一端連接控制電路模塊Vz端口，電阻RB的另一端連接控制電路模塊Vss引腳， 三極管Q6集電極連接三極管Q5集電極；所述反相比較器包括基極相連的兩三極管Q4、 Q5，三極管Q4發(fā)射極連接控制電路模塊Vss引腳，集電極連接到控制電 路模塊BiaS引腳，三極管Q5集電極與基極連接，發(fā)射極作為控制電路模塊Vin 端口；所述輸出驅(qū)動(dòng)電路包括三極管Q2、 Q3， Q2、 Q3基極同時(shí)連接控制電路模 塊的BiaS引腳，發(fā)射極相連后作為控制電路模塊Gate端口，三極管Q2集電極 連接控制電路模塊Vz端口， Q3集電極連接控制電路模塊的Vss引腳。
4、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步整流電路，其特征是所述信號(hào)檢測(cè)電路模 塊包括開關(guān)二極管D4、加速電容C7、檢測(cè)電阻R3，所述開關(guān)二極管D4陰極、加 速電容C7 —端以及檢測(cè)電阻R3 —端相連接作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 A;開關(guān) 二極管D4陽(yáng)極、加速電容C7另一端以及檢測(cè)電阻R3另一端相連接作為信號(hào)檢 測(cè)電路模塊端口 C，信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 B與端口 A連接在一起，端口 D懸空。
5、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步整流電路，其特征是所述信號(hào)檢測(cè)電路模 塊包括開關(guān)二極管D5、加速電容C8、檢測(cè)電阻R4、電阻R5和電容C9，開關(guān)二 極管D5陽(yáng)極、加速電容C8 —端以及檢測(cè)電阻R4 —端相連接作為信號(hào)檢測(cè)電路 模塊的端口 C，穩(wěn)壓二極管ZD2陰極與開關(guān)二極管D5陰極連接，穩(wěn)壓二極管ZD2 陽(yáng)極、加速電容C8另一端、檢測(cè)電阻R4另一端、電容C9一端以及電阻R5—端 相連接，R5另一端作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 D， C9另一端作為信號(hào)檢測(cè)電路模 塊端口 A;信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 A和B連接在一起。
6、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步整流電路，其特征是所述信號(hào)檢測(cè)電路模 塊包括開關(guān)二極管D6、開關(guān)二極管D7、開關(guān)二極管D8、加速電容CIO、吸收電 容Cll、檢測(cè)電阻R6、去磁電阻R7、電流互感器T2，開關(guān)二極管D6陽(yáng)極、加速 電容C10 —端以及檢測(cè)電阻R6 —端相連接作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊端口 C;開關(guān)二 極管D6陰極、加速電容C10另一端、檢測(cè)電阻R6另一端、去磁電阻R7—端、 開關(guān)二極管D8陰極、吸收電容Cll 一端、電流互感器T2的Ns2繞組的3腳連接 在一起；去磁電阻R7的另一端、開關(guān)二極管D7陽(yáng)極相連接，開關(guān)二極管D7陰 極、開關(guān)二極管D8陽(yáng)極、吸收電容C11的另一端、電流互感器Tl的Ns2繞組的 4腳相連接作為信號(hào)檢測(cè)電路模塊的端口 D;電流互感器T2的Np2繞組的1腳作 為信號(hào)檢測(cè)電路模塊的端口 A;電流互感器T2的Np2繞組的2腳作為信號(hào)檢測(cè)電 路模塊端口B。
7、 根據(jù)權(quán)利要求4或5或6所述的同步整流電路，其特征是所述輔助電 源電路模塊包括開關(guān)電源高頻變壓器的次級(jí)輔助供電繞組Nf、整流二極管Dl、濾波電容Cl;所述次級(jí)輔助供電繞組Nf的端4和整流二極管Dl的陽(yáng)極相逢作為 輔助電源電路模塊端口 H，次級(jí)輔助供電繞組Nf的端3和濾波電容CI的一端相 連作為輔助電源電路模塊端口 E，所述整流二極管D1的陰極與濾波電容C1的另 一端相連作為輔助電源電路模塊端口 G，輔助電源電路模塊端口 F懸空。
8、 根據(jù)權(quán)利要求7所述的同步整流電路，其特征是所述偏置電路模塊包 括限流電阻R1和耦合電容C3，所述的限流電阻R1 —端作為偏置電路模塊端口 I， 限流電阻Rl另一端和耦合電容C3 —端連接，耦合電容C3的另一端作為偏置電 路模塊的端口J，偏置電路模塊端口K懸空。
9、 根據(jù)權(quán)利要求7所述的同步整流電路，其特征是所述偏置電路模塊包 括限流電阻R2，所述限流電阻R2 —端作為偏置電路模塊端口 J， R2另一端作為 偏置電路模塊端口 K，偏置電路模塊端口 I懸空。
10、 根據(jù)權(quán)利要求4或5或6所述的同步整流電路，其特征是所述輔助電 源電路模塊包括耦合電容C6、整流二極管D2、續(xù)流二極管D3、濾波電容C5，所 述耦合電容C6 —端作為輔助電源電路模塊的端口 F，耦合電容C6的另一端和整 流二極管D2的陽(yáng)極、續(xù)流二極管D3陰極相連作為輔助電源電路模塊端口 H，所 述的整流二極管D2陰極和濾波電容C5 —端相連作為輔助電源電路模塊端口 G， 所述續(xù)流二極管D3陽(yáng)極和濾波電容C5另一端相連作為輔助電源電路模塊端口 E。
11、 根據(jù)權(quán)利要求10所述的同步整流電路，其特征是所述偏置電路模塊 包括限流電阻Rl和耦合電容C3，所述的限流電阻Rl —端作為偏置電路模塊端口 I，限流電阻R1另一端和耦合電容C3—端連接，耦合電容C3的另一端作為偏置 電路模塊的端口J，偏置電路模塊端口K懸空。
12、 根據(jù)權(quán)利要求10所述的同步整流電路，其特征是所述偏置電路模塊 包括限流電阻R2，所述限流電阻R2 —端作為偏置電路模塊端口 J， R2另一端作 為偏置電路模塊端口 K，偏置電路模塊端口 I懸空。
專利摘要本實(shí)用新型涉及開關(guān)電源領(lǐng)域，具體是指用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)電源高頻變壓器次級(jí)側(cè)的替代整流二極管的N溝道場(chǎng)效應(yīng)管實(shí)現(xiàn)同步整流的一種電路。所述同步整流電路包括信號(hào)檢測(cè)電路模塊、控制電路模塊、輔助電源電路模塊和偏置電路模塊，所述的控制電路模塊包括互相之間信號(hào)連接的穩(wěn)壓電源電路、恒流源、反相比較器和輸出驅(qū)動(dòng)電路。本實(shí)用新型電路簡(jiǎn)潔，應(yīng)用范圍廣泛；在開關(guān)電源輕負(fù)載時(shí)能驅(qū)動(dòng)替代整流二極管的N溝道場(chǎng)效應(yīng)管實(shí)現(xiàn)同步整流，減小輕負(fù)載時(shí)的功率損耗；最大限度減小N溝道場(chǎng)效應(yīng)管的導(dǎo)通時(shí)間和初級(jí)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間之間留的死區(qū)時(shí)間，減小導(dǎo)通時(shí)的損耗，提高了電源效率，達(dá)到節(jié)能要求。
文檔編號(hào)H02M7/217GK201352771SQ200820204179
公開日2009年11月25日 申請(qǐng)日期2008年11月26日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月26日
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