專利名稱：無交流電壓傳感器高壓直流輸電變流器的控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及的是一種電氣技術(shù)領(lǐng)域的控制方法，具體是一種無交流電壓傳感器高 壓直流輸電(VSC-HVDC)變流器的控制方法。
背景技術(shù)：
風(fēng)能等各種可再生能源的利用和研究已日益受到世界各主要發(fā)達(dá)國家的重視，風(fēng) 能利用現(xiàn)已成為解決當(dāng)前能源危機(jī)和環(huán)境可持續(xù)發(fā)展問題的有效手段之一。海上風(fēng)能資源 豐富，將是未來風(fēng)力發(fā)電的重要方式。海上風(fēng)電長距離直流輸電已成為新能源發(fā)展中的關(guān) 鍵技術(shù)之一。近年來，IGBT等全控型器件在新型VSC-HVDC中的應(yīng)用量越來越大。雖然傳統(tǒng) 直流輸電技術(shù)較為成熟，但存在需要大容量的無功補(bǔ)償裝置和換相電壓，不能向孤島供電 等局限。輕型直流輸電基于全控電力電子器件有效克服了上述缺點(diǎn)?，F(xiàn)有VSC變流器的控 制方法大都采用電網(wǎng)電壓定向的矢量控制技術(shù)，常規(guī)條件下可以獲得較好的控制效果。但 是，針對(duì)風(fēng)能本身存在的不確定性，風(fēng)電場出口電壓幅值、頻率等存在波動(dòng)，含有不對(duì)稱分 量，勢必影響矢量控制效果，導(dǎo)致實(shí)際系統(tǒng)抗干擾性能和穩(wěn)定性能下降。VSC-HVDC輸電系統(tǒng)將三相交流電通過換流站整流變成直流電，然后再通過直流輸 電線路送往另一個(gè)換流站逆變成三相交流電，基本上由兩個(gè)換流站和直流輸電線組成，其 中，兩個(gè)換流站分別連接海上風(fēng)電場與岸上電網(wǎng)。與傳統(tǒng)直流輸電相比，由于采用了全控電 力電子器件，由門極控制開關(guān)，無需換向電壓支撐，可向孤島等無源系統(tǒng)供電；同時(shí)，開關(guān)頻 率高，典型值為IkHz左右。因此，產(chǎn)生的諧波含量小，無需配置大容量無功補(bǔ)償裝置，設(shè)備 體積小，適合海上平臺(tái)安裝。兩端(電網(wǎng)側(cè)和海上風(fēng)電場側(cè))變流器通常采用電壓定向矢量控制方式，利用坐 標(biāo)變換，實(shí)現(xiàn)有功、無功分別獨(dú)立控制。換流站有三種基本控制方式(1)定直流電壓控制， 這種控制方式控制直流母線電壓和輸送到交流側(cè)的無功功率；(2)定直流電流(或功率) 控制，這種控制方式控制直流電流(或功率)和輸送到交流側(cè)的無功功率；(3)定交流電壓 控制，這種控制方式控制交流側(cè)母線電壓，適用于向無源網(wǎng)絡(luò)供電。經(jīng)對(duì)現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)的檢索發(fā)現(xiàn)，Qahraman, B等人在Electrical and ComputerEngineering Conference,CanadianJl^f^^StJAn electromagnetic transient simulationmodel for voltage sourced converter based HVDC transmission(基于電壓 源變流器的高壓直流輸電系統(tǒng)暫態(tài)仿真模型)，設(shè)計(jì)了一種基于PI調(diào)節(jié)器的雙閉環(huán)矢量控 制系統(tǒng)(直流電壓，有功功率、無功功率為外環(huán)，有功電流、無功電流為內(nèi)環(huán))。該方法具有 較好的穩(wěn)態(tài)性能及跟蹤精度，但存在如下缺點(diǎn)(1)由于坐標(biāo)變換時(shí)需要電網(wǎng)電壓相位信 息，電壓傳感器的精度及來自現(xiàn)場的干擾都會(huì)引起測量誤差，使得鎖相環(huán)不能準(zhǔn)確跟蹤電 網(wǎng)相位，導(dǎo)致坐標(biāo)變換后d軸電壓無法準(zhǔn)確定向在電網(wǎng)電壓矢量上，有功、無功仍然存在耦 合，影響控制效果；(2)該方法采用雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，屬于電流間接控制方法，暫態(tài)響應(yīng)速度較 慢，通常，為了避免內(nèi)外環(huán)出現(xiàn)頻率諧振，外環(huán)頻率響應(yīng)速度僅為內(nèi)環(huán)的1/5左右，使系統(tǒng) 在暫態(tài)過程恢復(fù)較慢，產(chǎn)生大量無功，直流電壓及有功功率超調(diào)量較大，容易造成系統(tǒng)過電壓、過電流保護(hù)，致使風(fēng)電場離網(wǎng)，影響風(fēng)電場并網(wǎng)，并對(duì)電網(wǎng)的沖擊量大；⑶系統(tǒng)本身調(diào) 節(jié)器參數(shù)過多，兩端變流器分別控制有功功率、無功功率、電壓、電流，需要至少8個(gè)PI調(diào)節(jié) 器，調(diào)整參數(shù)過多，且無有效設(shè)置方法，大都依靠調(diào)節(jié)器工程整定法簡單計(jì)算，然后再憑經(jīng) 驗(yàn)進(jìn)行試湊，實(shí)際工程調(diào)試往往困難很大；(4)控制方式本身需要大量計(jì)算，如多處靜止坐 標(biāo)系到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系需要計(jì)算電網(wǎng)相位角的正弦、余弦函數(shù)，影響系統(tǒng)實(shí)時(shí)性，且對(duì)處理器性 能及電路板工藝要求較高，成本增加。綜上，該文設(shè)計(jì)的控制器暫態(tài)響應(yīng)性能不夠理想，采用電壓傳感器獲取系統(tǒng)電壓 相位信息，在電網(wǎng)不對(duì)稱故障情況下無法正常工作，系統(tǒng)將出現(xiàn)較大超調(diào)；同時(shí)，PI調(diào)節(jié)器 過多，參數(shù)調(diào)整困難。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服背景技術(shù)中的不足，提供一種無電壓傳感器的控制方法。 本發(fā)明將變流器等效成一臺(tái)異步電動(dòng)機(jī)，在兩相靜止坐標(biāo)系下計(jì)算電網(wǎng)電壓相位角的鎖相 環(huán)，從根本上避免電網(wǎng)出現(xiàn)不對(duì)稱故障時(shí)鎖相不準(zhǔn)確的問題，采用直接功率控制方法設(shè)計(jì) 變流器有功功率、無功功率閉環(huán)控制，提高系統(tǒng)暫態(tài)響應(yīng)速度，減少調(diào)節(jié)器參數(shù)。本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的，本發(fā)明包括以下步驟第一步，將變流器輸入電抗器的等效電阻R和電感L視為虛擬電機(jī)的定子電阻與 電感，設(shè)定線電壓uab、Ubc, Uca是由虛擬磁鏈所感應(yīng)產(chǎn)生；第二步，建立電流、電壓、磁鏈?zhǔn)噶肯鄬?duì)位置關(guān)系，分析矢量圖；第三步，建立變流器及磁鏈數(shù)學(xué)模型，計(jì)算系統(tǒng)虛擬磁鏈?zhǔn)噶浚@得系統(tǒng)功率反饋 量；第四步，通過直接功率控制算法，獲得系統(tǒng)有功、無功控制信號(hào)，生成PWM觸發(fā)變 流器，分別獨(dú)立控制系統(tǒng)的有功功率、無功功率；第五步，利用MATLAB仿真軟件搭建系統(tǒng)模型進(jìn)行驗(yàn)證，實(shí)現(xiàn)為系統(tǒng)選擇器件。第三步中所述的系統(tǒng)功率反饋量，是利用變流器開關(guān)函數(shù)計(jì)算其交流瞬時(shí)電壓， 代替電壓傳感器，再根據(jù)電壓和磁鏈的關(guān)系，得到系統(tǒng)虛擬磁鏈?zhǔn)噶?，最后利用瞬時(shí)功率理 論計(jì)算變流器實(shí)際輸出功率，作為反饋構(gòu)成功率閉環(huán)。第四步中所述的直接功率控制算法，通過變流器數(shù)學(xué)模型計(jì)算一個(gè)PWM開關(guān)周期 內(nèi)功率的變化量ΔΡ、AQ，以及由此引起的磁鏈變化量Δ Δ Ψ ，再根據(jù)電壓與磁鏈的 關(guān)系，計(jì)算出產(chǎn)生Δ Δ 所需的電壓Urf、Uni，即為變流器控制電壓；進(jìn)一步經(jīng)過坐標(biāo) 反變換得到變流器控制的三相參考信號(hào)，經(jīng)SPWM或SVPWM環(huán)節(jié)生成觸發(fā)脈沖控制變流器運(yùn) 行。第五步中所述的利用MATLAB仿真軟件搭建系統(tǒng)模型進(jìn)行驗(yàn)證，是指將MATLAB 中的控制算法轉(zhuǎn)為實(shí)際系統(tǒng)，在仿真模型下每個(gè)模塊的可實(shí)現(xiàn)性，其中，功率部分采用基于 IGBT的三相全控橋?qū)崿F(xiàn)，對(duì)于高壓大功率按照現(xiàn)有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)開關(guān)器件串聯(lián)和并聯(lián)使用， 控制部分采用DSP數(shù)字信號(hào)處理器實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明通過對(duì)比模型，將變流器等效為異步電動(dòng)機(jī)，將電機(jī)控制理論引入變流器 控制系統(tǒng)中，設(shè)定虛擬磁鏈，再根據(jù)磁鏈變化量和功率變化量的關(guān)系，估計(jì)系統(tǒng)功率，代替 依賴電壓、電流傳感器檢測信號(hào)進(jìn)行計(jì)算的傳統(tǒng)方法，省去了系統(tǒng)交流電壓傳感器；以功率偏差直接生成變流器d、q軸控制信號(hào)，亦即系統(tǒng)有功功率、無功功率分別跟蹤給定，避免了 內(nèi)外環(huán)的結(jié)構(gòu)形式，提高了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，減少了 PI調(diào)節(jié)器的個(gè)數(shù)，簡化系統(tǒng)調(diào)試過 程。最后，將控制信號(hào)反變換回三相靜止坐標(biāo)系，坐標(biāo)反變換過程所需相位角的正、余弦數(shù) 值可通過前述虛擬磁鏈的幅值計(jì)算得到。本發(fā)明變換器的交流側(cè)電壓受電網(wǎng)電壓和交流側(cè)電感能量的影響，可以等效成一 個(gè)交流電機(jī)，三相電網(wǎng)電壓可以看作是由虛擬的氣隙磁鏈感應(yīng)而來，通過對(duì)電網(wǎng)電壓矢量 的積分就可以得到虛擬的氣隙磁鏈?zhǔn)噶?。根?jù)復(fù)功率的定義及瞬時(shí)無功理論，利用虛擬磁 鏈的大小和交流電流的采樣值，可以得到變換器與電網(wǎng)交換的瞬時(shí)功率，定向系統(tǒng)將電網(wǎng) 電壓的角度換成虛擬磁鏈?zhǔn)噶康慕嵌?，且磁鏈估?jì)中采用的積分器具有低通濾波器的特 性，所以，采用虛擬磁鏈?zhǔn)噶慷ㄏ蚍椒ú粌H可以取消電網(wǎng)電壓傳感器，還能夠避免諧波電壓 造成的過零點(diǎn)偏移問題，保證當(dāng)前定向角度的準(zhǔn)確性。對(duì)于電網(wǎng)電壓的基波不平衡，造成變 換器在直流側(cè)產(chǎn)生2次諧波電壓，利用虛擬磁鏈進(jìn)行功率估算，對(duì)低次諧波也有濾除作用。本發(fā)明系統(tǒng)內(nèi)環(huán)采用功率滯環(huán)控制，是一種瞬時(shí)功率反饋控制方法，有功和無功 功率實(shí)際值由磁鏈與功率的關(guān)系直接計(jì)算得到。瞬時(shí)功率計(jì)算值與功率給定值再送入控制 信號(hào)計(jì)算方程，輸出相應(yīng)的比較狀態(tài)值Sp, ,Sq,與SPWM或者SVPWM模塊接口，進(jìn)而確定直接 功率控制系統(tǒng)所需的開關(guān)狀態(tài)，即Sa、Sb、Sc的取值。本發(fā)明無需設(shè)置電壓傳感器，只測量系統(tǒng)交流電流即可完成系統(tǒng)控制算法，實(shí)現(xiàn) 有功功率、無功功率分別獨(dú)立控制，省去交流電壓傳感器，系統(tǒng)可靠性及魯棒性能得到提 高，同時(shí)，也降低系統(tǒng)成本。本發(fā)明中，利用磁鏈變化量計(jì)算功率變化量，再利用功率和電壓 的關(guān)系得到系統(tǒng)控制量生成觸發(fā)脈沖，省去了內(nèi)環(huán)電流調(diào)節(jié)器，以及外環(huán)的功率調(diào)節(jié)器，只 采用單一的電壓PI調(diào)節(jié)器，整個(gè)系統(tǒng)需設(shè)置參數(shù)較少，便于系統(tǒng)調(diào)試。本發(fā)明無需內(nèi)外環(huán) 頻率錯(cuò)開設(shè)計(jì)，直接構(gòu)成功率閉環(huán)，提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度，加快暫態(tài)恢復(fù)過程。


圖1是變流器結(jié)構(gòu)圖；圖2是虛擬磁鏈?zhǔn)噶繄D；圖3是系統(tǒng)控制原理圖；圖4是本發(fā)明中系統(tǒng)仿真直流電壓響應(yīng)曲線。圖5是本發(fā)明中系統(tǒng)仿真有功、無功功率響應(yīng)曲線。
具體實(shí)施例方式以下結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例作詳細(xì)說明以下實(shí)施例在以本發(fā)明技術(shù)方案為 前提下進(jìn)行實(shí)施，給出了詳細(xì)的實(shí)施方式和過程，但本發(fā)明的保護(hù)范圍不限于下述的實(shí)施 例。如圖1所示，圖中虛線部分為等效電動(dòng)機(jī)，虛擬磁鏈概念由假設(shè)虛擬電機(jī)引出，認(rèn) 為線電壓uab、ub。、u。a是由虛擬磁鏈所感應(yīng)產(chǎn)生的，對(duì)于兩電平變流器，根據(jù)變流器交流側(cè)電 壓方程^=疋+巧(疋、Ur、巧分別為電網(wǎng)線電壓矢量，變流器交流側(cè)電壓矢量和電感L上 的電壓矢量)，通過檢測直流電壓和開關(guān)函數(shù)331 = a, b，c)可以得到變流器虛擬磁鏈?zhǔn)?量更。
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按步驟一所述，虛擬磁鏈由三相電壓產(chǎn)生，由于不采用電壓傳感器，因此，需要由 PWM開關(guān)函數(shù)計(jì)算獲得，并由TMS320F28335數(shù)字信號(hào)處理芯片的EPWM功能模塊實(shí)現(xiàn)，該模 塊可同時(shí)輸出16路獨(dú)立的PffM控制信號(hào)。本實(shí)施例中主電流為三相橋結(jié)構(gòu)，共6個(gè)開關(guān) 器件，同一橋臂的兩個(gè)開關(guān)管互補(bǔ)開通或關(guān)斷，配置TMS320F28335芯片的EPWM1-EPWM6為 PWM輸出即可，其他引腳可用作通用I/O。該功能塊共有6組寄存器需要設(shè)置，分別為時(shí)間 基準(zhǔn)子模塊寄存器、計(jì)數(shù)比較子模塊寄存器、動(dòng)作限定子模塊寄存器、死區(qū)控制子模塊寄存 器、錯(cuò)誤控制子模塊寄存器、事件觸發(fā)子模塊寄存器。各寄存器所完成功能分別簡述如下時(shí)間基準(zhǔn)控制寄存器TBCTL的CTRM0DE位配 置為2，即采用遞增-遞減計(jì)數(shù)模式，產(chǎn)生對(duì)稱PWM輸出波形；SYNC0SEL設(shè)置為0，為各PWM 單元選擇同步信號(hào)源；PHSEN位設(shè)置為1，當(dāng)同步信號(hào)產(chǎn)生時(shí)，以相位寄存器值裝載計(jì)數(shù)寄 存器。時(shí)間基準(zhǔn)狀態(tài)寄存器TBSTS用于讀取當(dāng)前定時(shí)器狀態(tài)。時(shí)間基準(zhǔn)相位寄存器TBPHS 設(shè)置同步產(chǎn)生時(shí)相位同步值。時(shí)間基準(zhǔn)周期寄存器設(shè)置為OxlFFF。配置死區(qū)控制寄存器 DBCTL，使PWM輸出下降沿延遲輸出避免上下橋臂直通造成短路。配置ETSEL寄存器INTSEL 為1，INTEN為1。即時(shí)間基準(zhǔn)計(jì)數(shù)寄存器TBCTR值為零時(shí)產(chǎn)生中斷。開放EPWMl-6中斷， 即使能PIECTRL寄存器ENPIE位和PIEIER3寄存器相應(yīng)位。重定向中斷服務(wù)程序，在服務(wù) 程序中清除中斷標(biāo)志ETCLR的INT位，并置位PIEACK寄存器的相應(yīng)位為1，以便能夠再次產(chǎn) 生中斷。配置GPAMUX1寄存器bit0-bit5為1，即將對(duì)應(yīng)引腳配置為PWM輸出。經(jīng)上述配置 后，從6個(gè)PWM輸出引腳狀態(tài)寄存器可以獲得各開關(guān)管當(dāng)前狀態(tài)，即開關(guān)函數(shù)，作為后續(xù)交 流電壓計(jì)算的基礎(chǔ)。步驟二中提及的矢量關(guān)系如圖2所示，為各矢量在α-β、d-q坐標(biāo)系下的關(guān)系， 圖中三相電網(wǎng)電壓合成矢量疋超前于虛擬磁鏈合成矢量更，d軸與Ψ,重合，以同步角速度ω 旋轉(zhuǎn)，與α軸夾角為Υψ3。Ψμ、Ψ#分別為變流器虛擬磁鏈?zhǔn)噶扛趦上囔o止坐標(biāo)系中 的分量，ζ為電流矢量，根據(jù)瞬時(shí)功率理論和電壓與磁鏈的關(guān)系，經(jīng)數(shù)學(xué)推導(dǎo)可得到功率與 磁鏈的關(guān)系為ρ = ω · (Wsaise-Ws0isa)，q = ω · (Ψ3α isais/)。其中 P、q 分別 為瞬時(shí)有功功率和無功功率。由此可知，系統(tǒng)的功率反饋可以由虛擬磁鏈計(jì)算得到，從而省 去了系統(tǒng)交流電壓傳感器。在虛擬磁鏈和瞬時(shí)功率估計(jì)過程中需要采用電流傳感器及信號(hào)調(diào)理電路，使檢測 信號(hào)能夠與DSP處理芯片接口，由于本實(shí)施例中不檢測交流電壓，因此，電流檢測精度對(duì)系 統(tǒng)控制性能起決定性作用，需考慮檢測速度、抗干擾性、穩(wěn)定性等因素，具體設(shè)計(jì)內(nèi)容和參 數(shù)如下電網(wǎng)三相電流采用3只高精度霍爾傳感器檢測，可測量直流、交流、脈沖和混合型 電流，霍爾電壓傳感器測量直流、交流和脈沖電壓。其二次側(cè)額定有效值電流為200mA，采用 士 15V電源供電，精度為士0.4%，原邊電流測量范圍為0 士 1000A。由于電流輸入信號(hào)是雙極性的，為了滿足TMS320F28335DSP的A/D轉(zhuǎn)換實(shí)際輸入 范圍要求，必須將其轉(zhuǎn)換為單極性，并根據(jù)輸入范圍進(jìn)行適當(dāng)調(diào)整，轉(zhuǎn)換過程所需器件有 3. 3V信號(hào)電源、3只高速運(yùn)算放大器、阻抗匹配電容、電阻、濾波用電容電阻等。首先，將霍 爾元件輸出電流信號(hào)以精密電阻轉(zhuǎn)化為-1. 5V +1. 5V電壓信號(hào)，并加RC濾波，經(jīng)計(jì)算選 擇濾波電容為47pF、電阻為47k Ω。然后將正負(fù)電壓信號(hào)分別經(jīng)運(yùn)放將電壓提升至0 1. 5V 和1. 5 3V，再次進(jìn)行阻容濾波，濾波電容電阻分別為330pF、10kQ，最后再經(jīng)運(yùn)算放大器將正負(fù)檢測電壓相減，轉(zhuǎn)換至0 1. 5V后再提升1. 5V，即將士 1. 5V檢測信號(hào)轉(zhuǎn)換為0 3V，以符合芯片輸入電壓范圍要求。將轉(zhuǎn)換后信號(hào)經(jīng)電容、電阻匹配，其匹配電容、電阻分別 為 4. 7nF，2kQ。電流檢測信號(hào)送入TMS320F28335 DSP芯片后需配置芯片相關(guān)控制寄存器，啟動(dòng)系 統(tǒng)A/D轉(zhuǎn)換功能。首先，需要對(duì)A/D模塊上電，按照以下順序進(jìn)行(1)在帶隙電路上電之 前復(fù)位ADCCTRL3寄存器第8位，使能外部參考模式，以避免內(nèi)部參考電路驅(qū)動(dòng)外部參考電 源；(2)給參考電路和帶隙電路上電，延時(shí)大于7ms，之后給A/D其他電路上電。(3)A/D模塊 全部上電后延時(shí)20 μ s后開始第一次A/D轉(zhuǎn)換。其次需配置以下寄存器將系統(tǒng)高速時(shí)鐘 寄存器HISPCP設(shè)置為1，及外設(shè)時(shí)鐘控制寄存器PCLKCR0的位ADCENCLK設(shè)置為1，即使能 A/D模塊的時(shí)鐘并配置為1/2系統(tǒng)時(shí)鐘。為節(jié)省CPU資源，使用DMA方式進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，因 此，需使能DMA中斷，配置IER寄存器為0x0040，重定位中斷服務(wù)程序，在服務(wù)程序中使CPU 響應(yīng)當(dāng)前中斷并清除PIEACK寄存器相應(yīng)中斷位。然后還需設(shè)置A/D模塊的ADCTRL1控制 寄存器位ACQ_PS為Oxf，是采樣窗口寬度為15個(gè)A/D時(shí)鐘周期；設(shè)置位SEQ_CASC為0，使 排序器1和2分別作為兩個(gè)獨(dú)立8通道排序器使用。設(shè)置ADCTRL3寄存器位ADCCLKPS為 1，對(duì)A/D轉(zhuǎn)換時(shí)鐘2分頻作為A/D采樣頻率。設(shè)置ADCTRL2寄存器位INT_ENA_SEQ1為1， 使能排序器SEQl的CPU中斷；設(shè)置RST_SEQ1為1，復(fù)位排序器1準(zhǔn)備開始A/D轉(zhuǎn)換。設(shè)置 ADCCHSELSEQ1寄存器值為0x3210，使A/D轉(zhuǎn)換通道1 4的轉(zhuǎn)換結(jié)果對(duì)應(yīng)存入結(jié)果寄存器 ADCRESULT0 ADCRESULT2，對(duì)應(yīng)為交流三相電流。最后將A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果進(jìn)行變換，使其數(shù) 值與實(shí)際霍爾量程(-1000A +1000A)對(duì)應(yīng)，送入具體控制算法參與運(yùn)算。對(duì)于直流電壓的檢測同樣采用霍爾元件，其二次側(cè)額定有效值電流為20mA，采用 士 15V電源供電，精度為士0.4%，原邊電流測量范圍為0 30000V。電壓采用結(jié)果送入A/ D轉(zhuǎn)換結(jié)果寄存器ADCRESULT3，其他控制寄存器設(shè)置同上。為保證直流電壓采樣精度需對(duì) A/D模塊校準(zhǔn)。對(duì)于DSP28335芯片校準(zhǔn)程序以直接嵌入OTP存儲(chǔ)器內(nèi)，Boot ROM根據(jù)器件 特定的校準(zhǔn)數(shù)據(jù)調(diào)用ADC_cal ()程序初始化ADCREFSEL和ADC0FFTRIM寄存器。步驟三中提到的變流器磁鏈數(shù)學(xué)模型即虛擬磁鏈的觀測器，由上述步驟一和二以 檢測的直流電壓，交流電流，開關(guān)函數(shù)，通過公式計(jì)算得到三相交流電壓。首先將電壓變換 到兩相靜止坐標(biāo)系，DSP芯片為浮點(diǎn)處理器，可以直接進(jìn)行浮點(diǎn)數(shù)據(jù)處理，因此可以直接按 照坐標(biāo)變換公式以C語言編程實(shí)現(xiàn)。其次利用變換后的兩相電壓Ua ,U0，結(jié)合電壓與磁鏈的 關(guān)系，將其引入變流器控制中，計(jì)算出虛擬磁鏈的矢量的幅值和相位。最后，根據(jù)瞬時(shí)功率 理論計(jì)算得到系統(tǒng)輸出的有功功率、無功功率作為功率閉環(huán)的反饋值。每個(gè)PWM開關(guān)周期 中進(jìn)行一次運(yùn)算刷新功率反饋值，進(jìn)行實(shí)時(shí)控制，運(yùn)算過程設(shè)置在芯片Tl定時(shí)器下益中斷 時(shí)進(jìn)行，首先對(duì)電流PARK坐標(biāo)變換，變換后電流和直流電壓低通濾波，然后計(jì)算交流電壓， 最后計(jì)算有功功率、無功功率反饋值，供后續(xù)功率外環(huán)PI調(diào)節(jié)器運(yùn)算。步驟四中所述有功功率、無功功率控制信號(hào)是由上述功率反饋值與給定值求差， 然后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器計(jì)算后得到的。其中，PI調(diào)節(jié)器在仍利用DSP實(shí)現(xiàn)，首先建立PID控制器結(jié) 構(gòu)體，包括三個(gè)調(diào)節(jié)器參數(shù)Kp、Ki、Kd和輸出限幅值Limit，給定值Give，反饋值FeedBack， 輸出控制量Output。由于DSP實(shí)現(xiàn)的PID為離散形式，按照其離散公式還需要當(dāng)前采樣周 期和上一采樣周期誤差，因此結(jié)構(gòu)體還包括LastE和PresentE保存相鄰兩個(gè)采樣周期的 誤差。同時(shí)，在結(jié)構(gòu)體中封裝指向PID算法運(yùn)算函數(shù)的指針，以完成PID調(diào)節(jié)，輸出控制量。然后將控制量Urdi依次變換回兩相α、β坐標(biāo)系和三相abc坐標(biāo)系，得到PWM調(diào)制信號(hào) ura,urb,urc0最后以調(diào)制信號(hào)值設(shè)置比較器，當(dāng)定時(shí)器在計(jì)數(shù)過程中于所設(shè)定比較值匹配時(shí) 將相應(yīng)的PWM輸出引腳極性翻轉(zhuǎn)，形成PWM輸出，觸發(fā)相應(yīng)功率器件。上述PID運(yùn)算、坐標(biāo) 反變換、定時(shí)器比較過程都設(shè)置于定時(shí)器Tl下益中斷服務(wù)程序中，即以PWM開關(guān)周期作為 整個(gè)算法的刷新周期。實(shí)時(shí)控制有功功率、無功功率跟蹤給定值。步驟五所述器件選擇過程通過仿真計(jì)算獲得。按照系統(tǒng)額定容量5MW，額定電壓 20kV設(shè)計(jì)，首先對(duì)系統(tǒng)標(biāo)么化處理，基準(zhǔn)電壓取變壓器二次側(cè)線電壓有效值10kV，功率部 分采用基于IGBT的三相全控橋，換流電抗器取為系統(tǒng)基準(zhǔn)阻抗的0. 15PU，經(jīng)計(jì)算電抗器為 9. 5mH，IGBT選擇3300V、800A單管。開關(guān)頻率設(shè)置為1350Hz，高通濾波器按照系統(tǒng)容量20% 設(shè)計(jì)。如圖3所示。如圖4、5所示，Matlab軟件下得到的仿真結(jié)果，仿真的主要參數(shù)為換流電抗器L1 =L2 = 9. 5mH,換流電抗器等效電阻損耗R1 = R2 = 0. 0176 Ω，VSCl風(fēng)場側(cè)交流線電壓有效 值6. 6kV，系統(tǒng)等效電阻和電感分別設(shè)置為0.2 Ω和1.5mH，直流側(cè)電容C1 = C2 = 500 μ F, 直流線路等效電阻0.5Ω。直流電壓設(shè)定值20kV;VSC2電網(wǎng)側(cè)電網(wǎng)電壓6. 6kV，開關(guān)頻率 1350Hz。經(jīng)調(diào)整后設(shè)置直流電壓調(diào)節(jié)器kp = 0. 78，Iii = 16. 11。
權(quán)利要求
一種無交流電壓傳感器高壓直流輸電變流器的控制方法，其特征在于，包括以下步驟第一步，將變流器輸入電抗器的等效電阻R和電感L視為虛擬電機(jī)的定子電阻與電感，設(shè)定線電壓uab、ubc、uca是由虛擬磁鏈所感應(yīng)產(chǎn)生；第二步，建立電流、電壓、磁鏈?zhǔn)噶肯鄬?duì)位置關(guān)系，分析矢量圖；第三步，建立變流器及磁鏈數(shù)學(xué)模型，計(jì)算系統(tǒng)虛擬磁鏈?zhǔn)噶?，獲得系統(tǒng)功率反饋量；第四步，通過直接功率控制算法，獲得系統(tǒng)有功、無功控制信號(hào)，生成PWM觸發(fā)變流器，分別獨(dú)立控制系統(tǒng)的有功功率、無功功率；第五步，利用MATLAB仿真軟件搭建系統(tǒng)模型進(jìn)行驗(yàn)證，實(shí)現(xiàn)為系統(tǒng)選擇器件。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無交流電壓傳感器高壓直流輸電變流器的控制方法，其特征 是，第三步中所述的系統(tǒng)功率反饋量，是利用變流器開關(guān)函數(shù)計(jì)算其交流瞬時(shí)電壓，代替電 壓傳感器，再根據(jù)電壓和磁鏈的關(guān)系，得到系統(tǒng)虛擬磁鏈?zhǔn)噶?，最后利用瞬時(shí)功率理論計(jì)算 變流器實(shí)際輸出功率，作為反饋構(gòu)成功率閉環(huán)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無交流電壓傳感器高壓直流輸電變流器的控制方法，其特征 是，第四步中所述的直接功率控制算法，通過變流器數(shù)學(xué)模型計(jì)算一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)功 率的變化量ΔΡ、AQ，以及由此引起的磁鏈變化量ΔΨ& Δ Ψ”，再根據(jù)電壓與磁鏈的關(guān) 系，計(jì)算出產(chǎn)生Δ Δ 所需的電壓Urf、Uni，即為變流器控制電壓；進(jìn)一步經(jīng)過坐標(biāo)反 變換得到變流器控制的三相參考信號(hào)，經(jīng)SPWM或SVPWM環(huán)節(jié)生成觸發(fā)脈沖控制變流器運(yùn) 行。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無交流電壓傳感器高壓直流輸電變流器的控制方法，其特 征是，第五步中所述的利用MATLAB仿真軟件搭建系統(tǒng)模型進(jìn)行驗(yàn)證，是指將MATLAB中的 控制算法轉(zhuǎn)為實(shí)際系統(tǒng)，在仿真模型下每個(gè)模塊的可實(shí)現(xiàn)性，其中，功率部分采用基于IGBT 的三相全控橋?qū)崿F(xiàn)，對(duì)于高壓大功率按照現(xiàn)有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)開關(guān)器件串聯(lián)和并聯(lián)使用，控制 部分采用DSP數(shù)字信號(hào)處理器實(shí)現(xiàn)。
全文摘要
一種電器技術(shù)領(lǐng)域的無交流電壓傳感器高壓直流輸電變流器的控制方法，包括以下步驟設(shè)立虛擬電機(jī)的定子電阻與電感；建立電流、電壓、磁鏈?zhǔn)噶肯鄬?duì)位置關(guān)系，分析矢量圖；建立變流器及磁鏈數(shù)學(xué)模型，計(jì)算系統(tǒng)虛擬磁鏈?zhǔn)噶?，獲得系統(tǒng)功率反饋量；通過直接功率控制算法，獲得系統(tǒng)有功、無功控制信號(hào)，生成PWM觸發(fā)變流器，分別獨(dú)立控制系統(tǒng)的有功功率、無功功率；利用MATLAB仿真軟件搭建系統(tǒng)模型進(jìn)行驗(yàn)證，實(shí)現(xiàn)為系統(tǒng)選擇器件。本發(fā)明利用Matlab/Simulink搭建相應(yīng)的仿真模型，證明所設(shè)計(jì)的方法具有較快的響應(yīng)速度，啟動(dòng)后電壓和功率經(jīng)過大約2個(gè)工頻周期可以達(dá)到穩(wěn)定值，且穩(wěn)態(tài)精度較高。
文檔編號(hào)H02J3/18GK101882799SQ20101020741
公開日2010年11月10日 申請(qǐng)日期2010年6月24日 優(yōu)先權(quán)日2010年6月24日
發(fā)明者李爽, 王國強(qiáng), 王志新 申請(qǐng)人:上海交通大學(xué)