專利名稱：并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流的控制方法，尤其是一種適用于電網(wǎng)電壓平衡和不平衡(包括小值穩(wěn)態(tài)和大值瞬態(tài)不平衡)條件下并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)(DFIG)轉(zhuǎn)子電流無延時控制方法。

背景技術(shù)：
現(xiàn)代大型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)主要有雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)(DFIG)和永磁同步發(fā)電機(jī)兩種類型，為提高發(fā)電效率，均實行變速恒頻發(fā)電運行，其中DFIG系統(tǒng)是當(dāng)前的主流機(jī)型。目前我國的風(fēng)電技術(shù)大多停留在理想電網(wǎng)條件下的運行控制，由于實際電網(wǎng)經(jīng)常有各類對稱、不對稱故障發(fā)生，因此必須開展電網(wǎng)故障下的運行控制研究并提出相應(yīng)控制方法。近年來國際上DFIG風(fēng)電運行技術(shù)的研究多集中在對稱故障下的運行控制與穿越運行，但電網(wǎng)不對稱故障更為頻繁、幾率更大，因此DFIG故障運行研究已從對稱故障向不對稱故障延伸。這是因為DFIG控制系統(tǒng)中若未曾考慮電網(wǎng)電壓的不平衡，很小的不平衡電壓將造成定子電流的高度不平衡，致使定子繞組產(chǎn)生不平衡發(fā)熱，發(fā)電機(jī)產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動，導(dǎo)致輸向電網(wǎng)的功率發(fā)生振蕩。若風(fēng)電機(jī)組相對電網(wǎng)容量足夠大，這種缺乏不平衡電網(wǎng)電壓控制能力的風(fēng)電機(jī)組不得不從電網(wǎng)中解列，以防引發(fā)后續(xù)的更大電網(wǎng)故障。但從電網(wǎng)安全角度考慮，我國國家電網(wǎng)公司已明確規(guī)定當(dāng)風(fēng)電場并網(wǎng)點負(fù)序電壓不平衡度2％、短時瞬態(tài)4％情況下，風(fēng)電場內(nèi)的風(fēng)電機(jī)組應(yīng)能持續(xù)不脫網(wǎng)正常運行，即具有不平衡電網(wǎng)故障不間斷運行能力。目前，國內(nèi)、外已對這種不平衡電網(wǎng)電壓條件下DFIG發(fā)電機(jī)及相關(guān)勵磁變頻器的控制方法與實施方案進(jìn)行了研究，檢索到具有代表性的相關(guān)研究文章和專利有 I.L.Xu，and Y.Wang，“Dynamic Modeling and Control of DFIG Based Wind Turbines underUnbalanced Network Conditions，”IEEE Trans.Power System，Vol.22，No.1，pp.314-323，F(xiàn)eb.2007. II.Jiabing Hu，Yikang He，Heng Nian，“Enhanced Control of DFIG used back-to-back PWMVoltage-Source Converter under Unbalanced Grid Voltage Conditions”，Journal of ZhejiangUniversity，SCIENCE A，Vol.8，No.8，pp1330-1339，Aug.2007. III.CARTWRIGHT P，XU L.System controller for e.g.wind powered doubly fed inductiongenerator attached to wind turbine，has grid imbalance detector which controls current to cancelimbalance in grid served by generators [Patent].Patent NumberGB2420456-A.Date20060524.Application NumberGB025662.Date20041123. 不平衡電網(wǎng)電壓條件下，上述文獻(xiàn)所提出的控制方法(可稱為傳統(tǒng)方法)可用圖1來說明，DFIG5的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器1，采用雙比例-積分調(diào)節(jié)器16分別對轉(zhuǎn)子正、負(fù)序電流作獨立控制。但為實現(xiàn)正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流的分別調(diào)節(jié)，必須首先獲得反饋轉(zhuǎn)子電流的正、負(fù)序分量，其處理過程是利用兩組六個電流霍爾傳感器2分別采集三相定、轉(zhuǎn)子電流信號，一組三個電壓傳感器7采集三相定子電壓信號，采集得到的三相定、轉(zhuǎn)子電流信號Isabc和Irabc，定子電壓信號Usabc分別經(jīng)過靜止三相/二相坐標(biāo)變換模塊3，轉(zhuǎn)換得到包含正、負(fù)序分量的綜合矢量Isαβs和Irαβr，Usαβs，其中Usαβs、Isαβs分別通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊8，9轉(zhuǎn)換得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中包含直流量與兩倍頻交流量之和的Usdq+、Usdq-，Isdq+、Isdq-(在電網(wǎng)電壓不平衡條件下)，Irαβr通過兩個不同的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊10，11轉(zhuǎn)換，分別得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中包含直流量與兩倍頻交流量之和的Irdq+、Irdq-(在電網(wǎng)電壓不平衡條件下)。該方法中采用了兩倍電網(wǎng)頻率2ω1的陷波器來濾除信號Usdq+、Usdq-，Isdq+、Isdq-和Irdq+、Irdq-中2ω1頻率的交流成分，其中Usdq+、Usdq-，Isdq+、Isdq-通過第一個陷波器13-1分別獲得其正、負(fù)序分量Usdq++、Usdq--，Isdq++、Isdq--(直流量)；Irdq+、Irdq-通過第二個陷波器13-2分別獲得其正、負(fù)序分量Irdq++、Irdq--(直流量)。在此基礎(chǔ)上，定子磁鏈觀測器14獲取轉(zhuǎn)子電流指令值計算模塊15和反饋補(bǔ)償解耦模塊12所需的定子磁鏈分量ψsdq++、ψsdq--。根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG不同的控制目標(biāo)由轉(zhuǎn)子電流指令值計算模塊15計算獲得轉(zhuǎn)子電流指令I(lǐng)rdq++*、Irdq--*，并與第二個陷波器13-2輸出的反饋信號Irdq++、Irdq--比較獲得誤差信號，然后分別在正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中采用比例-積分器16對誤差信號作比例-積分調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)后的信號經(jīng)反饋補(bǔ)償解耦模塊12補(bǔ)償解耦，獲得正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電壓參考值Urdq++*、Urdq--*，分別通過不同的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊17，18轉(zhuǎn)換得到轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中的正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電壓參考值，并相加后得到空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)模塊19的參考信號Urαβr*，經(jīng)過SVPWM模塊19調(diào)制獲得轉(zhuǎn)子側(cè)變換器1中功率器件的開關(guān)信號以控制DFIG 5運行，實現(xiàn)不平衡電網(wǎng)電壓條件下DFIG 5正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流在正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的獨立閉環(huán)控制，達(dá)到所要求的控制目標(biāo)。
此外，該方法采用軟件鎖相環(huán)(PLL)6電路對電網(wǎng)電壓的頻率和相位進(jìn)行準(zhǔn)確檢測和跟蹤，轉(zhuǎn)子位置和速度采用編碼器4測定，為定、轉(zhuǎn)子電壓、電流信號實現(xiàn)正、反轉(zhuǎn)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換提供依據(jù)。
由上述分析過程可見，電網(wǎng)電壓不平衡條件下傳統(tǒng)DFIG控制方法的實質(zhì)是將不對稱系統(tǒng)分解成正、負(fù)序?qū)ΨQ分量系統(tǒng)后，再分別在正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中實現(xiàn)d、q軸解耦控制。雖然轉(zhuǎn)子正、負(fù)序電流在正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中各自表現(xiàn)為直流量，分別采用兩個PI調(diào)節(jié)器即可實現(xiàn)無靜差獨立跟蹤控制，但控制實施的前提是已實現(xiàn)對采集轉(zhuǎn)子電流的正、負(fù)序分離。圖1所示傳統(tǒng)控制方法中正、負(fù)序分離普遍采用了2ω1頻率陷波器13的分離方法。分離中除引入延時外，控制系統(tǒng)的帶寬將受到影響，會造成動態(tài)跟蹤誤差，動態(tài)控制效果不理想。更有甚者，該電路無法區(qū)分電網(wǎng)電壓是平衡還是不平衡，是否需要進(jìn)行正、負(fù)序系統(tǒng)分解。如果DFIG運行在嚴(yán)格電網(wǎng)電壓平衡狀態(tài)下，控制系統(tǒng)仍將采用陷波器來分離轉(zhuǎn)子變量，這將給系統(tǒng)正常控制帶來了不必要的延時，嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的動態(tài)控制性能。
因此，亟需探索一種無延時的正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流控制方法，以適應(yīng)電網(wǎng)平衡與不平衡條件下DFIG風(fēng)電機(jī)組的運行控制。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種在不平衡電網(wǎng)電壓下無需進(jìn)行轉(zhuǎn)子電流正、負(fù)序分解的并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時控制方法。該方法在電網(wǎng)電壓嚴(yán)格平衡下亦不會因不必要的正、負(fù)序分解操作而引入控制延時，從而有效提高DFIG風(fēng)電系統(tǒng)在各類電網(wǎng)電壓條件下的運行控制性能，確保供電電能質(zhì)量和電力系統(tǒng)的運行穩(wěn)定性及安全。
本發(fā)明的并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時控制方法，包括以下步驟 (i)利用兩組六個電流傳感器分別采集三相定子電流Isabc和轉(zhuǎn)子電流信號Irabc，一組三個電壓傳感器采集三相定子電壓信號Usabc； (ii)采集得到的三相定子電壓信號Usabc經(jīng)軟件鎖相環(huán)檢測，得到定子電壓角頻率ω1和相位θ1；與此同時采用編碼器檢測DFIG轉(zhuǎn)子位置角θr及轉(zhuǎn)速ωr；并分別經(jīng)加減計算器計算出滑差角度±θ1-θr和滑差角頻率ωslip+＝ω1-ωr，ωslip-＝-ω1-ωr； (iii)將采集得到的三相定、轉(zhuǎn)子電流信號Isabc、Irabc和定子電壓信號Usabc分別經(jīng)過靜止三相/二相坐標(biāo)變換模塊，得到包含正、負(fù)序分量的定子電壓綜合矢量Usαβs，定、轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Isαβs和Irαβr； (iv)將得到的定子靜止坐標(biāo)系中定子電壓、電流綜合矢量Usαβs、Isαβs分別通過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊，得到在電網(wǎng)電壓不平衡條件下正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ω1交流量之和的電壓矢量Usdq+、電流矢量Isdq+，再將定子電壓綜合矢量Usαβs通過反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)模塊，得到在電網(wǎng)電壓不平衡條件下反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ω1交流量之和的電壓矢量Usdq-； (v)采用兩倍電網(wǎng)頻率的2ω1陷波器濾除正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中電壓矢量Usdq+、Usdq-中的2ω1頻率交流成分，獲得正、負(fù)序電壓直流分量Usdq++、Usdq--； (vi)采用定子磁鏈觀測器，獲取反饋補(bǔ)償解耦模塊進(jìn)行前饋補(bǔ)償所需的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中定子磁鏈分量ψsdq+； (vii)將得到的轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Irαβr經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋信號Irdq+，它在電網(wǎng)電壓不平衡條件下包含有正序直流成分Irdq++與兩倍電網(wǎng)頻率2ω1的負(fù)序交流成分
(viii)根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG所需的控制目標(biāo)，由轉(zhuǎn)子電流指令值計算模塊計算得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令I(lǐng)rdq++*、Irdq--*，將該電流指令值經(jīng)過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令值Irdq+*，并與正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋信號Irdq+比較，獲得誤差信號ΔIrdq+； (ix)轉(zhuǎn)子電流誤差信號ΔIrdq+經(jīng)過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振控制器作比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)后輸出信號Urdq+*′經(jīng)過反饋補(bǔ)償解耦模塊完成正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中交-直軸間的交叉解耦和動態(tài)反饋補(bǔ)償，獲取正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Urdq+*； (x)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Urdq+*通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊，獲得空間矢量脈寬調(diào)制模塊調(diào)制所需的轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考信號Urαβr*，該信號經(jīng)過空間矢量脈寬調(diào)制模塊調(diào)制后獲得控制DFIG運行的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器功率器件的開關(guān)信號Sa，Sb，Sc。
本發(fā)明所說的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振(Proportional Integral-Complex Coefficient Resonant，PI-CCR)控制器，它包括一個比例環(huán)節(jié)、一個積分環(huán)節(jié)和一個正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中角頻率為ω0＝-2ω1的復(fù)系數(shù)諧振器，其中復(fù)系數(shù)諧振器實現(xiàn)對正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中角頻率為2ω1的負(fù)序轉(zhuǎn)子電流成分的無限增益調(diào)節(jié)。
本發(fā)明的控制方法是基于正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的DFIG轉(zhuǎn)子正、負(fù)序電流無需分解、無延時控制。針對DFIG風(fēng)電系統(tǒng)不平衡電網(wǎng)電壓條件下不同的運行控制目標(biāo)，通過不平衡電壓下轉(zhuǎn)子正、負(fù)序電流與有、無功功率指令的關(guān)系，首先確立正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流指令值，并將其分別通過相應(yīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)換成為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的包含正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流的全局指令值?？刂浦斜景l(fā)明無論在電網(wǎng)電壓平衡和不平衡時均無需對轉(zhuǎn)子電流反饋信號進(jìn)行正、負(fù)序分解，僅需通過對三相轉(zhuǎn)子電流反饋信號作相應(yīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，獲得正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋量。該信號與正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的全局指令值均表現(xiàn)為直流量和兩倍電網(wǎng)頻率交流量之和，對兩者進(jìn)行比較后，其誤差信號輸入到比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振(PI-CCR)調(diào)節(jié)器，經(jīng)對比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振電流控制器調(diào)節(jié)后的輸出信號進(jìn)行反饋補(bǔ)償解耦，可得到正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值，再通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)化為轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中的空間矢量脈寬調(diào)制用參考信號，經(jīng)過調(diào)制生成逆變器功率器件的脈寬調(diào)制開關(guān)信號，控制轉(zhuǎn)子側(cè)變換器的輸出電流波形和幅值，以實現(xiàn)DFIG的運行控制目標(biāo)。
本發(fā)明的控制方法簡單易行。相比于傳統(tǒng)的控制方法，無需增加額外的硬件檢測或控制環(huán)節(jié)，只需將傳統(tǒng)的正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流正、負(fù)序、雙比例-積分調(diào)節(jié)器替換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的單一比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振調(diào)節(jié)器。在轉(zhuǎn)子電流控制環(huán)設(shè)計時，由于無需采用陷波器進(jìn)行轉(zhuǎn)子電流反饋信號的正、負(fù)序分解，不會因此引入分解延時，且所設(shè)計的PI-CCR控制器中積分環(huán)節(jié)對直流成分有無限增益，而兩倍電網(wǎng)頻率2ω1的復(fù)系數(shù)諧振環(huán)節(jié)僅對兩倍電網(wǎng)頻率2ω1的負(fù)序交流量有無限增益，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的同時獲得更大轉(zhuǎn)子電流閉環(huán)的控制帶寬，從而獲得穩(wěn)定的輸出、較小的穩(wěn)態(tài)誤差以及較好的動態(tài)響應(yīng)特性。采用該方法可使DFIG并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)在電網(wǎng)電壓平衡和不平衡(包括小值穩(wěn)態(tài)和大值瞬態(tài)不平衡)條件下實現(xiàn)轉(zhuǎn)子電流無延時控制，尤其在不平衡電網(wǎng)電壓條件下實現(xiàn)發(fā)電系統(tǒng)的增強(qiáng)控制目標(biāo)，有效提高該類風(fēng)電系統(tǒng)電網(wǎng)故障下的穿越(不間斷)運行能力。
本發(fā)明方法除適用于DFIG風(fēng)電系統(tǒng)外，還能適用于其他采用高頻開關(guān)自關(guān)斷器件構(gòu)成的各類PWM控制形式的三相或單相并網(wǎng)逆變裝置在平衡與不平衡電網(wǎng)電壓條件下的有效控制，如太陽能、燃料電池發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)逆變裝置，柔性輸電系統(tǒng)的電力電子逆變裝置，以及調(diào)速電力傳動中的雙饋電動/發(fā)電機(jī)用變流裝置的有效控制。



圖1是不平衡電網(wǎng)電壓條件下，并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)傳統(tǒng)控制方法原理圖。
圖2是本發(fā)明的并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時控制方法原理圖。
圖3是本發(fā)明中的比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振(PI-CCR)控制器的原理圖。
圖4是圖2中將正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流指令值Irdq++*、Irdq--*轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的指令值Irαβ+*的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊示意圖。
圖5為電網(wǎng)電壓12.5％瞬態(tài)不平衡條件下，采用傳統(tǒng)控制方法的效果圖，圖中，(a)DFIG定子三相電流(pu)；(b)轉(zhuǎn)子三相電流(pu)；(c)直流母線電壓(V)；(d)轉(zhuǎn)子d軸正序電流Ird++*和Ird++(pu)；(e)轉(zhuǎn)子q軸正序電流Irq++*和Irq++(pu)；(f)轉(zhuǎn)子d軸負(fù)序電流Ird--*和Ird--(pu)；(g)轉(zhuǎn)子q軸負(fù)序電流Irq--*和Irq--(pu)；(h)定子輸出有功功率(pu)；(i)定子輸出無功功率(pu)；(j)DFIG電磁轉(zhuǎn)矩(pu)。
圖6為電網(wǎng)電壓12.5％瞬態(tài)不平衡條件下，采用本發(fā)明控制方法的效果圖，圖中，(a)DFIG定子三相電流(pu)；(b)轉(zhuǎn)子三相電流(pu)；(c)直流母線電壓(V)；(d)轉(zhuǎn)子d軸正序電流Ird++*和Ird++(pu)；(e)轉(zhuǎn)子q軸正序電流Irq++*和Irq++(pu)；(f)轉(zhuǎn)子d軸負(fù)序電流Ird--*和Ird--(pu)；(g)轉(zhuǎn)子q軸負(fù)序電流Irq--*和Irq--(pu)；(h)定子輸出有功功率(pu)；(i)定子輸出無功功率(pu)；(j)DFIG電磁轉(zhuǎn)矩(pu)。
圖7為定子靜止αsβs坐標(biāo)系、轉(zhuǎn)子速旋轉(zhuǎn)αrβr坐標(biāo)系和正、反轉(zhuǎn)同步速ω1旋轉(zhuǎn)dq+、dq-坐標(biāo)系間的矢量關(guān)系圖。

具體實施例方式 下面結(jié)合附圖和實施實例對本發(fā)明進(jìn)一步說明。
圖2是采用本發(fā)明提出的并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時控制方法的原理圖，包括控制對象DFIG5，與DFIG轉(zhuǎn)子連接的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器1(兩電平或三電平電壓型PWM逆變器)，用于三相定、轉(zhuǎn)子電流檢測的霍爾傳感器2和三相定子電壓檢測的霍爾傳感器7，用于檢測DFIG轉(zhuǎn)子位置和速度的編碼器4，以及實現(xiàn)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG控制目標(biāo)的控制回路?？刂苹芈酚煞答佇盘柼幚硗ǖ篮颓跋蚩刂仆ǖ罉?gòu)成，其中反饋信號處理通道包括用于檢測電網(wǎng)電壓相位和頻率的軟件鎖相環(huán)(PLL)6，用于各種旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換所需要的角度計算器，用于獲取相應(yīng)坐標(biāo)系中信號的三相/二相靜止坐標(biāo)變換模塊3和旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊8，9，10，用于獲取定子電壓正、負(fù)序分量的兩倍電網(wǎng)頻率陷波器13和用于定子磁鏈觀測的定子磁鏈觀測器14；前向控制通道包括根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件所需控制目標(biāo)的轉(zhuǎn)子電流指令值計算模塊15，將正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令值轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中指令值的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊22，對轉(zhuǎn)子電流進(jìn)行無時延跟蹤控制的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振控制器(PI-CCR)21和為獲得正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考值的反饋解耦補(bǔ)償模塊20，用于將正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值轉(zhuǎn)換為轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中參考值的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊17，以及用于根據(jù)轉(zhuǎn)子電壓參考值產(chǎn)生空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)信號的SVPWM模塊19。
以一臺1.5MW商用并網(wǎng)型變速恒頻DFIG風(fēng)電系統(tǒng)為例，參照圖2，采用本發(fā)明提出的方法控制其運行，具體實施步驟如下 (i)利用兩組六個電流傳感器2分別采集三相定子電流信號Isabc和轉(zhuǎn)子電流信號Irabc一組三個電壓傳感器7采集三相定子電壓信號Usabc； (ii)采集得到的三相定子電壓信號Usabc經(jīng)軟件鎖相環(huán)6檢測，得到定子電壓角頻率ω1和相位θ1，與此同時采用編碼器4檢測DFIG轉(zhuǎn)子位置θr及轉(zhuǎn)速ωr；并分別用角度計算器計算出DFIG轉(zhuǎn)子滑差角度±θ1-θr和滑差角頻率ωslip+＝ω1-ωr，ωslip-＝-ω1-ωr； (iii)將采集得到的三相定、轉(zhuǎn)子電流信號Isabc、Irabc，定子電壓信號Usabc分別經(jīng)過靜止三相/二相坐標(biāo)變換模塊3，得到包含正、負(fù)序分量的電壓綜合矢量Usαβs，電流綜合矢量Isαβs和Irαβr。以定子電壓為例，其靜止三相/二相坐標(biāo)變換如下式表達(dá) (iv)將得到的定子靜止坐標(biāo)系中定子電壓、電流綜合矢量Usαβs、Isαβs分別通過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊9，獲得在電網(wǎng)電壓不平衡條件下正轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ω1交流量之和的電壓矢量Usdq+、電流矢量Isdq+，將定子電壓綜合矢量Usαβs通過反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)模塊8，得到在電網(wǎng)電壓不平衡條件下反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ω1交流量之和的電壓矢量Usdq-； 圖7為靜止αsβs坐標(biāo)系、轉(zhuǎn)子速度旋轉(zhuǎn)αrβr坐標(biāo)系和正、反轉(zhuǎn)同步速ω1(同步速等于電網(wǎng)/定子電壓的角頻率ω1)旋轉(zhuǎn)dq+、dq-坐標(biāo)系間的矢量關(guān)系圖，其坐標(biāo)轉(zhuǎn)換關(guān)系為 其中，F(xiàn)廣義地代表電壓、電流和磁鏈；上標(biāo)+，-，s，r表示正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系、定子靜止坐標(biāo)系和轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系； 不平衡電網(wǎng)電壓條件下，定、轉(zhuǎn)子電壓、電流和磁鏈可表示為正、反轉(zhuǎn)同步速ω1旋轉(zhuǎn)dq+、dq-坐標(biāo)系中相應(yīng)正、負(fù)序分量的形式 其中，下標(biāo)+，-表示相應(yīng)的正、負(fù)序分量?？梢?，不平衡電網(wǎng)電壓下各電量在正轉(zhuǎn)同步速ω1旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中表現(xiàn)為直流量與兩倍頻2ω1交流量之和。以定子電壓Usdq+為例，Usdq+表示在dq+坐標(biāo)系中的正序分量，為直流量；Usdq-+表示在dq+坐標(biāo)系中的負(fù)序分量，為兩倍頻交流量

。同理，各電量在反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq-坐標(biāo)系中亦表現(xiàn)為直流量與兩倍頻交流量之和； (v)采用兩倍電網(wǎng)頻率的2ω1陷波器13濾除正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中電壓矢量Usdq+、Usdq-中的2ω1頻率交流成分，獲得正、負(fù)序電壓直流分量Usdq++、Usdq--； 兩倍電網(wǎng)頻率的2ω1陷波器13可用下式表達(dá) 式中，ξ為衰減系數(shù)，取0.707，ω0＝2ω1＝200πrad/s； (vi)采用定子磁鏈觀測器14獲取反饋補(bǔ)償解耦模塊20進(jìn)行補(bǔ)償所需的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中定子磁鏈分量ψsdq+； (vii)將得到的轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Irαβr經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊10轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流量Irdq+，它在電網(wǎng)電壓不平衡條件下包含有正序直流成分Irdq++與兩倍電網(wǎng)頻率2ω1的負(fù)序交流成分
旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊10可用下式表達(dá) (viii)根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG所需的控制目標(biāo)，由轉(zhuǎn)子電流指令值計算模塊15計算得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令I(lǐng)rdq++*、Irdq--*，將該電流指令值Irdq++*，Irdq--*經(jīng)過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊22轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令值Irdq+*，并與正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋信號Irdq+比較獲得誤差信號ΔIrdq+， 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊22如圖4所示，可用下式表達(dá) (ix)轉(zhuǎn)子電流誤差信號ΔIrdq+經(jīng)過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振控制器21作比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)后輸出信號Urdq+*′經(jīng)過反饋補(bǔ)償解耦模塊20完成正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的交-直軸間交叉解耦和動態(tài)反饋補(bǔ)償，獲取正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Urdq+*； 由上述分析可知，要在dq+坐標(biāo)系中實現(xiàn)對轉(zhuǎn)子電流Irdq+的無靜差跟蹤控制，須對直流分量Irdq++和交流分量

同時實現(xiàn)全局無靜差調(diào)節(jié)。從而在設(shè)計DFIG轉(zhuǎn)子電流控制器時，針對直流成分采用積分環(huán)節(jié)，針對兩倍電網(wǎng)頻率的負(fù)序交流成分采用-2ω1復(fù)系數(shù)諧振器，以此構(gòu)成了轉(zhuǎn)子電流比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振(PI-CCR)控制器21，如圖3所示。圖中比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振(PI-CCR)控制器21本體包括一個比例環(huán)節(jié)、一個積分環(huán)節(jié)和一個-2ω1的復(fù)系數(shù)諧振環(huán)節(jié)，實現(xiàn)對轉(zhuǎn)子電流誤差信號ΔIrdq+＝Irdq+*-Irdq+的無靜差調(diào)節(jié)。
PI-CCR電流控制器21的頻域表達(dá)為 式中，KiP，Kil，KiCCR為比例、積分和諧振系數(shù)，ωc為衰減頻率，ω0＝200πrad/s。
比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振控制器的輸出Urdq+*′經(jīng)反饋補(bǔ)償解耦模塊20生成DFIG轉(zhuǎn)子電壓指令Urdq+*以產(chǎn)生轉(zhuǎn)子電流Irdq+，實現(xiàn)不平衡電網(wǎng)電壓條件下的運行控制，圖3控制過程中

為等效DFIG轉(zhuǎn)子反電勢干擾，而F(s)＝1/(sσLr+Rr)為DFIG轉(zhuǎn)子數(shù)學(xué)模型，式中，

Lm，Ls，Lr分別為DFIG互感、定、轉(zhuǎn)子自感，Rr為轉(zhuǎn)子電阻。
其中，反饋補(bǔ)償解耦模塊20可通過下述表達(dá)式完成，即正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考值可表達(dá)為 其中，Rs為定子電阻； (x)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Urdq+*通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊17后，獲得空間矢量脈寬調(diào)制模塊19調(diào)制所需的轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考信號Urαβr*，該信號經(jīng)過空間矢量脈寬調(diào)制模塊19調(diào)制后，獲得控制DFIG運行的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器1中功率器件的開關(guān)信號Sa，Sb，Sc。
比較圖2和圖1可以看出，本發(fā)明所提出的實施方案在計算正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中各正、負(fù)序轉(zhuǎn)子電流指令值Irdq++*，Irdq--*時，雖仍需采用陷波器13來獲得定子電壓正、負(fù)序分量，但該陷波器13引入的延時是在轉(zhuǎn)子電流控制環(huán)之外，因而不會影響轉(zhuǎn)子電流內(nèi)環(huán)控制的帶寬和動態(tài)響應(yīng)速度，由于整個系統(tǒng)的響應(yīng)速度主要由轉(zhuǎn)子電流控制內(nèi)環(huán)決定，所以采用陷波器13來獲得定子電壓正、負(fù)序分量時引入的延時對其影響很小。此外，在電網(wǎng)電壓不平衡條件下本方法在對轉(zhuǎn)子電流調(diào)節(jié)時均無需作正、負(fù)序相序分解，在正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中針對直流成分采用積分運算，針對兩倍電網(wǎng)頻率的交流成分采用了-2ω1復(fù)系數(shù)諧振器，且-2ωs復(fù)系數(shù)諧振器僅對2ωs頻率點上的負(fù)序交流成分有無限增益。在電網(wǎng)電壓嚴(yán)格平衡的情況下，由于轉(zhuǎn)子電流在正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)dq+坐標(biāo)系中僅有正序分量，即在正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)中表現(xiàn)為單一的直流成分，此時PI-CCR控制器中積分環(huán)節(jié)即可實現(xiàn)對轉(zhuǎn)子電流的無靜差調(diào)節(jié)控制，故本發(fā)明能同時適用電網(wǎng)電壓平衡及不平衡(包括小值穩(wěn)態(tài)和大值瞬態(tài)不平衡)條件下交流勵磁雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)(DFIG)轉(zhuǎn)子電流的有效控制。
圖5和圖6分別為采用DFIG傳統(tǒng)控制方法和本發(fā)明控制方法在瞬態(tài)電網(wǎng)電壓不平衡條件下的實施結(jié)果比較。在0.3s時刻電網(wǎng)電壓發(fā)生不對稱故障，0.7s時電網(wǎng)電壓恢復(fù)。該實施案例中，選取保持電磁轉(zhuǎn)矩恒定以減輕對風(fēng)機(jī)系統(tǒng)的機(jī)械應(yīng)力作為DFIG在不平衡電壓下的控制目標(biāo)?？梢钥闯雠c傳統(tǒng)的正、負(fù)序、雙比例-積分調(diào)節(jié)器的DFIG控制方法比較，在電網(wǎng)電壓不對稱故障發(fā)生(0.3s)和清除(0.7s)瞬間，本發(fā)明方法無需對DFIG風(fēng)電系統(tǒng)中轉(zhuǎn)子電流實施正、負(fù)序分量分解，實現(xiàn)了對轉(zhuǎn)子電流的無延時全局控制，如圖6中圖(d)，圖(e)，圖(f)，圖(g)，從而快速實現(xiàn)了電網(wǎng)電壓不平衡條件下(0.3s～0.7s期間)保持DFIG電磁轉(zhuǎn)矩控制恒定的控制目標(biāo)，同時DFIG定子輸出無功功率也無波動，如圖6中圖(i)，圖(j)所示。與此同時在電網(wǎng)電壓故障清除時，控制系統(tǒng)能夠快速、平穩(wěn)地恢復(fù)至對稱運行狀態(tài)下，且在電網(wǎng)電壓嚴(yán)格平衡下亦不會給系統(tǒng)帶來不必要的分解和引入相應(yīng)的延時，從而提高了DFIG風(fēng)電系統(tǒng)在各種電網(wǎng)條件下的運行控制能力，改善了控制系統(tǒng)的動態(tài)品質(zhì)，實現(xiàn)了電網(wǎng)故障下的穿越運行。
權(quán)利要求
1.并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時控制方法，其特征在于包括以下步驟
(i)利用兩組六個電流傳感器(2)分別采集三相定子電流Isabc和轉(zhuǎn)子電流信號Irabc，一組三個電壓傳感器(7)采集三相定子電壓信號Usabc；
(ii)采集得到的三相定子電壓信號Usabc經(jīng)軟件鎖相環(huán)(6)檢測，得到定子電壓角頻率ω1和相位θ1；與此同時采用編碼器(4)檢測DFIG(5)轉(zhuǎn)子位置角θr及轉(zhuǎn)速ωr；并分別經(jīng)加減計算器計算出滑差角度±θ1-θr和滑差角頻率ωslip+＝ω1-ωr，ωslip-＝-ω1-ωr；
(iii)將采集得到的三相定、轉(zhuǎn)子電流信號Isabc、Irabc和定子電壓信號Usabc分別經(jīng)過靜止三相/二相坐標(biāo)變換模塊(3)，得到包含正、負(fù)序分量的定子電壓綜合矢量Usαβs，定、轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Isαβs和Irαβr；
(iv)將得到的定子靜止坐標(biāo)系中定子電壓、電流綜合矢量Usαβs、Isαβs分別通過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊(9)，得到在電網(wǎng)電壓不平衡條件下正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ω1交流量之和的電壓矢量Usdq+、電流矢量Isdq+，再將定子電壓綜合矢量Usαβs通過反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)模塊(8)，得到在電網(wǎng)電壓不平衡條件下反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中含有直流量與兩倍頻2ω1交流量之和的電壓矢量Usdq-；
(v)采用兩倍電網(wǎng)頻率的2ω1陷波器(13)濾除正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中電壓矢量Usdq+、Usdq-中的2ω1頻率交流成分，獲得正、負(fù)序電壓直流分量Usdq++、Usdq--；
(vi)采用定子磁鏈觀測器(14)，獲取反饋補(bǔ)償解耦模塊(20)進(jìn)行前饋補(bǔ)償所需的正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中定子磁鏈分量ψsdq+；
(vii)將得到的轉(zhuǎn)子電流綜合矢量Irαβr經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊(10)轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋信號Irdq+，它在電網(wǎng)電壓不平衡條件下包含有正序直流成分Irdq++與兩倍電網(wǎng)頻率2ω1的負(fù)序交流成分
；
(viii)根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡條件下DFIG(5)所需的控制目標(biāo)，由轉(zhuǎn)子電流指令值計算模塊(15)計算得到正、反轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令I(lǐng)rdq++*、Irdq--*，將該電流指令值經(jīng)過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊(22)轉(zhuǎn)換為正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令值Irdq+*，并與正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋信號Irdq+比較，獲得誤差信號ΔIrdq+；
(ix)轉(zhuǎn)子電流誤差信號ΔIrdq+經(jīng)過正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振控制器(21)作比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)后輸出信號Urdq+*’經(jīng)過反饋補(bǔ)償解耦模塊(20)完成正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中交-直軸間的交叉解耦和動態(tài)反饋補(bǔ)償，獲取正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Urdq+*；
(x)正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電壓參考值Urdq+*通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換模塊(17)，獲得空間矢量脈寬調(diào)制模塊(19)調(diào)制所需的轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中轉(zhuǎn)子電壓參考信號Urαβr*，該信號經(jīng)過空間矢量脈寬調(diào)制模塊(19)調(diào)制后獲得控制DFIG(5)運行的轉(zhuǎn)子側(cè)變換器(1)功率器件的開關(guān)信號Sa，Sb，Sc。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子電流無延時控制方法，其特征在于正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振控制器(21)，它包括一個比例環(huán)節(jié)、一個積分環(huán)節(jié)和一個正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中角頻率為ω0＝-2ω1的復(fù)系數(shù)諧振器，其中復(fù)系數(shù)諧振器可實現(xiàn)對正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中角頻率為2ω1的負(fù)序轉(zhuǎn)子電流成分的無限增益調(diào)節(jié)。
全文摘要
本發(fā)明公開了并網(wǎng)型變速恒頻雙饋感應(yīng)風(fēng)力發(fā)電機(jī)(DFIG)轉(zhuǎn)子電流無延時控制方法。通過采集三相轉(zhuǎn)子電流信號進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，獲得正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流反饋量，與相同坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子電流指令進(jìn)行比較，誤差信號輸入到比例-積分-復(fù)系數(shù)諧振調(diào)節(jié)器進(jìn)行調(diào)節(jié)，反饋補(bǔ)償解耦后獲得正轉(zhuǎn)同步速旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的轉(zhuǎn)子參考電壓，再轉(zhuǎn)換為轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系中空間矢量脈寬調(diào)制用轉(zhuǎn)子參考電壓，生成轉(zhuǎn)子側(cè)變換器功率器件的開關(guān)信號，控制DFIG并網(wǎng)運行。本發(fā)明方法在電網(wǎng)電壓平衡和不平衡下均無需進(jìn)行轉(zhuǎn)子電流正、負(fù)序分解，不會引入分解延時，可實現(xiàn)不平衡電網(wǎng)電壓下發(fā)電系統(tǒng)的增強(qiáng)控制目標(biāo)，有效提高該類風(fēng)電系統(tǒng)電網(wǎng)故障下的穿越(不間斷)運行能力。
文檔編號H02J3/38GK101741096SQ200910157120
公開日2010年6月16日 申請日期2009年12月22日 優(yōu)先權(quán)日2009年12月22日
發(fā)明者胡家兵, 賀益康 申請人:浙江大學(xué)