專利名稱：用于pfc-pwm功率變換器的控制布置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于PFC (功率因子校正)功率變換器的控制布置。
背景技術(shù)：
已經(jīng)知道，提供這樣一種級(jí)聯(lián)，即一個(gè)用于PFC的升壓變換器后跟一 PWM (脈沖寬度調(diào)制)降壓變換器，以產(chǎn)生比PFC變換器的通常較高的 輸出電壓更低的電壓，并且利用單個(gè)時(shí)鐘基準(zhǔn)以同步方式來操作它們。這 種級(jí)聯(lián)的變換器例如在1996年10月15日授權(quán)的Hwang的題為 "Synchronous Switching Cascade Connected Off-Line PFC-PWM Combination Power Converter Controller"的美國(guó)專利No. 5，565，761和1998 年8月25日授權(quán)的Hwang等人的題為"One Pin Error Amplifier And Switched Soft-Start For An Eight Pin PFC-PWM Combination Integrated Circuit Converter Controller"的美國(guó)專利No. 5,798,635中有所描述。
從2004年8月19日的題為"Power Factor Correction (PFC) Basics"的 Fairchild Semiconductor應(yīng)用手冊(cè)42047， Rev. 0.9.0中知道了另一種包括級(jí) 聯(lián)的PFC和PWM功率變換器的布置。例如從2004年8月的On Semiconductor文獻(xiàn)HBD853/D, Rev. 2 "Power Factor Correction (PFC) Handbook"的題為"Overview of Power Factor Correction Approaches"的第 1章中知道了各種PFC布置及其控制。
在以上引用的Fairchild和On Semiconductor文獻(xiàn)中，PFC控制單元被 提供以表示PFC變換器的輸入電壓、輸入電流和輸出電壓的信號(hào)，并且利 用平均電流模式控制來產(chǎn)生PWM控制信號(hào)，以向PFC變換器提供基本上 為電阻性的輸入。
在S. Ben畫Yaakov等人的"The Dynamics of a PWM Boost Converter w他Resistive I叩ut" (IEEE工業(yè)電子學(xué)報(bào)，第46巻，第3期，1999年6月，613-619頁)中，描述了一種間接PFC變換器控制方案，其中在CCM 中工作的升壓變換器的輸出電壓和輸入電流被感測(cè)，但其輸入電壓不被感 測(cè)，以控制變換器的關(guān)斷時(shí)間占空比Doff，以提供等效電阻性輸入，艮口， 等于1的功率因子。在該控制方案中，根據(jù)式子Vin(av"Doff.Vo(av)工作 (其中vin(av)是平均輸入電壓，而Vo(av)是平均輸出電壓)，輸出電壓
誤差被乘以平均輸入電流，以產(chǎn)生被PWM調(diào)制器所調(diào)制的電壓，從而產(chǎn) 生Doff。該間接控制方法具有諸如以下優(yōu)點(diǎn)不易受到通常存在于輸入整 流后線路電壓上的開關(guān)噪聲的影響，并且不需要直接監(jiān)視該電壓。
對(duì)于相對(duì)較高的變換器功率，例如大約為200W或更大的功率，希望 在連續(xù)電流模式(CCM)中操作PFC變換器，其中PFC變換器的初級(jí)開 關(guān)在電感器電流下降到零之前被接通，以提供諸如相對(duì)較小的電感器電流 擺動(dòng)和峰值電流之類的優(yōu)點(diǎn)。在CCM中操作的PFC功率變換器具有固定 的開關(guān)頻率。以上提及的PFC-PWM級(jí)聯(lián)變換器使用為兩個(gè)變換器確定開 關(guān)頻率的振蕩器。
2005年6月7日授權(quán)的Ta-yung Yang的題為"PFC-PWM Controller Having Interleaved Switching"的美國(guó)專利申請(qǐng)No. 6,903,536公開了 PFC
和PWM變換器的另一種級(jí)聯(lián)，其中帶有交錯(cuò)的開關(guān)并且振蕩器確定兩個(gè) 變換器的開關(guān)頻率。在該布置中，在輕負(fù)載和零負(fù)載狀況下開關(guān)頻率被減 小，從而在這些狀況下功率變換器的功率消耗得以降低。
通常，在臨界導(dǎo)通模式中操作較低功率的PFC變換器，該模式也稱為 轉(zhuǎn)變模式，在該模式中，變換器的初級(jí)開關(guān)恰好在電感器電流下降到零的 那個(gè)時(shí)刻被接通。在此情況下，開關(guān)頻率是可變的，因?yàn)樗怯勺儞Q器的 工作狀況而不是振蕩器來確定的。這是一種非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)，其 中電感器的電流下降到零。
從2003年11月的STMicroelectronics應(yīng)用手冊(cè)AN1792 "Design Of Fixed-Off-Time-Controlled PFC Pre-Regulators With The L6562"中已經(jīng)知道 另一種工作模式，該模式被稱為固定關(guān)斷時(shí)間(FOT)控制，該模式使用 具有固定關(guān)斷時(shí)間并因此具有可變頻率的開關(guān)波形，但沒有振蕩器。在該 模式中，DCM和CCM操作在輸入整流后AC線路電壓的一個(gè)周期期間的
6不同相位處交替發(fā)生。該模式要求開關(guān)頻率受到嚴(yán)格限制，以將失真保持 在可接受的限度之類，除非使關(guān)斷時(shí)間成為瞬時(shí)線路電壓的函數(shù)，但這會(huì) 更加復(fù)雜并且結(jié)果更加不可預(yù)測(cè)。
希望變換器開關(guān)頻率相對(duì)較高，以便減小電抗元件的尺寸。但是，開 關(guān)損耗隨著開關(guān)頻率的增大而增大，從而導(dǎo)致能夠使用的開關(guān)頻率實(shí)際上 是有上限的。
還已經(jīng)知道，利用零電壓開關(guān)(zero voltage switching, ZVS)和/或零 電流開關(guān)(zero current switching, ZCS)，通過使用諧振模功率變換器來 減小PWM功率變換器的開關(guān)損耗。諧振模變換器的示例包括串聯(lián)諧振、 并聯(lián)諧振、串并聯(lián)諧振或LCC、以及優(yōu)選的LLC變換器。LLC變換器是 利用可變頻率開關(guān)波形來操作的，該波形是基本為方形的波形，其具有死 區(qū)時(shí)間(dead time)，以避免半橋開關(guān)的同時(shí)導(dǎo)通。較高的頻率對(duì)應(yīng)于較 輕的負(fù)載，這與以上引用的Ta-yung Yang的PFC-PWM變換器布置相反。 雖然特定的LLC變換器可被設(shè)計(jì)來用于在相對(duì)較窄的頻率范圍上工作，但 可能需要用于不同應(yīng)用中的、具有可能不同的輸入電壓的不同LLC變換器 來在較寬的頻帶上的很不相同的頻率范圍中工作。
2006年8月的STMicroelectronics應(yīng)用手冊(cè)AN2321 "Reference design: high performance, L6599畫based HB隱LLC adapter with PFC for laptop computers"和2006年9月的STMicroelectronics應(yīng)用手冊(cè)AN2393 "Reference design: wide range 200W L6599-based HB LLC resonant converter for LCD TV & flat panels"公開了級(jí)聯(lián)的PFC和半橋LLC功率變 換器，其各自將一個(gè)L6563控制器用于PFC變換器(在AN231中按轉(zhuǎn)變 模式，在AN2393中使用FOT控制)，并將一個(gè)單獨(dú)的L6599諧振控制器 用于LLC變換器。在這些方面，還參考了 2006年11月的 STMicroelectronics數(shù)據(jù)手冊(cè) L6563 " Advanced transition-mode PFC controller"和2006年7月的STMicroelectronics數(shù)據(jù)手冊(cè)L6599 "High-voltage resonant controller"。
希望將如上所述的間接控制方法用于PFC控制單元，以確定PFC變 換器的關(guān)斷時(shí)間占空比。如以上引用的Ben-YaaKov等人的文獻(xiàn)中描述
7的，該控制方法通常包括將經(jīng)平均的變換器輸入電流乘以輸出誤差電壓，
并且對(duì)結(jié)果進(jìn)行調(diào)制以產(chǎn)生構(gòu)成關(guān)斷時(shí)間占空比Doff的PWM信號(hào)。這種
控制方法造成了若干的困難之處，尤其對(duì)于在通常較低的供應(yīng)電壓下工作
的IC中的實(shí)現(xiàn)而言更是如此。
具體而言，對(duì)于這種控制，希望為表示輕變換器負(fù)載的感測(cè)輸入電流 的電壓提供相對(duì)較大的增益，但是對(duì)于較重變換器負(fù)載的感測(cè)輸入電流， 該增益被較低的供應(yīng)電壓所限制。因此，通常需要乘法器之前和之后的增 益級(jí)。提供乘法器在精確度和所需的IC面積方面造成了困難。此外，利 用負(fù)電壓來表示感測(cè)到的變換器輸入電流將會(huì)是便利的，這于是就需要由 乘法器來處理。較低幅度的信號(hào)對(duì)噪聲具有較大的敏感性。
此外，通常，PWM信號(hào)是通過將乘法器輸出信號(hào)與斜坡或鋸齒信號(hào) 相比較而產(chǎn)生的，該斜坡或鋸齒信號(hào)通常具有從零到最大斜坡幅度的電 壓。在CMOS IC中，可能難以提供到零的放大器輸出擺動(dòng)，從而通過將 CMOS放大器的輸出與斜坡信號(hào)相比較而產(chǎn)生的占空比范圍可能是受限的 和/或非線性的。
希望PFC控制器控制單元的輸出電壓誤差放大器的動(dòng)態(tài)范圍較大，因 為PFC變換器通常需要從為約85V到265V或者峰值為約120V到370V 的整流后輸入AC電壓產(chǎn)生約380-400V的相同輸出電壓。該輸入電壓范圍 的最大值與最小值之比的平方約為10，從而如果PFC變換器要在失真可 接受的情況下處理該輸入電壓范圍以及從滿負(fù)載到例如半負(fù)載的負(fù)載狀 況，則誤差放大器必須具有約20:1的大輸出范圍。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供了一種控制PFC (功率因子校正)變換 器的方法，該方法包括以下步驟產(chǎn)生依賴于變換器的輸出電壓誤差的開 關(guān)信號(hào)；以及產(chǎn)生依賴于變換器的輸入電流的電流；特征在于以下步驟 依據(jù)開關(guān)信號(hào)，經(jīng)由一電阻選擇性地傳導(dǎo)電流；以及平滑電阻兩端的電壓 以產(chǎn)生用于控制變換器的關(guān)斷時(shí)間占空比的控制信號(hào)。
構(gòu)成低通濾波的平滑步驟不僅起到濾掉開關(guān)信號(hào)頻率的作用，還起到了對(duì)控制信號(hào)對(duì)PFC變換器輸入電流的響應(yīng)取平均的作用，從而使得不再 需要一個(gè)單獨(dú)的低通濾波器來用于對(duì)依賴于感測(cè)到的變換器輸入電流的信 號(hào)取平均。
產(chǎn)生開關(guān)信號(hào)的步驟優(yōu)選地包括以下步驟產(chǎn)生依賴于變換器的輸出 電壓誤差的第一電壓，并將所述第一電壓與斜坡信號(hào)相比較，從而以脈沖 寬度調(diào)制信號(hào)的形式產(chǎn)生開關(guān)信號(hào)。
比較步驟可包括對(duì)斜坡信號(hào)進(jìn)行電平移動(dòng)，以匹配所述第一電壓的幅 度范圍，或者對(duì)所述第一電壓進(jìn)行電平移動(dòng)，以匹配斜坡信號(hào)的幅度范 圍。后者是優(yōu)選的，因?yàn)榈谝浑妷壕哂邢鄬?duì)較慢的變化速率。
斜坡信號(hào)可具有三角波形或鋸齒波形。在后一種情況下，鋸齒波形可 對(duì)應(yīng)于一鋸齒信號(hào)，該鋸齒信號(hào)用于控制可與該P(yáng)FC變換器級(jí)聯(lián)的諧振模 變換器。
在該方法的一個(gè)實(shí)施例中，比較步驟包括對(duì)所述第一電壓進(jìn)行電平 移動(dòng)以匹配鋸齒波形的幅度范圍，產(chǎn)生等于斜坡信號(hào)的最大幅度減去第一 電壓的第二電壓，并且將所述第一電壓和第二電壓與鋸齒信號(hào)相比較以產(chǎn) 生開關(guān)信號(hào)。
優(yōu)選地，產(chǎn)生依賴于變換器的輸入電流的電流的步驟包括鏡像輸入電流。
依據(jù)開關(guān)信號(hào)經(jīng)由一電阻選擇性地傳導(dǎo)電流的步驟可以包括利用開關(guān) 信號(hào)來控制與電阻串聯(lián)耦合的開關(guān)。
本發(fā)明的另一方面提供了一種用于PFC (功率因子校正)變換器的控
制單元，該控制單元包括跨導(dǎo)放大器，其響應(yīng)于變換器的輸出電壓，用 于產(chǎn)生輸出電壓誤差信號(hào)；以及PWM (脈沖寬度調(diào)制)變換器，用于產(chǎn) 生依賴于輸出電壓誤差信號(hào)的PWM信號(hào)；特征在于開關(guān)電路，用于依 據(jù)PWM信號(hào)來開關(guān)表示PFC變換器的輸入電流的電流；以及響應(yīng)于被開 關(guān)的電流的電阻和與該電阻并聯(lián)的電容，用于產(chǎn)生構(gòu)成用于PFC變換器的 控制信號(hào)的經(jīng)平滑的電壓。
PWM變換器可包括比較器，用于將依賴于輸出電壓誤差的第一電壓 與斜坡信號(hào)相比較，以產(chǎn)生PWM信號(hào)，并且可以包括電平移動(dòng)器，用于匹配斜坡信號(hào)的幅度范圍和所述第一電壓?？梢蕴峁╀忼X波形來作為斜坡 信號(hào)，并且PWM變換器可包括用于產(chǎn)生等于斜坡信號(hào)的最大幅度減去第 一電壓的第二電壓以與斜坡信號(hào)進(jìn)行比較的電路。
優(yōu)選地，開關(guān)電路包括電流鏡電路，用于產(chǎn)生依賴于PFC變換器的
輸入電流的鏡像電流；以及由PWM信號(hào)所控制的開關(guān)，用于選擇性地向
該電阻提供鏡像電流。
開關(guān)電路可包括構(gòu)成電流鏡電路的第一晶體管和第二晶體管，第二 晶體管傳導(dǎo)所述鏡像電流；以及被布置來經(jīng)由控制單元的輸入端子傳導(dǎo)第 一晶體管的電流的輸入電阻，該輸入端子具有依賴于PFC變換器的輸入電 流的電壓。在此情況下，所述響應(yīng)于被開關(guān)的電流的電阻與所述輸入電阻 的比率可以大于開關(guān)電路的供應(yīng)電壓與所述輸入端子的電壓的最大量值的 比率，因?yàn)楸婚_關(guān)的信號(hào)被PWM信號(hào)所斬波。例如，所述輸入端子的電 壓的最大量值可以在0.5伏特的量級(jí)上。
本發(fā)明還擴(kuò)展到一種PFC變換器和如上所述的控制單元的組合，其中 控制單元被布置為利用所述控制信號(hào)來控制變換器的開關(guān)。


從以下參考附圖以示例方式給出的描述中可以進(jìn)一步理解本發(fā)明及其 技術(shù)方案，附圖中
圖1示意性地示出根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的電源布置，其包括級(jí)聯(lián)的PFC 和LLC功率變換器以及用于這些變換器的控制布置；
圖2用框圖示出了圖1的控制布置的PFC和LLC控制單元的一種形 式的部件；
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的圖2的PFC和LLC控制單元的PFC
控制單元的框圖4更詳細(xì)示出了圖3的PFC控制單元的一些部件；
圖5和圖6示意性地示出了圖3的PFC控制單元的一部分的替代形
式；并且
圖7、圖8和圖9示意性地示出了圖3的PFC控制單元的PWM變換
10器的替代形式。
具體實(shí)施例方式
如圖1所示的電源布置包括PFC功率變換器10和LLC功率變換器 11，這些變換器在虛線框內(nèi)示出。變換器10和ll被級(jí)聯(lián)，如圖所示在相 對(duì)于連接到地的零伏(OV)線路13的線路12上產(chǎn)生的PFC變換器10的 正輸出電壓Vp被連接作為L(zhǎng)LC變換器11的輸入電壓。級(jí)聯(lián)的PFC功率 變換器10和LLC功率變換器11被PFC和LLC控制單元14所控制，該 PFC和LLC控制單元14具有連接到線路13的地連接Gnd，下文將對(duì)此進(jìn) 行進(jìn)一步描述。
提供到電源布置的輸入的AC電源被二極管橋15整流。經(jīng)由線路16 將二極管橋15的正整流后AC輸出耦合到PFC變換器10的正電壓輸入， 并且經(jīng)由電流感測(cè)電阻器17從0V線路13到二極管橋15提供一條返回路 徑。例如，取決于AC電源的電壓，線路16可具有在約125V到約360V 范圍內(nèi)的峰值電壓，并且線路12上的電壓Vp可以約為385V。
圖1所示的PFC變換器10包括傳統(tǒng)的升壓變換器，該升壓變換器包 括串聯(lián)耦合在線路16和線路12之間的輸入電感器18和二極管19、耦合 在輸入電感器18與二極管19的接點(diǎn)和0V線路13之間的、通常由 MOSFET構(gòu)成的受控開關(guān)20、以及耦合在線路12和13之間的輸出電容器 21。開關(guān)20被控制，以按照控制單元14的輸出P而斷開和閉合。控制單 元14的另一輸出S在圖1中沒有連接，它是提供來用于對(duì)在其他形式的 PFC變換器中可能提供的次級(jí)開關(guān)(未示出)進(jìn)行互補(bǔ)控制的(帶有死區(qū) 時(shí)間)。
包括串聯(lián)連接在線路12和13之間的電阻器22和23的分壓器向控制 單元14的電壓反饋輸入Vfb提供與PFC變換器10的輸出電壓Vp成比例 的電壓。在控制單元14內(nèi)，該電壓被提供給一個(gè)跨導(dǎo)放大器，該跨導(dǎo)放 大器具有耦合到控制單元14的補(bǔ)償點(diǎn)Vcom的輸出，電容器24和與電容 器26串聯(lián)的電阻器25從該補(bǔ)償點(diǎn)連接到地或者說0V。在電流感測(cè)電阻器 17與二極管橋15的接點(diǎn)處產(chǎn)生的、與PFC變換器10的輸入電流成比例的負(fù)電壓(相對(duì)于地或者說OV)經(jīng)由低通濾波器被耦合到控制單元14的另
一輸入Vis，該低通濾波器由串聯(lián)電阻器27和旁路電容器28構(gòu)成。
注意，控制單元14不監(jiān)視PFC變換器IO的輸入電壓，而只監(jiān)視輸入 電流和輸出電壓Vp?？刂茊卧?4在較寬的頻率范圍上根據(jù)下式來控制 PFC變換器開關(guān)20的關(guān)斷時(shí)間占空比Doff以為該電源布置提供接近單位 1的功率因子
Doff = Vi/Vp = Re*Is/Vp 其中Vi是線路16上的輸入電壓，Is是電流感測(cè)電阻器17所感測(cè)到的輸入 電流，Re是PFC變換器的反映到其輸入的等效負(fù)載。
LLC變換器11具有半橋拓?fù)?，該半橋拓?fù)浒ㄗ儞Q器輸入電壓線路 12和接點(diǎn)30之間的初級(jí)開關(guān)29，以及接點(diǎn)30和該變換器的線路32之間 的次級(jí)開關(guān)31。開關(guān)29和31通常包括MOSFET，它們分別被控制單元 14的輸出A和B以互補(bǔ)的方式進(jìn)行控制，并帶有死區(qū)時(shí)間，從而使得它 們不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通。線路32經(jīng)由提供LLC變換器11的返回路徑的電流感測(cè) 電阻器33耦合到0V線路13，并且連接到控制單元14的輸入OvL，線路 32向該輸入OvL提供與LLC變換器11的輸入電流成比例的電壓。
接點(diǎn)30經(jīng)由電容器34和串聯(lián)電感器35耦合到LLC變換器11的輸出 接點(diǎn)36，接點(diǎn)36經(jīng)由另一電感器37耦合到線路32。電感器35和37以及 電容器34構(gòu)成了變換器11的LLC元件。LLC變換器11的輸出是從變壓 器38的次級(jí)繞組取得的，該變壓器38具有連接在接點(diǎn)36和線路32之間 的初級(jí)繞組。在圖1中，變壓器38被表示為一個(gè)與電感器35和37相分離 的"理想"變壓器。在實(shí)踐中，電感器35和37的電感的一部分或全部可 能由變壓器38的泄漏和磁化電感構(gòu)成，從而使得這些電感器和變壓器的 功能被組合起來。
變壓器38可具有任意期望數(shù)目的次級(jí)繞組；這些次級(jí)繞組39、 40和 41在圖1中以示例方式示出。繞組39具有連接到次級(jí)側(cè)的地的中央抽 頭，以及經(jīng)由全波整流二極管42連接到輸出43的末端。平滑電容器44連 接在輸出43和次級(jí)側(cè)的地之間，從而使得輸出43為由該電源布置供電的 設(shè)備(未示出)提供DC電壓輸出。包括串聯(lián)連接在輸出43和次級(jí)側(cè)的地之間的電阻器45和46的分壓器為L(zhǎng)LC變換器11提供電壓反饋，下文中 將對(duì)此進(jìn)行進(jìn)一步描述。
次級(jí)繞組40耦合到二極管橋47，該二極管橋的負(fù)輸出連接到初級(jí)側(cè) 的地或者說0V，該二極管橋的正輸出被連接在該正輸出和OV線路13之 間的電容器48所平滑，該正輸出向控制單元14的輸入Vcc提供了供應(yīng)電 壓以便以自舉方式為控制單元供電。為此，高阻抗電阻器49也被連接在 PFC變換器10的輸出線路12和輸入Vcc之間。
在AC電源與圖1的電源布置相連接時(shí)，某一較小的電流經(jīng)由電感器 18、 二極管19和電阻器49流動(dòng)，以為電容器48充電，并且控制單元14 的輸入Vcc處的供應(yīng)電壓上升。當(dāng)其到達(dá)例如約13V的起動(dòng)電壓時(shí)，其被 控制單元14檢測(cè)到，控制單元14于是相應(yīng)地起動(dòng)以驅(qū)動(dòng)LLC變換器 11，從而經(jīng)由次級(jí)繞組40和二極管橋47產(chǎn)生輸出電壓，以將電容器48的 電荷維持到控制單元14的期望工作電壓，例如約12V?？刂茊卧?4的初 始工作減少了電容器48的電荷，但并不足以下降到例如約8.5 V的停工閾 值電壓以下。
在圖1中沒有示出與其的連接的次級(jí)繞組41代表了變壓器38的任意 數(shù)目的其他次級(jí)繞組，這些其他次級(jí)繞組可用于根據(jù)需要提供高電壓或低 電壓的其他期望AC和/或DC輸出。可以意識(shí)到，次級(jí)繞組的功能可被組 合起來，從而使得變壓器38可具有一個(gè)或多個(gè)次級(jí)繞組。
控制單元14的輸入Vcc處的供應(yīng)電壓可被控制單元14用來提供足夠 高的電壓以驅(qū)動(dòng)變換器10和11的開關(guān)20、 29和31。此外，控制單元14 使用該供應(yīng)電壓來在輸出Vref處產(chǎn)生穩(wěn)定的供應(yīng)電壓(regulated supply voltage);該供應(yīng)電壓也被用在控制單元14內(nèi)，用于為其大多數(shù)電路供 電。此外，利用非穩(wěn)定供應(yīng)電壓和/或穩(wěn)定供應(yīng)電壓，控制單元14為帶隙 電壓基準(zhǔn)(未示出)供電，并且得出用于控制單元的工作中的各種閾值電 壓。例如，該穩(wěn)定供應(yīng)電壓如圖l所示被假定為3.3V，而以下提及的其他 電壓和電壓范圍是在該供應(yīng)電壓的上下文中給出的。
電阻器50連接在控制單元14的輸出Vref和控制單元的輸入Fmax之 間，該電阻器向該輸入Fmax提供一個(gè)電流，該電流確定了 LLC變換器11的期望最大開關(guān)頻率。另一電阻器51連接在控制單元14的輸出Vref和控 制單元的輸入Fdbk之間，該電阻器向該輸入Fdbk提供一個(gè)電流，該電流 確定了 LLC變換器11的期望最小開關(guān)頻率。電隔離電壓到電流(V-I)變 換器52在其輸出處產(chǎn)生一個(gè)誤差電流，該誤差電流經(jīng)由串聯(lián)電阻器53和 二極管54被提供到控制單元14的輸入Fdbk，以用于對(duì)LLC變換器11的 處于由電阻器50和51確定的范圍內(nèi)的頻率進(jìn)行反饋控制。該反饋誤差電 流與電阻器45和46之間的接點(diǎn)處的、被提供到變換器52并且表示DC輸 出43處的電壓的電壓與基準(zhǔn)電壓(未示出)之間的差異成比例，并且可 以例如沿著以上引用的應(yīng)用手冊(cè)AN2321的圖1所示的線路通過頻率補(bǔ)償 方式來產(chǎn)生。
一個(gè)如下所述的附加電路提供了在無負(fù)載或輕負(fù)載狀況下LLC變換器 11的軟起動(dòng)，從而使得開關(guān)頻率從其最大值逐漸減小到正常工作值該附 加電路包括在控制單元14的輸入Fdbk和輸出Vref之間串聯(lián)的電阻器55 和電容器56，并且可選地具有與電阻器55并聯(lián)的二極管57，如圖1所 示。
圖2示出了圖1的電源控制布置的PFC和LLC控制單元14的一種形 式的部件的框圖。這些部件包括PFC控制單元60、 LLC控制單元61、邊 緣控制單元62、延遲定時(shí)器63、 PFC輸出級(jí)64、以及LLC輸出級(jí)65。為 了簡(jiǎn)單起見，沒有示出控制單元14的其他部件，例如用于穩(wěn)壓、產(chǎn)生期 望閾值電壓、編制期望設(shè)置以及測(cè)試目的的部件。
除了圖2中未示出的連接Gnd、 Vcc和Vref之外，圖2利用與圖1相 同的標(biāo)號(hào)示出了控制單元14的與圖1相同的外部連接。這些標(biāo)號(hào)也用于 指代各連接處的信號(hào)。圖2還示出了在工作中在控制單元的各種部件之內(nèi) 產(chǎn)生的以及在其間交換的各種信號(hào)，下文中將對(duì)此進(jìn)行進(jìn)一步描述。下面 簡(jiǎn)要描述圖2所示的塊的功能以及相關(guān)信號(hào)。
PFC控制單元60被提供以PFC電流感測(cè)電壓Vis和PFC反饋電壓 Vfb，并且還具有與補(bǔ)償點(diǎn)Vcom的連接，如上所述，元件24至26連接到 該補(bǔ)償點(diǎn)。這些元件是針對(duì)點(diǎn)Vcom處通常為0.5V至lj 2.5 V的電壓而選擇 的，其中PFC控制環(huán)帶寬在約10Hz到20Hz的量級(jí)上。PFC控制單元60將反饋值Vis和Vfb分別與過電流和過電壓閾值相比較，并且響應(yīng)于通過
這些比較而確定的PFC變換器10的過電流或過電壓狀況，它產(chǎn)生PFC故 障信號(hào)Pflt，該P(yáng)FC故障信號(hào)被提供給邊緣控制單元62。 PFC控制單元 60還將反饋電壓Vfb與禁止閾值電壓相比較，并且響應(yīng)于通過該比較確定 的欠電壓狀況(例如，在AC減弱(brown-out)或故障的情況下)，產(chǎn)生 禁止信號(hào)Inhib，該禁止信號(hào)被提供給LLC控制單元61、邊緣控制單元62 和PFC輸出級(jí)64。
在正常工作狀況下，PFC控制單元60對(duì)反饋信號(hào)Vis和Vfb進(jìn)行處理 以產(chǎn)生信號(hào)Pmul，該信號(hào)Pmul被提供給邊緣控制單元62，并且與根據(jù)以 上Doff的式子在任何時(shí)刻PFC變換器10提供期望的功率因子校正所需的 關(guān)斷時(shí)間占空比Doff成正比。因此，在圖1中的線路16上的PFC輸入電 壓的每個(gè)經(jīng)整流的AC周期中，由信號(hào)Pmul表示的關(guān)斷時(shí)間占空比Doff 始終被PFC控制單元60所改變以向AC電源提供基本為電阻性的等效負(fù) 載。例如，信號(hào)Pmul可具有從0V到2.0V的值，用于表示從0到100%的 關(guān)斷時(shí)間占空比。
PFC控制單元60可以可選地使用斜坡信號(hào)Lrmp，該斜坡信號(hào)如下所 述是由LLC控制單元61產(chǎn)生的，并且可被提供給PFC控制單元60，如圖 2中的虛線所示。
LLC控制單元61被提供以信號(hào)Fdbk (如上所述，它是表示LLC變換 器的誤差電壓的電流)，并且使用它來產(chǎn)生受控頻率方形波時(shí)鐘信號(hào) Lclk，該時(shí)鐘信號(hào)被提供給LLC輸出級(jí)65，并且還提供給邊緣控制單元 62。 LLC控制單元61還產(chǎn)生鋸齒或斜坡信號(hào)Lrmp，該鋸齒或斜坡信號(hào)被 提供給邊緣控制單元62，并且如上所述可選地提供給PFC控制單元60。 例如，斜坡信號(hào)Lrmp具有從0V到2.0V的幅度以及是時(shí)鐘信號(hào)Lclk的頻 率的兩倍的頻率。如上所述，LLC時(shí)鐘信號(hào)Lclk的最小頻率是由經(jīng)由電阻 器51提供到輸入Fdbk的最小電流來設(shè)置的，并且LLC時(shí)鐘信號(hào)Lclk的 最大頻率是由經(jīng)由輸入Fmax向LLC控制單元61中的電流鏡布置提供電 流的電阻器50來設(shè)置的。例如，最大頻率可以被設(shè)置到等于特定應(yīng)用的 正常LLC工作頻率的約2倍或3倍的值，而最小頻率則低于該正常工作頻率。該正常工作頻率通常處于較窄的頻率范圍內(nèi)，但是可以針對(duì)LLC變換 器的任何特定應(yīng)用從一個(gè)較寬的頻帶中選擇，該頻帶例如在約50kHz到約 lMHz的量級(jí)上。
LLC控制單元61還為延遲定時(shí)器63產(chǎn)生信號(hào)DTi，該信號(hào)是由LLC 控制單元61中的電流鏡布置依據(jù)提供到其輸入Fmax的電流來產(chǎn)生的。延 遲定時(shí)器63依據(jù)電流信號(hào)DTi來確定死區(qū)時(shí)間，從而針對(duì)較寬范圍的可 能LLC頻率來調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間。
此外，LLC控制單元61被提供以禁止信號(hào)Inhib，以在信號(hào)Inhib被 斷言時(shí)禁止信號(hào)Lrmp和Lclk的生成。LLC控制單元61還經(jīng)由輸入OvL 被提供以跨電阻器33兩端降落并且代表LLC變換器11的輸入電流的電 壓，并將其與至少一個(gè)閾值相比較，以確定LLC變換器的可能的過載狀 況，響應(yīng)于此，它產(chǎn)生被提供給LLC輸出級(jí)65的LLC故障信號(hào)Lflt。 LLC控制單元61還被提供以PFC反饋電壓信號(hào)Vfb，它將該信號(hào)與閾值 相比較，以僅在PFC變換器輸出電壓Vp高于所選電平例如360V時(shí)才使 能LLC變換器的起動(dòng)。LLC控制單元61中的軟起動(dòng)功能如上所述結(jié)合圖 1中的元件55至57工作，以在LLC變換器被使能時(shí)以及任何過載故障之 后提供軟起動(dòng)。
邊緣控制單元62將占空比信號(hào)Pmul與LLC斜坡信號(hào)Lrmp相比較， 以產(chǎn)生具有期望的占空比的PFC PWM信號(hào)Ppwm，該信號(hào)被提供到PFC 輸出級(jí)64。信號(hào)Ppwm很便利地按1:1或相同頻率的關(guān)系與LLC時(shí)鐘信號(hào) Ldk諧波相關(guān)，該LLC時(shí)鐘信號(hào)Lclk也被提供給邊緣控制單元62。邊緣 控制單元62產(chǎn)生這樣的信號(hào)Ppwm，該信號(hào)具有被設(shè)定時(shí)間以避免與信號(hào) Lclk的邊緣相重合以便實(shí)現(xiàn)最小干擾的邊緣或轉(zhuǎn)變，并且具有用于實(shí)現(xiàn)電 源布置的最大效率的相位。為此，邊緣控制單元62還被提供以如下所述 由LLC輸出級(jí)65產(chǎn)生的信號(hào)Ldtr，該信號(hào)在LLC輸出級(jí)的死區(qū)時(shí)間期間 為高。邊緣控制單元62還被提供以信號(hào)Pflt和Inhib，響應(yīng)于其中的任何 一個(gè)它禁止信號(hào)Ppwm。
延遲定時(shí)器63響應(yīng)于從PFC輸出級(jí)64提供給它的PFC延遲時(shí)間請(qǐng)求 信號(hào)Pdtr或者從LLC輸出級(jí)65提供給它的LLC延遲時(shí)間請(qǐng)求信號(hào)Ldtr，以在如上所述由信號(hào)DTi確定的延遲時(shí)間之后產(chǎn)生延遲時(shí)間完成信號(hào)
DTd，該延遲時(shí)間完成信號(hào)被提供到這些輸出級(jí)64和65中的每一個(gè)，從 而延遲時(shí)間被調(diào)節(jié)以適應(yīng)于LLC變換器11的正常工作頻率(以及在這里 被假設(shè)為相同的PFC變換器10的開關(guān)頻率)。
PFC輸出級(jí)64包括電平移動(dòng)器和門驅(qū)動(dòng)器，用于根據(jù)信號(hào)Ppwm產(chǎn) 生用來驅(qū)動(dòng)PFC變換器10的初級(jí)開關(guān)20的輸出P，并且除非它被信號(hào) Inhib所禁止，其具有在帶死區(qū)時(shí)間的情況下以互補(bǔ)方式驅(qū)動(dòng)輸出S的類似 布置，該死區(qū)時(shí)間如上所述是由延遲定時(shí)器63提供的，用于避免PFC變 換器開關(guān)的不合需要的同時(shí)導(dǎo)通。PFC輸出級(jí)64可包括更復(fù)雜的布置， 用于產(chǎn)生其輸出信號(hào)P和S的各種相對(duì)時(shí)序，以適應(yīng)于不同類型的PFC變 換器可能需要的不同開關(guān)布置。
LLC輸出級(jí)65也包括電平移動(dòng)器和門驅(qū)動(dòng)器，用于按信號(hào)Lclk的頻 率在帶有死區(qū)時(shí)間的情況下產(chǎn)生其分別用來驅(qū)動(dòng)LLC變換器11的開關(guān)29 和31的輸出信號(hào)A和B，除非它們被信號(hào)Lflt所禁止，其中所述死區(qū)時(shí) 間如上所述是由延遲定時(shí)器63提供的，用于避免開關(guān)29和31的同時(shí)導(dǎo) 通。
下面以示例方式更詳細(xì)地描述PFC控制單元60的特定形式。在以上 引用的相關(guān)申請(qǐng)中以示例方式更詳細(xì)地描述了 PFC和LLC控制單元14的 其他部件的特定形式。
圖3通過示例方式示出了一種特定形式的PFC控制單元60的框圖， 其具有輸入Vfb和Vis以及點(diǎn)Vcom，對(duì)這些輸入Vfb和Vis以及點(diǎn)Vcom 進(jìn)行的連接如圖1所示。圖3所示的PFC控制單元包括比較器110至 112、跨導(dǎo)放大器113、或門114、反相器115、 PWM變換器116、放大器 117、斬波器118、以及低通濾波器(LPF)和緩沖器119。
輸入Vfb處的反饋電壓被提供到比較器111和112中每一個(gè)的同相輸 入并被提供到跨導(dǎo)放大器113的同相輸入，該比較器111和112的反相輸 入被提供以相應(yīng)的閾值電壓Vov禾n Vinh，該跨導(dǎo)放大器113的反相輸入被 提供以反饋基準(zhǔn)電壓Vfbr并且其輸出被連接到補(bǔ)償點(diǎn)Vcom，補(bǔ)償元件24 至26如上所述被連接到該補(bǔ)償點(diǎn)Vcom。例如，對(duì)于至少為3V并且這里假定為3.3V的供應(yīng)電壓，電壓Vfbr可以約為2.2V，并且電阻器22和23 (圖1)的電阻被選擇以使得當(dāng)PFC輸出電壓Vp具有期望值例如如上所 述的385V時(shí)輸入Vfb等于該電壓Vfbr (2.2V)。
在反饋電壓Vfb下降到低于構(gòu)成例如0.5至0.6V的禁止閾值的閾值 Vinh的情況下，比較器112改變狀態(tài)以在反相器115的輸出處產(chǎn)生高電平 的信號(hào)Inhib。在反饋電壓超過例如2.3或2.4V的閾值電壓Vov的情況 下，比較器111改變狀態(tài)以通過在其輸出處產(chǎn)生高電平來指示過電壓，從 而經(jīng)由或門114產(chǎn)生高電平的信號(hào)Pflt。已觀察到，這些和其他閾值電壓 可具有滯后性，以幫助提供穩(wěn)定的比較器輸出。還觀察到，可以從針對(duì)反 饋基準(zhǔn)電壓Vfbr進(jìn)行了校準(zhǔn)的電阻器鏈得到這些閾值電壓，以便所有的閾 值電壓都相關(guān)。校準(zhǔn)可通過對(duì)點(diǎn)Vcom進(jìn)行監(jiān)視來執(zhí)行，以使得它考慮到 跨導(dǎo)放大器113的任何偏移量。
如上所述，對(duì)于正常范圍的反饋電壓Vfb，在PFC控制環(huán)帶寬在約10 至20Hz量級(jí)的情況下，針對(duì)點(diǎn)Vcom處通常為0.5至2.5V的電壓，來選 擇元件24至26。點(diǎn)Vcom處跨導(dǎo)放大器113的輸出被提供到PWM變換器 116，該P(yáng)WM變換器在其輸出處產(chǎn)生信號(hào)Vcp，該信號(hào)是依賴于點(diǎn)Vcom 處的電壓的PWM信號(hào)。下面參考圖7至9來描述PWM變換器116的各 種替代形式。
具有依賴于PFC變換器10的感測(cè)輸入電流的小負(fù)電壓并且如上所述 被元件27和28進(jìn)行了低通濾波以減小噪聲的輸入Vis被連接到比較器 110的反相輸入，該比較器的同相輸入被提供以過電流閾值電壓Voc，從 而使得在過電流狀況下，在比較器IIO的輸出處產(chǎn)生的信號(hào)OCf變高，以 指示過電流故障，從而經(jīng)由或門114產(chǎn)生高電平的信號(hào)Pflt。
輸入電壓Vis還被提供到放大器117的輸入，該放大器例如具有-30的 增益，如圖3所示。放大器117的輸出被斬波器118利用信號(hào)Vcp進(jìn)行開 關(guān)或斬波，并且斬波器118的輸出被低通濾波器和緩沖器119進(jìn)行濾波和 緩沖，以在其輸出處產(chǎn)生信號(hào)Pmul。
圖3的PFC控制單元的部件110和117至119的便利形式在圖4中示 意性地示出，其中輸入經(jīng)由電阻器120連接到差分放大器121的同相輸
18入，該差分放大器的反相輸入連接到OV線，并且其輸出連接到P溝道晶
體管122至124的柵極，這些P溝道晶體管的源極連接到3.3V供應(yīng)電壓 線。晶體管122的漏極連接到放大器121的同相輸入。晶體管123的漏極 經(jīng)由N溝道晶體管125的漏極-源極路徑耦合到電阻器126和電容器127的 接點(diǎn)，該電阻器和電容器并聯(lián)連接到OV線。該接點(diǎn)還連接到單位增益緩 沖放大器128，該單位增益緩沖放大器的輸出提供信號(hào)Pmul。晶體管125 的柵極被提供以信號(hào)Vcp。晶體管124的漏極連接到比較器129的同相輸 入并且經(jīng)由電阻器130連接到OV線，該比較器129的反相輸入被提供以 過電流閾值電壓Voc并且其輸出提供信號(hào)OCf。圖4還示出了連接在輸入 Vis與OV和3.3V電壓線之間的傳統(tǒng)保護(hù)二極管131和132。
元件120至130禾n 126構(gòu)成了圖3的放大器117，晶體管125構(gòu)成了 圖3的斬波器118，電容器127和放大器128添加了圖3的LPF和緩沖器 119和功能，并且元件124、 129和130添加了圖3的比較器110的功能。 例如，電阻器120可以具有100kQ的電阻，并且電阻器126可具有3Mfl 的電阻，從而它們之間30倍的比率給出了如上所述的放大器117的增益 的量值。
在控制布置的工作中，與PFC變換器10的輸入電流成比例的、處于 0V和約-0.5V之間的負(fù)電壓被提供到輸入Vis。放大器121在其同相輸入 處維持虛擬地，從而使得電阻器120傳導(dǎo)由輸入Vis引起的電流，該電流 等于輸入電壓Vis的量值除以電阻器120的電阻。該電流經(jīng)由晶體管122 被提供，并且當(dāng)晶體管125被PWM信號(hào)Vcp接通時(shí)，相應(yīng)的鏡像電流被 晶體管123傳遞。因此，跨電阻器126兩端降落了這樣一個(gè)正電壓，該正 電壓是負(fù)輸入電壓Vis乘以PWM信號(hào)Vcp的接通時(shí)間占空比后所得值的 30倍。該電壓被電容器127所平滑，從而形成了LPF，該LPF的極點(diǎn)在例 如處于從約lkHz到約10kHz的范圍中的頻率處，并且經(jīng)平滑的電壓被緩 沖放大器128所緩沖，并在其輸出處被再現(xiàn)為信號(hào)電壓Pnml。低通濾波器 不僅濾掉了斬波器頻率，而且還起到了對(duì)輸入Vis處的感測(cè)輸入電流信號(hào) 取平均的作用。
晶體管124和電阻器130也傳遞鏡像電流，以在電阻器兩端產(chǎn)生電壓降，比較器129將該電壓降與閾值電壓Voc相比較，以產(chǎn)生過電流信號(hào) OCf。通過利用比較器129的輸出為電阻器130選擇不同的電阻值，可以 為比較器129提供滯后性。
很明顯，電阻器126兩端的電壓降被限制為小于供應(yīng)電壓，例如 3.3V。如果沒有PWM信號(hào)Vcp和晶體管125提供的斬波器功能，則僅能 針對(duì)從0V到約-0.1V的輸入電壓Vis獲得由圖4的電路(圖3的放大器 117)提供的-30的增益。為了獲得合乎需要的更大的輸入電壓范圍，例如 從0V到約-0.5V的范圍，在沒有斬波功能的情況下，放大器117的增益將 必須被限制為小于約6 (約3V除以約0.5V)。這些不合需要的約束通過 圖4的電路而得到避免，因?yàn)樵陔娮杵?26兩端產(chǎn)生的電壓的動(dòng)態(tài)范圍被 晶體管125的斬波功能所限制。輸入電壓Vis的相對(duì)較大的量值與PWM 信號(hào)Vcp的相對(duì)較小的接通時(shí)間占空比相吻合，從而使得在任一種情況 下，在正常工作中，在電阻器126兩端產(chǎn)生的電壓都小于供應(yīng)電壓，這是 因?yàn)樵诋a(chǎn)生該電壓時(shí)放大器117的增益被乘以了斬波器的接通時(shí)間占空 比。
二極管131和132以已知的方式來起到保護(hù)作用，以對(duì)抗例如由于靜 電放電而在輸入Vis處引起的超過供應(yīng)電壓的外部電壓。具有相對(duì)較低的 電阻的外部電阻器可與輸入Vis串聯(lián)連接，以限制由于這種外部電壓而經(jīng) 過保護(hù)二極管131或132的電流。但是，在正常工作中，當(dāng)輸入電壓Vis 變得更負(fù)時(shí)，二極管131開始變成正向偏置，從而產(chǎn)生輸入泄漏電流，該 輸入泄漏電流可能減小電流感測(cè)的精度。
通過將輸入Vis處和放大器112的輸入處的電壓在正方向上移動(dòng)某一 較小的量，例如一直到約0.6V，以便對(duì)于任何正常變換器電流感測(cè)狀況二 極管131都不會(huì)被正向偏置，可以減小或避免上述問題。圖5和圖6示意 性地示出了提供這種電壓移動(dòng)的PFC控制單元的一部分的替換形式。
參考圖5，該圖示出了元件120至122以及保護(hù)二極管131和132，它 們是以與圖3的電路相同的方式連接的，只不過放大器121的反相輸入被 提供以固定電壓Vps。此外，提供電流Ip的恒定電流源135被連接在3.3V 供應(yīng)電壓軌和輸入Vis之間，并且表示感測(cè)到的PFC轉(zhuǎn)換器輸入電流的負(fù)
20中，該負(fù)電壓被表示 為相對(duì)于地或者OV連接Gnd的電壓Visen。例如，恒定電流Ip可以按與 題為"Control Arrangement For A Resonant Mode Power Converter"并通過 引用并入在此的相關(guān)申請(qǐng)中描述的電流Limi (未示出)相同的方式由電流 鏡(未示出)產(chǎn)生，從而使得電流Ip由確定與LLC變換器11的最大頻率 相對(duì)應(yīng)的最大電流Ifinax的外部電阻器50來確定。對(duì)于參數(shù)Vps、 Ip和 Ifmax之間的任何特定關(guān)系，電阻器136的電阻可以是電阻器50的電阻的 常數(shù)倍。
例如，電壓Vps可以是0.5V，電流Ip可以是5pA，電阻器120可具 有l(wèi)OOkQ的電阻，并且電阻器136可具有的電阻。在這種情況下， 流經(jīng)電阻器136的電流Ip使等于電壓Vps的0.5V的電壓降落，并且對(duì)于 從0V到-0.5V的電壓Visen，經(jīng)由晶體管122提供的電流為從1.67ptA到 5//A。在沒有恒定電流源135和電阻器136的情況下，經(jīng)由晶體管122提 供的電流的范圍將會(huì)是0至5/xA;該差異被放大器113的輸出處的電壓 Vcom的l+(R136/R120)倍的增大所補(bǔ)償，其中R136是電阻器136的電 阻，R120是電阻器120的電阻。
圖6示出了與圖5類似的布置，只不過它通過經(jīng)由附加的電阻器138 將另一恒定電流Ip傳遞到地，從而在放大器120的反相輸入處提供電壓 Vps，該另一恒定電流是由恒定電流源137產(chǎn)生的，該恒定電流源137可 包括另一電流鏡晶體管。如圖6所示，電阻器138可以在實(shí)現(xiàn)控制單元的 IC外部，該IC在此情況下相應(yīng)地具有另一個(gè)連接點(diǎn)Vsh。這幫助了匹配 放大器121的輸入處的電壓移動(dòng)，因?yàn)楹愣娏髟?35和137產(chǎn)生的電流 Ip可被嚴(yán)密匹配。
如上所述，電壓Vcom的正常范圍是從0.5V到2.5V。 PWM變換器 116被布置成將電壓Vcom變換成PWM信號(hào)Vcp，其中帶有某一偏移量， 從而使得0.5V的最小Vcom電壓對(duì)應(yīng)于信號(hào)Vcp的0%占空比，而2.5V 的最大Vcom電壓對(duì)應(yīng)于信號(hào)Vcp的100%占空比。這在避免由跨導(dǎo)放大 器113構(gòu)成的誤差電壓放大器的輸出的低電壓擺動(dòng)方面提供了顯著優(yōu)點(diǎn)， 而這一點(diǎn)是IC放大器很難提供的，尤其是在按所期望的線性方式的情況下。
為此，PWM變換器116將電壓Vcom與具有約0.5V到約2.5V的范圍 的斜坡信號(hào)相比較，以產(chǎn)生PWM信號(hào)Vcp。圖7至圖9示出了 PWM變 換器116的替代形式，其中每種形式都可用于特定情形中。便利地，在IC 中可以提供PWM變換器116的這些形式中的多種，并且可以通過對(duì)IC編 程來選擇其中之一。
圖7所示的那種形式的PWM變換器116包括P溝道晶體管140和 141以及比較器142，該比較器142產(chǎn)生輸出信號(hào)Vcpl，該輸出信號(hào)Vcpl 構(gòu)成PWM信號(hào)Vcp。晶體管140的柵極被提供以如上所述的來自LLC控 制單元61的LLC斜坡信號(hào)Lrmp，其漏極連接到OV線，并且其源極連接 到晶體管141的漏極，該晶體管141的源極連接到3.3V供應(yīng)電壓線并且其 柵極連接到偏置電壓Pb，該偏置電壓可以按以下參考圖8所述的方式產(chǎn) 生。晶體管140的源極還連接到比較器142的反相輸入，該比較器的同相 輸入被提供以電壓Vcom。
如上所述具有從OV到2.0V的電壓的LLC斜坡信號(hào)Lrmp在正方向上 被移動(dòng)，移動(dòng)的量等于晶體管140的柵極-源極閾值電壓，該柵極-源極閾 值電壓通常為從0.4V到0.9V。因此，在此情況下提供到比較器的反相輸 入的斜坡電壓大致等于如上所述的電壓Vcom的0.5V到2.5V的最優(yōu)范 圍。PWM信號(hào)Vcpl的頻率(其相對(duì)任意，因?yàn)樗缟纤霰籐PF 119濾 掉)在此情況下等于LLC斜坡信號(hào)Lrmp的頻率，這一點(diǎn)對(duì)于避免隨著 LLC頻率變化而產(chǎn)生的任何拍頻風(fēng)險(xiǎn)可能是可取的。
圖8所示的那種形式的PWM變換器116包括自激三角波形振蕩器 143和比較器，該比較器可以與圖7的比較器142相同并相應(yīng)地具有相同 的標(biāo)號(hào)。振蕩器143包括比較器144和145、觸發(fā)器146、電容器147、 N 溝道晶體管148至151、以及P溝道晶體管152至154。
如圖8所示，偏置電流Ib被提供到由晶體管148至150形成的電流 鏡，并且晶體管149的相應(yīng)電流被提供到由晶體管152和153形成的電流 鏡，從而使得晶體管150和153在被由晶體管151和154形成的外部開關(guān) 使能時(shí)可以傳遞相同的電流，該晶體管151和154的柵極被連接在一起并 被連接到觸發(fā)器146的輸出Q。以上提及的偏置電壓Pb可以從晶體管152
22和153的互連柵極得到。
晶體管150和153的互連漏極連接到接點(diǎn)155，該接點(diǎn)155連接到比 較器144的同相輸入、連接到比較器145的反相輸入、經(jīng)由電容器147連 接到0V線、并且以三角波形的形式連接到比較器142的反相輸入以與電 壓Vcom相比較。比較器144具有提供到其反相輸入的上閾值電壓Vtu， 并且其輸出連接到觸發(fā)器146的置位輸入S，并且比較器145具有提供到 其同相輸入的下閾值電壓Vtd，并且其輸出連接到觸發(fā)器146的復(fù)位輸入 R。閾值電壓Vtd和Vtu被選擇來為接點(diǎn)145處的三角波形限定0.5V到 2.5V的期望范圍。為了考慮到電路元件的速度，閾值電壓Vtd可以略大于 0.5V，例如約為0.6V，并且閾值電壓Vtu可以略小于2.5V，例如為 2.4V。
在工作中，當(dāng)觸發(fā)器146的輸出Q為低時(shí)，晶體管151關(guān)斷，并且晶 體管154接通，以允許經(jīng)過晶體管153的電流為電容器147充電，直到接 點(diǎn)155處的電壓跨過上閾值電壓VTu為止，從而置位觸發(fā)器146，以使其 輸出Q變高。然后，晶體管154被關(guān)斷，并且晶體管151被接通，以允許 經(jīng)過晶體管150的電流使電容器147放電，直到接點(diǎn)155處的電壓跨過下 閾值電壓Vtd為止，此時(shí)比較器145就復(fù)位觸發(fā)器146并且周期重復(fù)。
理想情況下，在接點(diǎn)155處產(chǎn)生的三角波形可以按線性方式根據(jù)需要 相對(duì)精確地在0.5V禾口 2.5V之間變化，該線性方式是由于根據(jù)偏置電流Ib 對(duì)電容器147充電和放電的相等恒定電流而引起的，并且在此情況下產(chǎn)生 的PWM信號(hào)Vcp2與控制布置的其他工作頻率無關(guān)。
在實(shí)踐中，像圖7的PWM變換器中那樣使用于與電壓Vcom相比較 的LLC斜坡信號(hào)Lrmp向上移動(dòng)，并且移動(dòng)的量依賴于晶體管140的柵極 閾值電壓，并且像圖8中那樣生成足夠精確的三角波形，其中在該三角波 形和LLC斜坡信號(hào)Lrmp之間可能存在拍頻，這樣可能不能產(chǎn)生足夠合乎 需要且可靠的結(jié)果。
取而代之，可以例如像圖9所示的那種形式的PWM變換器中那樣使 電壓Vcom向下移動(dòng)，圖9所示的那種形式的PWM變換器包括差分放大 器160和161、比較器162和163、觸發(fā)器164、恒定電流源165、以及電 阻器166至168。
參考圖9，放大器160的同相輸入被提供以電壓Vcom，并且其輸出經(jīng)由電阻器166耦合到該放大器的反相輸入。電源165向電阻器166提供恒定電流，以在電阻器166兩端產(chǎn)生0.5V的恒定電壓。相應(yīng)地，放大器160的輸出具有Vcom-0.5V的電壓。放大器160是由P溝道晶體管構(gòu)成的，以允許其輸出電壓基本達(dá)到0V。
出于相同原因也由P溝道晶體管構(gòu)成的放大器161的反相輸入被提供以電壓Hrmp，該電壓Hrmp等于LLC斜坡信號(hào)Lrmp的最大幅度的一半，在此示例中，對(duì)于2.0V的斜坡，該電壓為l.OV。放大器161的輸出經(jīng)由電阻器168耦合到該放大器的同相輸入，并且該同相輸入經(jīng)由電阻器167耦合到放大器160的輸出，該電阻器167具有與電阻器168相同的電阻。放大器161的輸出電壓因此為2(Hrmp)-(Vcom-0.5)。
放大器160的輸出也被提供到比較器162的同相輸入，該比較器的反相輸入被提供以LLC斜坡信號(hào)Lrmp并且其輸出連接到觸發(fā)器164的置位輸入S。相反，放大器161的輸出被提供到比較器163的反相輸入，該比較器163的同相輸入被提供以LLC斜坡信號(hào)Lrmp，并且其輸出被連接到觸發(fā)器164的復(fù)位輸入R。觸發(fā)器164的輸出Q產(chǎn)生信號(hào)Vcp3，該信號(hào)Vcp3可構(gòu)成PWM信號(hào)Vcp。在此情況下，信號(hào)Vcom的比較范圍根據(jù)需要實(shí)際上為0.5V到2.5V，并且PWM信號(hào)具有與信號(hào)Lrmp相同的頻率。
雖然以上通過示例方式描述了電源布置和控制單元的特定形式，但是在不脫離權(quán)利要求的范圍的情況下可以對(duì)其進(jìn)行許多修改、變化和適應(yīng)性修改。
2權(quán)利要求
1.一種控制PFC(功率因子校正)變換器10的方法，包括以下步驟產(chǎn)生依賴于所述變換器的輸出電壓誤差(Vcom)的開關(guān)信號(hào)(Vcp)；以及產(chǎn)生依賴于所述變換器的輸入電流的電流；特征在于以下步驟依據(jù)所述開關(guān)信號(hào)經(jīng)由一電阻(126)選擇性地傳導(dǎo)(125)所述電流；以及平滑(127)所述電阻兩端的電壓以產(chǎn)生用于控制所述變換器的關(guān)斷時(shí)間占空比的控制信號(hào)(Pmul)。
2. 如權(quán)利要求1所述的方法，其中，產(chǎn)生開關(guān)信號(hào)的步驟包括以下步 驟產(chǎn)生依賴于所述變換器的輸出電壓誤差的第一電壓，并將所述第一電 壓與斜坡信號(hào)相比較，從而以脈沖寬度調(diào)制信號(hào)的形式產(chǎn)生所述開關(guān)信 號(hào)。
3. 如權(quán)利要求2所述的方法，其中，所述比較步驟包括對(duì)所述斜坡信 號(hào)進(jìn)行電平移動(dòng)，以匹配所述第一電壓的幅度范圍。
4. 如權(quán)利要求2所述的方法，其中，所述比較步驟包括對(duì)所述第一電 壓進(jìn)行電平移動(dòng)，以匹配所述斜坡信號(hào)的幅度范圍。
5. 如權(quán)利要求2至4中任一個(gè)所述的方法，其中，所述斜坡信號(hào)具有三角波形。
6. 如權(quán)利要求2至4中任一個(gè)所述的方法，其中，所述斜坡信號(hào)具有 鋸齒波形。
7. 如權(quán)利要求6所述的方法，其中，所述比較步驟包括對(duì)所述第一 電壓進(jìn)行電平移動(dòng)以匹配所述鋸齒波形的幅度范圍，產(chǎn)生等于所述斜坡信 號(hào)的最大幅度減去所述第一電壓的第二電壓，并且將所述第一電壓和第二 電壓與所述鋸齒信號(hào)相比較以產(chǎn)生所述開關(guān)信號(hào)。
8. 如權(quán)利要求1至4中任一個(gè)所述的方法，其中，產(chǎn)生依賴于所述變 換器的輸入電流的電流的步驟包括鏡像所述輸入電流。
9. 如權(quán)利要求8所述的方法，其中，依據(jù)所述開關(guān)信號(hào)經(jīng)由一電阻選擇性地傳導(dǎo)所述電流的步驟包括利用所述開關(guān)信號(hào)(Vcp)來控制與所述 電阻(126)串聯(lián)耦合的開關(guān)(125)。
10. —種用于PFC (功率因子校正)變換器(10)的控制單元，包括跨導(dǎo)放大器(113)，其響應(yīng)于所述變換器的輸出電壓，用于產(chǎn)生輸 出電壓誤差信號(hào)(Vcom);以及PWM變換器(116)，用于產(chǎn)生依賴于所述輸出電壓誤差信號(hào)的 PWM (脈沖寬度調(diào)制)信號(hào)(Vcp);特征在于 開關(guān)電路(125)，用于依據(jù)所述PWM信號(hào)(Vcp)來開關(guān)表示所述 PFC變換器的輸入電流的電流；以及響應(yīng)于被開關(guān)的電流的電阻(126)和與該電阻并聯(lián)的電容(127)， 用于產(chǎn)生構(gòu)成用于所述PFC變換器的控制信號(hào)的經(jīng)平滑的電壓(Pmul)。
11. 如權(quán)利要求IO所述的控制單元，其中，所述PWM變換器包括比 較器(142)，用于將依賴于所述輸出電壓誤差的第一電壓與斜坡信號(hào)相 比較，以產(chǎn)生所述PWM信號(hào)。
12. 如權(quán)利要求11所述的控制單元，其中，所述PWM變換器包括電 平移動(dòng)器(140-141)，用于匹配所述斜坡信號(hào)的幅度范圍和所述第一電 壓。
13. 如權(quán)利要求12所述的控制單元，還包括用于提供鋸齒波形 (Lrmp)來作為所述斜坡信號(hào)的連接。
14. 如權(quán)利要求13所述的控制單元，其中，所述PWM變換器包括用 于產(chǎn)生等于所述斜坡信號(hào)的最大幅度減去所述第一電壓的第二電壓以與所 述斜坡信號(hào)進(jìn)行比較的電路(161,167-168)。
15. 如權(quán)利要求IO所述的控制單元，其中，所述開關(guān)電路包括電流 鏡電路(121-123)，用于產(chǎn)生依賴于所述PFC變換器的輸入電流的鏡像 電流；以及由所述PWM信號(hào)(Vcp)所控制的開關(guān)(125)，用于選擇性 地向所述電阻(126)提供所述鏡像電流。
16. 如權(quán)利要求15所述的控制單元，其中，所述開關(guān)電路包括構(gòu)成 所述電流鏡電路的第一晶體管和第二晶體管(122,123)，所述第二晶體管 傳導(dǎo)所述鏡像電流；以及被布置來經(jīng)由所述控制單元的輸入端子(Vis)傳導(dǎo)所述第一晶體管的電流的輸入電阻(120)，所述輸入端子具有依賴于所述PFC變換器的輸入電流的電壓。
17. 如權(quán)利要求n所述的控制單元，其中，所述響應(yīng)于被開關(guān)的電流的電阻(126)與所述輸入電阻(120)的比率大于所述開關(guān)電路的供應(yīng)電 壓(3.3V)與所述輸入端子的電壓的最大量值的比率。
18. PFC變換器和如權(quán)利要求10所述的控制單元的組合，其中所述控 制單元被布置為利用所述控制信號(hào)來控制所述變換器的開關(guān)。
全文摘要
在PFC(功率因子校正)變換器控制單元(60)中，通過將PFC變換器輸出電壓誤差信號(hào)(Vcom)與斜坡信號(hào)(Lrmp)相比較來產(chǎn)生PWM(脈沖寬度調(diào)制)信號(hào)(Vcp)，該P(yáng)FC變換器輸出電壓誤差信號(hào)是由跨導(dǎo)放大器(113)產(chǎn)生的，該斜坡信號(hào)可以來自與PFC變換器級(jí)聯(lián)的諧振模變換器的控制單元(61)。利用電平移動(dòng)(140-141，160，165，166)來匹配所比較的信號(hào)的幅度范圍。表示PFC變換器的輸入電流并且由電流鏡(121-123)產(chǎn)生的電流被PWM信號(hào)切換(125)到并聯(lián)的電阻(126)和電容(127)，以產(chǎn)生構(gòu)成用于PFC變換器的控制信號(hào)的經(jīng)平滑的電壓(Pmul)。
文檔編號(hào)H02M1/08GK101652917SQ200880002882
公開日2010年2月17日 申請(qǐng)日期2008年1月22日 優(yōu)先權(quán)日2007年1月22日
發(fā)明者米爾克·克瑞斯緹安·保羅斯, 羅杰·寇貝克 申請(qǐng)人:電力集成公司