專利名稱：功率轉換設備、放電燈鎮(zhèn)流器以及前燈鎮(zhèn)流器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及功率轉換設備，并且更特別地，涉及包括用于功率轉換的磁性 元件的功率轉換設備、包括該功率轉換設備的放電燈鎮(zhèn)流器以及包括該功率轉換設備的 前燈(前燈)鎮(zhèn)流器。
背景技術：
日本專利申請公布第2000-340385號描述了一種用于放電燈(例如，高強度放電 (HID)燈)的鎮(zhèn)流器。該鎮(zhèn)流器(下文中稱為“第一現有技術”)包括DC-DC轉換器 電路、逆變器電路、啟動電路以及輸出控制電路，并且其特征尤其在于DC-DC轉換器電 路和輸出控制電路。DC-DC轉換器電路為被配置成將來自DC (直流)電源的電壓轉換為指定電壓的 反激式轉換器，并且包括具有初級繞組和次級繞組的變壓器、開關裝置、二極管和電容 器。初級繞組具有第一端和第二端，并且初級繞組的第一端與DC電源的正極端子連接。 開關裝置連接于初級繞組的第二端和DC電源的負極端子之間。次級繞組具有第一端和 第二端，并且次級繞組的第一端與二極管的陽極連接。電容器具有分別與二極管的陰極 和次級繞組的第二端連接的第一端和第二端。次級繞組的第二端的極性與初級繞組的第 一端的極性相同。輸出控制電路被配置成通過臨界模式或連續(xù)模式接通或斷開開關裝置。在臨界模式下，當流過次級繞組側的次級電流達到零時，接通開關裝置，以及 當流過初級繞組側的初級電流達到用于初級峰值電流的命令值時，斷開開關裝置。由 電流命令值和DC-DC轉換器電路的輸出電流組成用于初級峰值電流的命令值。根據 DC-DC轉換器電路的輸出電壓(即，在電容器兩端的電壓)估計電流命令值。在連續(xù)模式下，即使次級電流大于零，當開關裝置的斷開時段超過最大斷開時 段時，也接通開關裝置。在高強度放電燈中，如果燈溫度低，則次級電流的傾斜(相對 于時間軸)隨著燈電壓的減小而變得緩和，并且直到次級電流達到零為止的斷開時段變 長。相應地，開關裝置的開關頻率減小并且用于獲得指定輸出的初級電流的峰值增大， 這導致開關裝置的峰值電流增大、變壓器的大型化和電容器的大型化。特別地，當將高 強度放電燈用于車輛時，該影響增加，這是因為如果燈溫度低，則必須向燈提供與穩(wěn)態(tài) 相比額外的電功率，以快速增大光輸出。通過連續(xù)模式，可以防止開關頻率過度地減 小?？梢灾苯拥睾烷g接地檢測次級電流的零點。然而，需要將初級電流與用于初級 峰值電流的命令值進行比較，并且相應地，要求利用對應于實際初級電流的信號來檢測 初級電流。通常，通過電阻器來檢測初級電流。例如，在日本專利申請公布第H8-182314 號中，通過作為電阻器的電流傳感器來檢測流過初級繞組的電流。然而，如果將電阻器 用作電流傳感器，則功率損耗發(fā)生。特別是在高負載電功率和低輸入電壓下，流過開關電流的電流增大，并且相應地，必須將大尺寸的電阻器用作電流傳感器。如果將低電阻器用作電流傳感器，則可以降低功率損耗，但傳感器信號減小并且容易受到干擾(噪聲)影響。在日本專利申請公布第2004-87339號中描述的放電燈鎮(zhèn)流器(下文中稱為“第 二現有技術”)可以解決電流傳感器的該問題。第二現有技術包括類似于第一現有技術 所配置的DC-DC轉換器電路，并且被配置成基于來自鋸齒波振蕩器的信號(電壓)值和 命令值來接通和斷開DC-DC轉換器電路的開關裝置。具體地，命令值為PWM(脈寬調 制)命令值，并且響應于DC-DC轉換器電路的輸出電壓和輸出電流而產生。如果來自鋸 齒波振蕩器的信號值小于命令值，則接通DC-DC轉換器電路的開關裝置，否則就斷開。 簡而言之，第二現有技術不需要用于檢測流過DC-DC轉換器電路的初級側的電流的電流 傳感器。另外，可以提高鋸齒波振蕩器的輸出，并且可以進一步降低干擾的影響。然而，在第二現有技術的連續(xù)模式下，如果輸入電壓或負載電壓稍微波動或者 開關裝置的斷開定時由于噪聲等而稍微偏移，則輸出功率會極大地波動。特別地，當斷 開開關裝置時，如果輸出功率稍微增大，則流過次級繞組的電流的傾斜變大。當接著接 通開關裝置時，流過初級繞組的電流的初始值減小。開關裝置的接通時段由于輸出檢測 的延遲、反饋控制的延遲等而不立即改變。因此，當斷開開關裝置時，流過初級繞組的 電流的峰值減小。DC-DC轉換器電路的輸出功率與流過初級繞組的峰值電流的平方成比 例，并且相應地，稍微偏移的峰值電流對輸出功率有很大影響。另外，在具有負阻抗特 性的放電燈中，燈電壓響應于輸出的減小而增大。從而，DC-DC轉換器電路的輸出電壓 進一步增大，并且輸出減小。類似地，輸出的增大導致很大波動。另一方面，在第一現有技術中，即使DC-DC轉換器電路的輸入和輸出突然改 變，用于初級峰值電流的命令值也不改變。由于這個原因，第一現有技術對輸出功率有 很小影響，并且即使反饋控制的響應慢，它也適于小輸出波動范圍。因此，與第二現有 技術相比，第一現有技術具有高輸出功率穩(wěn)定性。由于第二現有技術不具有電流傳感器，所以要求基于DC-DC轉換器電路的輸出 電壓和輸出電流而調節(jié)輸出功率。因此，如果反饋控制慢，則輸出波動增加。由于這個 原因，如果增大反饋控制的增益，則可以增大響應速度，但是反饋控制穩(wěn)定性變弱。為 了避免開關裝置的容許電流和變壓器的飽和度增大，需要過載電流保護裝置來代替電流 傳感器。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于，基于從磁性裝置的磁通量的狀態(tài)或變化獲得的模擬信號， 在保證反饋控制穩(wěn)定性的同時，特別抑制在連續(xù)模式下的輸出波動。本發(fā)明的功率轉換設備包括轉換器電路和控制電路。轉換器電路包括開關裝置 和用于功率轉換的磁性裝置。轉換器電路還被配置成(a)當根據高頻信號接通開關裝置 時，向磁性裝置提供來自電源的電流，以將能量儲存在磁性裝置中；(b)當根據高頻信 號斷開開關裝置時，釋放儲存在磁性裝置中的能量；(c)并且由此將來自電源的功率轉換 為直流功率?？刂齐娐繁慌渲贸蓪⒏哳l信號提供給轉換器電路。根據本發(fā)明的一方面， 功率轉換設備還包括模擬電路(simulation circuit)和感測電路(sense circuit)。模擬電路被配置成產生模擬磁性裝 置的磁通量的狀態(tài)或變化的模擬信號。感測電路被配置成產生與 轉換器電路的輸入和輸出中的至少之一相對應并且疊加在模擬信號上以形成疊加信號的 信號。控制電路基于疊加信號，限定高頻信號的接通時段。在本發(fā)明中，可以基于從磁性裝置的磁通量的狀態(tài)或變化獲得的模擬信號，在 保證反饋控制穩(wěn)定性的同時，特別抑制在連續(xù)模式下的輸出波動。在實施例中，通過感測電路產生的信號對應于磁性裝置的磁通量的DC分量。在實施例中，當轉換器電路的輸入或輸出增大時，與通過感測電路產生的信號 相加的波動的傾斜極性與模擬信號在磁性裝置的磁通量的放大時段(即，開關裝置的接 通時段)內的傾斜極性相同。例如，當通過感測電路產生的信號(檢測信號)為轉換器電 路的輸出信號時，存在一些組合。在輸出信號和模擬信號中的每個信號均為正信號的情 況下，如果輸出信號由于在疊加信號的放大時段內的負載波動而增大，則檢測信號(輸 出信號)進一步增大，并且相應地，疊加信號進一步增大，這是因為由于負載波動而與 檢測信號相加的波動的傾斜極性與模擬信號在磁性裝置的磁通量的增大時段內的傾斜極 性相同。結果，開關裝置的接通時段變短，并且防止了轉換器電路的輸出增大。類似 地，在輸出信號和模擬信號分別為負信號和正信號的情況下，如果輸出信號由于在磁性 裝置的磁通量的放大時段內的負載波動而增大，則疊加信號進一步增大。結果，開關裝 置的接通時段變短，并且防止了轉換器電路的輸出增大。在輸出信號和模擬信號分別為 正信號和負信號并且模擬信號在磁性裝置的磁通量的放大時段內的傾斜極性為負的情況 下，如果功率轉換設備被配置成當輸出信號由于負載波動而增大時具有負傾斜，則可以 抑制轉換器電路的輸出波動。當轉換器電路的輸出由于負載波動而增大時，放大時段遠 遠短于開關裝置的接通時段。而且，當轉換器電路的輸入增大時，存在類似于上述組合 的一些組合。在實施例中，控制電路被配置成將疊加信號與命令信號進行比較，并且如果疊 加信號的電平超過命令信號的電平，則斷開開關裝置。磁性裝置包括繞組。模擬電路包 括電容器，該電容器通過來自全部或部分繞組的信號進行充電和放電。通過將與轉換器 電路的輸入和輸出中的至少之一相對應的信號疊加在電容器兩端的電壓或與電容器兩端 的電壓相對應的電壓上，產生疊加信號。在實施例中，控制電路被配置成將疊加信號與命令信號進行比較，并且如果疊 加信號的電平超過命令信號的電平，則斷開開關裝置。磁性裝置包括繞組。模擬電路包 括電容器，該電容器通過來自全部或部分繞組的信號進行充電和放電。通過將電流信號 與到電容器的充電電流合成來產生疊加信號。通過與轉換器電路的輸入和輸出中的至少 之一相對應的信號來改變該電流信號。在實施例中，通過感測電路產生的信號對應于轉換器電路的輸入電流、輸入功 率、輸出電流、輸出電壓和輸出功率中的至少之一。本發(fā)明的放電燈鎮(zhèn)流器包括所述功率轉換設備和逆變器電路，其中，該逆變器 電路被配置成將來自功率轉換設備的直流功率轉化為交流功率。本發(fā)明的前燈鎮(zhèn)流器包括放電燈鎮(zhèn)流器和前燈體，該前燈體具有包括放電燈和 燈插座的前燈外殼。放電燈鎮(zhèn)流器被配置成通過插座將交流功率提供給放電燈。


現在將更詳細地描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。根據以下詳細描述和附圖，本發(fā)明 的其他特征和優(yōu)點將變得更好理解，在附圖中圖1示出根據本發(fā)明的功率轉換設備的基本配置；圖2是相關技術(即，于200 7年9月13日提交的題為“功率轉換設備(Power ConversionApparatus) ”的第2007-238563號日本專利申請)的示意圖；圖3示出了相關技術的示例；圖4示出了相關技術的另一示例；圖5是相關技術的問題的說明圖；圖6示出了根據本發(fā)明的功率轉換設備的另一基本配置；圖7是根據本發(fā)明的第一實施例的功率轉換設備的示意圖；圖8示出了功率轉換設備的可選示例；圖9是根據本發(fā)明的第二實施例的功率轉換設備的示意圖；圖10是根據本發(fā)明的第三實施例的功率轉換設備的示意圖；圖11是根據本發(fā)明的第四實施例的功率轉換設備的示意圖；圖12是根據本發(fā)明的第五實施例的功率轉換設備的示意圖；圖13是根據本發(fā)明的第六實施例的功率轉換設備的示意圖；以及圖14是根據本發(fā)明的第七實施例的前燈鎮(zhèn)流器的示意圖。
具體實施例方式圖1示出了根據本發(fā)明的功率轉換設備的基本配置。功率轉換設備包括DC-DC 轉換器電路1和控制電路2，并且可以以與第一現有技術相同的方式結合到例如放電燈鎮(zhèn) 流器、前燈鎮(zhèn)流器等中。每個鎮(zhèn)流器均還設置有逆變器電路、啟動電路、放電燈等。類 似于第一現有技術，逆變器電路可以由用于將DC-DC轉換器電路1的輸出電壓(DC電 壓)轉換為交流電壓的全橋式逆變器電路和用于全橋式逆變器電路中的四個開關裝置的 驅動電路構成。啟動電路可以被配置成接收逆變器電路的輸出電壓，以生成用于開啟放 電燈的高壓脈沖。例如，放電燈可以為高強度放電燈。然而，不限于此，負載可以為發(fā) 光二極管等。它們中的每一個的配置都是本領域技術人員已知的，并且在此不進一步詳 細描述。DC-DC轉換器電路1包括開關裝置和用于功率轉換的磁性裝置，并且被配置成 儲存和釋放能量。也就是說，當根據高頻信號接通開關裝置時，通過向磁性裝置提供來 自電源的電流，電路1將能量儲存在磁性裝置中。當根據高頻信號斷開開關裝置時，電 路1還釋放儲存在磁性裝置中的能量。在圖1的示例中，電路1包括具有初級繞組101 和次級繞組102的變壓器10、開關裝置11、二極管12和電容器13，并且該電路被配置成 將來自DC(直流)電源7的電壓轉換成指定電壓。初級繞組101具有第一端和第二端， 并且初級繞組101的第一端與DC電源7的正極端子連接。開關裝置連接于初級繞組101 的第二端和DC電源7的負極端子之間。次級繞組102具有第一端和第二端，并且次級 繞組102的第一端與二極管12的陰極連接。電容器13具有分別與二極管12的陽極和次 級繞組102的第二端連接的第一端和第二端。然而，不限于圖1的配置，DC-DC轉換器電路1可以為斬波電路、斬波電路和逆變器電路的復合電路等?？刂齐娐?被配置成將高頻信號提供給DC-DC轉換器電路1中的開關裝置11的 控制端子(門)。具體地，控制電路2具有振蕩器20、比較器21、RS (復位置位)觸發(fā) 器22、驅動電路23、模擬電路3、感測電路4和加法器電路6，并且其特征在于模擬電路 3和感測電路4。RS觸發(fā)器22的置位輸入“S”和復位輸入“R”分別與振蕩器20的輸出和比 較器21的輸出連接。RS觸發(fā)器22的輸出“Q”通過驅動電路23與開關裝置11的控制 端子連接。在示例中，可以響應于DC-DC轉換器電路1的輸入條件和輸出條件來調節(jié)開 關裝置11的開關周期?？梢酝ㄟ^儲存在磁性裝置中的能量來決定開關裝置11的接通定 時。例如，可以響應于零磁通量來接通開關裝置11。模擬電路3被配置成產生模擬信號S3，其近似地模擬磁性裝置(變壓器10)的 磁通量的狀態(tài)或變化。感測電路4被配置成產生如下信號(在圖1中為“S4” )其與 DC-DC轉換器電路1的輸入和輸出中的至少之一(在圖1中為輸出)相對應、并且通過 加法器電路6疊加在模擬信號S3上以形成疊加信號S21。將信號S4的極性設置成使得 當磁通量增大時的信號S4的傾斜極性與當輸出由于例如負載波動而增大時的輸出的傾斜 極性一致。疊加信號S21被提供給比較器21的非反相輸入。接通時段的命令信號還被 提供給比較器21的反相輸入。命令信號是用于確定開關裝置11的斷開定時(接通時段) 的信號。在基本配置中，可以通過利用疊加信號S21調節(jié)開關裝置11的接通時段來控制 DC-DC轉換器電路1的輸出。而且，從信號S3和S4獲得疊加信號S21，因此，不必直 接檢測流過諸如變壓器、電感器等的磁性裝置的電流。本發(fā)明的發(fā)明人已提交了相關技術，S卩，于2007年9月13日提交的題為“功率 轉換設備(Power Conversion Apparatus) ”的第2007-238563號日本專利申請。圖2是相關技術的示意圖。相關技術包括DC-DC轉換器電路1和控制電路2。 類似于基本配置的DC-DC轉換器電路來配置相關技術的DC-DC轉換器電路1。另一方 面，類似于基本配置，相關技術的控制電路2具有振蕩器20、比較器21、RS觸發(fā)器22、 驅動電路23和模擬電路3，但是不具有與感測電路4和加法器電路5相對應的電路。艮口， 僅將模擬信號S3提供給比較器21的非反相輸入，并且限定了開關裝置11的接通時段。圖3示出了相關技術的示例。在圖3中，相關技術的模擬電路3由電容器30、 用于使電容器30放電的電流信號源31、用于對電容器30充電的電流信號源32、以及用 于將電流信號源31和32之一連接至電容器30的開關33構成。與開關裝置11的開關頻 率同步地控制開關33。S卩，通過來自RS觸發(fā)器22的輸出“Q”的開關信號控制開關 33。具體地，如果接通開關裝置11，則電容器30與將被充電的電流信號源32連接。如 果斷開開關裝置11，則電容器30與將被放電的電流信號源31連接。簡而言之，模擬信 號S3為電容器30兩端的電壓，其對應于電流信號源31和32的電流的時間積分。說明相關技術的操作。如果振蕩器20將用于接 通開關裝置11的信號提供給RS 觸發(fā)器22的置位輸入“S”，則RS觸發(fā)器22的輸出“Q”變高。結果，通過驅動電路 23(未示出)接通開關裝置11，而同時電容器30與將被放電的電流信號源32連接。隨 后，比較器21將從電容器30獲得的模擬信號S3與接通時段的命令信號進行比較，并且如果信號S3的電平超過命令信號的電平，則該比較器將用于斷開開關裝置11的信號提供 給RS觸發(fā)器22的復位輸入“R”。從而，RS觸發(fā)器22的輸出“Q”變低。因此， 通過驅動電路23斷開開關裝置11，而同時電容器30與將被放電的電流信號源31連接。在相關技術中，通過磁性裝置的電壓的時間積分產生模擬信號，并且通過模擬 信號斷開開關裝置11。相應地，用于檢測流過初級繞組的電流的電流傳感器不是必須 的?？梢灾苯拥貦z測磁性裝置的電壓或可以根據DC-DC轉換器電路1的輸入電壓和輸 出電壓、開關裝置的開關狀態(tài)等間接地檢測磁性裝置的電壓。由于電流傳感器不是必須 的，所以大電阻器不是必須的并且可以避免功率損耗。還可以增強DC-DC轉換器電路1 的輸出穩(wěn)定性。圖4示出相關技術的另一示例。在圖4中，相關技術的模擬電路3由電容器30 和電阻器34(低通濾波器)構成。利用次級繞組102的電壓來使電容器30充電和放電。
然而，在相關技術中，磁性裝置的磁通量的DC分量不出現在模擬信號中。相應 地，在連續(xù)模式下，如果電容器30兩端的電壓達到預定電壓，貝IJDC-DC轉換器電路1的 輸出功率變?yōu)楹愣?，如圖5所示。在這種情況下，模擬信號的電平不會超過接通時段的 命令信號的電平，并且相應地，不可以限定開關裝置11的斷開定時。磁通量的瞬時波動 即使在連續(xù)模式下也出現在模擬信號中，并且相應地，可以遵循瞬時輸出波動。然而， 要求對磁通量的平均波動進行實際輸出的檢測和反饋控制，并且由于高速響應，要求提 高反饋控制的增益。結果，穩(wěn)定性變弱。在圖1的基本配置中，可以將信號S4認為是磁性裝置的磁通量的DC分量，并 且信號S4被疊加在模擬信號S3上。相應地，由于模擬信號即使在連續(xù)模式下也響應于 DC-DC轉換器電路1的輸出電壓的增大而增大，因此，模擬信號的電平可以超過接通時 段的命令信號的電平。如果模擬電路3由集成電路、低通濾波器等構成，則可以通過調 節(jié)模擬電路3的每個裝置參數來增大模擬信號的幅度，并且可以減小干擾的影響。圖6示出了根據本發(fā)明的功率轉換設備的另一基本配置。在圖6的基本配置中， 用感測電路5替換感測電路4。感測電路5被配置成產生信號“S5”，其對應于DC-DC 轉換器電路1的輸入、并且通過加法器電路6疊加在模擬信號S3上以形成疊加信號S21。在示例中，將與關于磁性裝置的電功率、電壓、以及電流中的至少之一相對應 的信號用作信號S4或S5。當放電燈鎮(zhèn)流器或前燈鎮(zhèn)流器包括圖1或圖6的功率轉換設備 并且使用高強度放電燈時，希望將對應于流過磁性裝置的電流的信號用作信號S4或S5， 這是因為燈電壓的波動平緩，同時燈電流的波動大。第一實施例圖7示出了根據本發(fā)明的第一實施例的功率轉換設備。第一實施例中的功率轉 換設備具有圖1的基本配置，并且還包括誤差放大器電路24。為了清楚起見，向類似種 類的元件分配與圖1所示的附圖標記相同的附圖標記。誤差放大器電路24被配置成根據來自外部的輸出命令檢測DC-DC轉換器電路 1的輸出電壓和輸出電流，以通過輸出電壓和輸出電流的誤差計算產生接通時段的命令 信號。從二極管12和電容器13的接合點(junction)例如通過分壓器(未示出)來檢測 DC-DC轉換器電路1的輸出電壓。從下文要描述的感測電路4獲得DC-DC轉換器電路 1的輸出電流。將命令信號提供給比較器21的反相輸入。
在第一實施例的一方面中，模擬電路3具有電阻器34和35以及電容器30，并 且被配置成通過經由電阻器34獲得的次級繞組102的電壓對電容器30充電和放電。除 了第一端和第二端之外，次級繞組102還具有中間抽頭，并且次級繞組102的第二端的極 性與初級繞組101的第二端的極性相同。具體地，電阻器34和電容器30構成低通濾波 器。電阻器34具有第一端和第二端，并且電阻器34的第一端與次級繞組102的中間抽頭 連接。電容器30具有分別與電阻器34的第二端和次級繞組102的第二端連接的第一端 和第二端。電阻器34和電容器30的接合點還與比較器21的非反相輸入連接。從而， 通過電阻器34將次級繞組102兩端的部分電壓34施加在電容器30兩端。相應地，可以 降低低通濾波器的每個裝置的容許電壓。然而，不限于此，可以通過電阻器34將次級繞 組102兩端的全部電壓施加至電容器30。為了防止電容器30兩端的電壓由于DC-DC轉換器電路1的輸出電壓(負電壓) 而轉移至負電位，電阻器35連接于電阻器34和電容器30的接合點與基準電壓源(V1)之 間。即，偏置電壓被施加至電容器30。感測電路4被配置成產生如下信號其對應于DC-DC轉換器電路1的輸出(輸 出電流)、并且在次級繞組102和感測電路4的接合點處疊加在模擬信號上以形成疊加信 號S21。在圖7的示例中，電路4具有連接于次級繞組102的第二端和DC電源7的負極 端子之間的電阻器40。次級繞組102和電阻器40的接合點對應于圖1的加法器電路6。以下說明電容器兩端30的電壓和變壓器10的磁通量之間的關系。變壓器10的 磁通量Φ被給定為Φ = (1/Ν2) · f V2dt,其中，N2為次級繞組102的繞組數量，以及V2為次級繞組102的電壓。因此， 可以通過次級繞組102的電壓的時間積分來模擬變壓器10的磁通量Φ。由于在開關周期期間輸入和輸出電壓的波動很小，因此磁通量Φ可以近以為Φ = V2 · t/N2,其中，t為時間。即，變壓器10的磁通量Φ與次級繞組102的電壓與時間的乘 積成比例。如果開關裝置11的接通時段和斷開時段小于低通濾波器的時間常數，則電容器 30兩端的電壓的波動(AV)被給定為Δ V = k · V2 · t/ (Rt · Ct)，其中，k為小于一的正值，Rt為電容器30的電容，以及CtS電阻器34的電阻 值。例如，接通時段和斷開時段等于或小于時間常數的五分之一。與磁通量Φ的近似表達式類似，電壓的波動Δ V與次級繞組102的電壓和時間 的乘積成比例。相應地，可以將電容器30的電壓用作用于模擬磁性裝置(變壓器10)的 磁通量的狀態(tài)或變化的模擬信號。以下說明第一實施例的操作。如果振蕩器20將用于接通開關裝置11的信號提 供給RS觸發(fā)器22的置位輸入“S”，則RS觸發(fā)器22的輸出“Q”變高(接通信號)。 結果，通過驅動電路23(未示出)接通開關裝置11。如果接通開關裝置11，則變壓器10的磁通量增大，并且對電容器30充電以生成 模擬信號。電容器30的第一端的電位相對于第二端的電位增大，并且相應地，模擬信號變?yōu)橄鄬τ跁r間軸具有正傾斜的電壓信號。電流還流過電容器13的第二端(正極端子)、電阻器40、外部電路(例如，逆變器電路)以及電容器13的第一端(負極端子)，并且 相應地，在電阻器40兩端產生正電壓。因此，電阻器40(即，感測電路4)的信號對應 于DC-DC轉換器電路1的輸出(輸出電流)。將電阻器40的信號疊加在模擬信號上， 并由此產生疊加信號S21。將疊加信號S21提供給比較器21的非反向輸入，以與提供給 比較器21的反向輸入的接通時段的命令信號相比較。隨后，疊加信號S21的電平超過命 令信號的電平，然后，比較器21將用于斷開開關裝置11的信號(復位信號)提供給RS 觸發(fā)器22的復位輸入“R”。從而，RS觸發(fā)器22的輸出“Q”變低(斷開信號)，使 得通過驅動電路23斷開開關裝置11。在疊加信號S21的增大時段內，當DC-DC轉換器 電路1的輸出由于例如負載波動而增大時，電阻器40的信號極性相對于模擬信號的極性 而言是加極性。具體地，與感測電路4的信號相加的波動的傾斜極性與模擬信號的傾斜 極性相同，并且它們中的每一個都是正的。結果，開關裝置11的接通時段變短，并且防 止了 DC-DC轉換器電路1的輸出增大。如果斷開開關裝置11，則次級繞組102產生負電壓。對電容器13充電，并且 還對電容器30放電。相應地，電容器30兩端的電壓減小并且電容器30生成模擬信號。 模擬信號具有與DC-DC轉換器電路1的輸出電壓(當斷開開關裝置時在次級繞組兩端產 生的負電壓)相對應的負傾斜。DC-DC轉換器電路1的輸出電流還流過電阻器40，并且 電阻器40產生正電壓。相應地，對應于DC-DC轉換器電路1的輸出的信號被疊加在模 擬信號上，使得產生疊加信號S21。隨后，振蕩器20將用于接通開關裝置11的信號提 供給RS觸發(fā)器22的置位輸入“S”，然后，RS觸發(fā)器22的輸出“Q”變高，并且開 關裝置11接通，而且重復相同操作。在第一實施例中，將感測電路4(電阻器40)的信號(輸出電流)用作變壓器10 的磁通量的DC分量。相應地，在連續(xù)模式下，即使模擬信號為截除了磁通量的DC分量 的信號，也可以響應于流過變壓器10的電流來調節(jié)開關裝置11的接通和斷開定時。從 而，可以增強DC-DC轉換器電路1的輸出電壓的穩(wěn)定性。由于可以通過調節(jié)電容器30 等的電容來增大模擬信號的電平，因此可以減小干擾的影響。在可選示例中，如圖8所示，功率轉換設備被配置成將正電壓施加至外部電路 (例如，逆變器電路)，并且次級側的每個信號的極性均為第一實施例的相應信號的極性 的反轉。也就是說，次級繞組102的第一端的極性與初級繞組101的第二端的極性相同， 并且二極管12的陽極和陰極分別與第二繞組102的第一端和電容器13的第一端連接。在 該示例中，如果疊加信號的電平低于接通時段的命令信號的電平，則比較器21將用于斷 開開關裝置11的信號(復位信號)提供給RS觸發(fā)器22的復位輸入“R”。電阻器40 的信號也為負電壓。在開關裝置11的接通時段內，當DC-DC轉換器電路1的輸出由于 例如負載波動而增大時，電阻器40的信號的極性相對于模擬信號的極性而言為加極性。 具體地，與電阻器40的信號相加的波動的傾斜極性與模擬信號在磁通量的增大時段內的 傾斜極性相同，并且它們中的每一個都為負。因此，獲得與第一實施例類似的操作和效 果。這樣，可以將本發(fā)明應用于多種組合(參見“發(fā)明內容”)。第二實施例圖9示出根據本發(fā)明的第二實施例的功率轉換設備。第二實施例中的功率轉換設備具有圖1的基本配置。為了清楚起見，向類似種類的元件分配與圖1和圖7中所示 的附圖標記相同的附圖標記。第二實施例的功率轉換設備的特征在于與第一實施例的感測電路不同的感測電 路4。即，電路4被配置成產生信號S4，其對應于DC-DC轉換器電路1的輸出(輸出 電壓)、并且在電阻器34與電容器30的接合點處疊加在模擬信號S3上以形成疊加信號 S21。由于DC-DC轉換器電路1的輸出為負電壓，因此，感測電路4具有但不限于構成 反相放大器的電阻器41-43和運算放大器44。電阻器41具有第一端和第二端，并且電阻 器41的第一端與二極管12和電容器13的接合點連接。電阻器41的第二端還與運算放 大器44的反相輸入連接。電阻器42具有分別與運算放大器44的反相輸入和輸出連接的 第一端和第二端。電阻器42具有第一端和第二端，并且電阻器42的第一端與運算放大 器44的輸出連接。電阻器42的第二端還與電阻器34和電容器30的接合點連接。電阻 器34和電容器30的接合點對應于圖1中的加法器電路6，并且信號S4與模擬信號S3的 疊加比由電阻器34和43的分壓比來限定。在第二實施例中，將感測電路4的信號(輸出電壓)用作變壓器10的磁通量的 DC分量。相應地，在連續(xù)模式下，即使模擬信號為截除了磁通量的DC分量的信號，也 可以響應于流過變壓器10的電流來調節(jié)開關裝置11的接通和斷開定時。在示例中，感測電路響應于DC-DC轉換器電路1的輸出電壓產生電流信號，并 且電流信號被疊加在疊加信號S3上。電流信號與模擬信號S3的疊加比由從輸出電壓到 電流信號的轉換系數和電阻器34的電阻值來確定。在本發(fā)明中，如圖9和圖10所示(參 見下文)，可以通過將電流信號與到電容器30的充電電流合成來產生疊加信號。通過與 DC-DC轉換器電路1的輸入和輸出中的至少之一相對應的信號來改變電流信號。在示例中，功率轉換設備用于具有負電阻特性的放電燈的鎮(zhèn)流器。在開關裝置 11的接通時段內，當DC-DC轉換器電路1的輸出由于例如負載波動而增大時，感測電路 的信號的極性相對于模擬信號的極性而言為減極性(反極性)。在圖9的示例中，用非反 相放大器替換反相放大器。在諸如具有負電阻特性的放電燈的負載中，隨著輸出電壓越 小，輸出越大。第三實施例圖10示出根據本發(fā)明的實施例的功率轉換設備。第三實施例中的功率轉換設備 具有圖1的基本配置。為了清楚起見，向類似種類的元件分配與圖1和圖7中所示的附 圖標記相同的附圖標記。第三實施例中的功率轉換設備的特征在于與第一實施例的感測電路不同的感測 電路4。除初級繞組101和次級繞組102之外，變壓器10還具有在次級側的輔助繞組 103。輔助繞組103具有第一端和第二端，并且輔助繞組103的第二端的極性與初級繞組 101和次級繞組102的各第二端的極性相同。輔助繞組103的第一端和第二端分別與電阻 器34的第一端和電容器30的第二端連接。第三實施例中的感測電路4被配置成產生信號S4，其對應于DC-DC轉換器電路 1的輸出(輸出功率)、并且在電阻器34和電容器30的接合點處疊加在模擬信號S3上以 形成疊加信號S21。例如，感測電路4具有運算電路45和電阻器46。運算電路45被配 置成根據DC-DC轉換器電路1的輸出電壓和輸出電流來計算DC-DC轉換器電路1的輸出功率。從二極管12 和電容器13的接合點例如通過分壓器(未示出)來檢測DC-DC轉 換器電路1的輸出電壓。從低電阻器(例如，參見圖7中的電阻器40)獲得DC-DC轉換 器電路1的輸出電流。信號S4與模擬信號S3的疊加比由電阻器34和46的分壓比來限定。在第三實施例中，將感測電路4的信號(輸出功率)用作變壓器10的磁通量的 DC分量。相應地，在連續(xù)模式下，即使模擬信號為截除了磁通量的DC分量的信號，也 可以響應于流過變壓器10的電流來調節(jié)開關裝置11的接通和斷開定時。第四實施例圖11示出根據本發(fā)明的第四實施例的功率轉換設備。第四實施例中的功率轉換 設備具有圖6的基本配置，并且還包括誤差放大器電路24。類似于第三實施例，除了初 級繞組101和次級繞組102之外，變壓器10還具有在次級側的輔助繞組103。為了清楚 起見，向類似種類的元件分配圖6中所示附圖標記相同的附圖標記。輔助繞組103具有分別與電阻器34的第一端和電容器30的第二端連接的第一端 和第二端。輔助繞組103的第二端的極性與初級繞組101和次級繞組102的各第二端的 極性相同。誤差放大器電路24被配置成根據來自外部的輸出命令檢測DC-DC轉換器電路 1的輸出電壓和輸出電流，以通過輸出電壓和輸出電流的誤差計算來產生接通時段的命令 信號。從二極管12和電容器13的接合點例如通過分壓器(未示出)來檢測DC-DC轉換 器電路1的輸出電壓。從連接于次級繞組102和電容器13的接合點與DC電源7的負極 端子之間的電阻器40獲得DC-DC轉換器電路1的輸出電流。DC電源7的負極端子接 地。命令信號被提供給比較器21的反相輸入。第四實施例中的功率轉換設備的特征在于感測電路5。感測電路5被配置成產生 如下信號其對應于DC-DC轉換器電路1的輸入(輸入電流)、并且在輔助繞組103的 第二端處疊加在模擬信號上以形成疊加信號S21。例如，感測電路5具有電容器50和電 阻器51。電容器50與初級繞組101和開關裝置11的串聯組合并聯。電阻器51具有第 一端和第二端，并且電阻器51的第一端與電容器50和開關裝置11的接合點連接。電阻 器51的第二端還與DC電源7的負極端子連接。在第四實施例中，將感測電路5的信號(輸入電流)用作變壓器10的磁通量的 DC分量。相應地，在連續(xù)模式下，即使模擬信號為截除了磁通量的DC分量的信號，也 可以響應于流過變壓器10的電流來調節(jié)開關裝置11的接通和斷開定時。特別地，在無 負載條件(零輸出條件)下，可以通過在激活DC-DC轉換器電路1之后立即升高電壓來 防止發(fā)生過載。在示例中，用電阻器51代替用于反極性保護的裝置(例如，開關裝置)、輸入濾 波器等的電路阻抗。第五實施例圖12示出了根據本發(fā)明的第五實施例的功率轉換設備。第五實施例中的功率轉 換設備具有圖6的基本配置。為了清楚起見，向類似種類的元件分配與圖6和11所示的 附圖標記相同的附圖標記。在圖12中，“輸出電流(檢測信號)”被提供給用于反饋控 制的誤差放大器電路(未示出)，并且被用于產生用于輸出控制的命令信號。
變壓器10具有初級繞組101和次級繞組102。除第一端和第二端之外，次級繞 組102具有中間抽頭。電阻器34具有第一端和第二端，并且電阻器34的第一端與次級 繞組102的中間抽頭連接。電容器30具有分別與電阻器34的第二端和次級繞組102的
第二端連接的第一端和第二端。第五實施例中的功率轉換設備具有感測電路4和5，其被配置成產生如下信號 其對應于DC-DC轉換器電路1的輸入(輸入電流)和輸出(輸出電流)、并且在電容器 30的第二端處疊加在模擬信號上以形成疊加信號S21。具體地，感測電路4具有電阻器40。電阻器40具有分別與DC電源7的負極端 子和地連接的第一端和第二端。電容器13的第一端和地構成DC-DC轉換器電路1的輸
出ο感測電路5具有電容器50和電阻器51。電容器50與初級繞組101和開關裝置 11的串聯組合并聯。電阻器51具有第一端和第二端，并且電阻器51的第一端與電容器 50和開關裝置11的接合點連接，并且還是DC-DC轉換器電路1的下側的連接部分。電 阻器51的第二端與DC電源7的負極端子和電阻器40的第一端連接。在第四實施例中，輸入電流在輸出短路條件下是微小的，并且相應地，通過感 測電路5疊加的磁通量的DC分量變得不足夠。在第五實施例中，由于感測電路4的信 號也被疊加在模擬信號上，因此，可以改善輸出短路條件下的控制性能。第六實施例圖13示出根據本發(fā)明的第六實施例的功率轉換設備。第六實施例中的功率轉換 設備具有圖1的基本配置。為了清楚起見，向類似種類的元件分配與圖1中所示的附圖 標記相同的附圖標記。次級繞組102的第二端的極性與初級繞組101的第二端的極性相同。在圖13 中，“輸出電流(檢測信號)”被提供給用于反饋控制的誤差放大器電路(未示出)，并 且被用于產生用于輸出控制的命令信號。第六實施例中的功率轉換設備的特征在于模擬電路3和感測電路4。模擬電路3 由電容器30、電阻器34、36、38和39、以及(PNP)晶體管37構成。電容器30具有第 一端和第二端，并且電容器30的第一端與DC電源7的正極端子和初級繞組101的第一 端連接。電阻器34具有分別與電容器30的第二端和初級繞組101的第二端連接的第一 端和第二端。電阻器36具有分別與電容器30和電阻器34的接合點以及DC電源7的負 極端子連接的第一端和第二端。電阻器38具有第一端和第二端，并且電阻器38的第一 端與DC電源7、電容器30和初級繞組101的接合點連接。晶體管37的發(fā)射極與電阻器 38的第二端連接。晶體管37的基極與電容器30和電阻器34及36的接合點連接。晶體 管37的集電極與比較器21的非反相端子連接。晶體管37和電阻器38構成射極跟隨放 大器。電阻器39具有第一端和第二端，并且電阻器39的第一端與晶體管37和比較器的 接合點連接。電阻器39的第二端與次級繞組102的第二端連接。在模擬電路3中，通過經由電阻器34的在初級繞組101兩端的電壓對電容器30 進行充電和放電。通過射極跟隨放大器將電容器30兩端的電壓轉換成電流。也就是說， 電容器30兩端的電壓被施加至電阻器38，并且響應于該電壓，電流從晶體管37的發(fā)射極 流至集電極。電流(集電極電流)流過電阻器39，從而在電阻器39兩端產生電壓(即，模擬信號)。感測電 路4被配置成產生如下信號其對應于DC-DC轉換器電路1的輸出(輸 出電流)、并且在電阻器39和次級繞組102的接合點處疊加在模擬信號上以形成疊加信號 S21。例如，感測電路4具有連接于初級繞組102和電容器13的接合點與DC電源7的 負極端子之間的電阻器40。在第六實施例中，將感測電路4的信號(輸入電流)用作變壓器10的磁通量的 DC分量。相應地，在連續(xù)模式下，即使模擬信號為截除了磁通量的DC分量的信號，也 可以響應于流過變壓器10的電流來調節(jié)開關裝置11的接通和斷開定時。特別地，在放 電燈鎮(zhèn)流器中，當DC-DC轉換器電路1在連續(xù)模式下工作時，放電燈可以穩(wěn)定地操作。第七實施例圖14示出根據本發(fā)明的第七實施例的前燈鎮(zhèn)流器8。前燈鎮(zhèn)流器8具有前燈 體80、電子鎮(zhèn)流器81等。前燈體8具有前燈外殼800，其中包括放電燈(例如，HID 燈)801、燈插座802等。放電燈801通過燈插座802與電子鎮(zhèn)流器81連接。電子鎮(zhèn)流 器81包括第一至第六實施例的任何功率轉換設備、逆變器、點火器等，并且通過開關82 和熔線83與DC電源(圖8中的電池)連接。如果當啟動放電燈801時該放電燈是冷的，則燈電壓低。相應地，需要向該燈 提供與穩(wěn)態(tài)相比更多的功率，以在連續(xù)模式下快速地增大光輸出。在第七實施例中，由 于模擬信號即使在連續(xù)模式下也響應于DC-DC轉換器電路1的輸出電壓而增大，因此， 模擬信號的電平可以超過接通時段的命令信號的電平。相應地，即使燈電壓低，也可以 在連續(xù)模式下快速地增大光輸出。即使在連續(xù)模式下激活鎮(zhèn)流器81以抑制由于電池電壓 的大波動而導致開關頻率在低輸入電壓下的過度降低，也可以保證輸出穩(wěn)定性。盡管已參考特定優(yōu)選實施例描述了本發(fā)明，但是在不背離本發(fā)明的真實精神和 范圍的情況下，本領域技術人員可以做出多種修改和變更。
權利要求
1.一種功率轉換設備，包括轉換器電路，其包括開關裝置和用于功率轉換的磁性裝置，所述轉換器電路被配置 成(a)當根據高頻信號接通所述開關裝置時，向所述磁性裝置提供來自電源的電流，以 將能量儲存在所述磁性裝置中；(b)當根據所述高頻信號斷開所述開關裝置時，釋放儲 存在所述磁性裝置中的能量；(c)并且由此將來自所述電源的功率轉換為直流功率；以 及控制電路，其被配置成將所述高頻信號提供給所述轉換器電路， 其中，所述功率轉換設備還包括模擬電路，其被配置成產生模擬所述磁性裝置的磁通量的狀態(tài)或變化的模擬信號；以及感測電路，其被配置成產生與所述轉換器電路的輸入和輸出中的至少之一相對應并 且疊加在所述模擬信號上以形成疊加信號的信號，其中，所述控制電路基于所述疊加信號，限定所述高頻信號的接通時段。
2.根據權利要求1所述的功率轉換設備，其中，通過所述感測電路產生的所述信號對 應于所述磁性裝置的磁通量的DC分量。
3.根據權利要求1所述的功率轉換設備，其中，當所述轉換器電路的輸入或輸出增大 時，與通過所述感測電路產生的所述信號相加的波動的傾斜極性與所述模擬信號在所述 磁性裝置的磁通量的增大時段內的傾斜極性相同。
4.根據權利要求1所述的功率轉換設備，其中，所述控制電路被配置成將所述疊加信號與命令信號進行比較，所述控制電路 被配置成在所述疊加信號的電平超過所述命令信號的電平的情況下斷開所述開關裝置， 其中，所述磁性裝置包括繞組，其中，所述模擬電路包括電容器，所述電容器通過來自全部或部分所述繞組的信號 進行充電和放電，并且其中，通過將與所述轉換器電路的輸入和輸出中的至少之一相對應的所述信號疊加 在所述電容器兩端的電壓或與所述電容器兩端的電壓相對應的電壓上，產生所述疊加信號。
5.根據權利要求1所述的功率轉換設備，其中，所述控制電路被配置成將所述疊加信號與命令信號進行比較，所述控制電路 被配置成在所述疊加信號的電平超過所述命令信號的電平情況下斷開所述開關裝置， 其中，所述磁性裝置包括繞組，其中，所述模擬電路包括電容器，所述電容器通過來自全部或部分所述繞組的信號 進行充電和放電，并且其中，通過將電流信號與到所述電容器的充電電流進行合成來產生所述疊加信號， 所述電流信號是通過與所述轉換器電路的輸入和輸出中的至少之一相對應的所述信號來 改變的。
6.根據權利要求1所述的功率轉換設備，其中，通過所述感測電路產生的所述信號對 應于所述轉換器電路的輸入電流、輸入功率、輸出電流、輸出電壓和輸出功率中的至少之一。
7.—種放電燈鎮(zhèn)流器，包括根據權利要求1-6中任一項所述的功率轉換設備；以及逆變器電路，其被配置成將來自所述功率轉換設備的直流功率轉化為交流功率。
8.—種前燈鎮(zhèn)流器，包括根據權利要求7所述的放電燈鎮(zhèn)流器；以及 前燈體，其具有包括放電燈和燈插座的前燈外殼，其中，所述放電燈鎮(zhèn)流器被配置成通過所述插座將所述交流功率提供給所述放電
全文摘要
功率轉換設備包括轉換器電路、控制電路、模擬電路和感測電路。轉換器電路包括開關裝置和用于功率轉換的磁性裝置，并且被配置成將來自電源的功率轉換成直流功率?？刂齐娐繁慌渲贸上蜣D換器電路提供用于接通和斷開開關裝置的高頻信號。模擬電路被配置成產生用于模擬磁性裝置的磁通量的狀態(tài)或變化的模擬信號。感測電路被配置成產生與轉換器電路的輸入和輸出中的至少之一相對應、并且疊加在模擬信號上以形成疊加信號的信號。控制電路基于疊加信號限定高頻信號的接通時段。
文檔編號H02M3/28GK102017378SQ20088012880
公開日2011年4月13日 申請日期2008年8月29日 優(yōu)先權日2008年4月24日
發(fā)明者中村俊朗 申請人:松下電工株式會社