專利名稱：應用于單電感雙輸出降壓變換器的定頻準滑?？刂破鞯闹谱鞣椒?br> 技術領域：
本發(fā)明涉及單電感雙輸出降壓變換器，特別涉及一種應用于單電感雙輸出降壓變換器的定頻準滑?？刂破鳌?br> 背景技術：
由于單電感雙輸出降壓變換器能夠在只使用一個片外電感的情況下產生兩路不同的電壓輸出，減少了供電模塊的體積，使得其在便攜式產品應用中受到廣泛青睞；而在不影響系統(tǒng)效率的前提下提高系統(tǒng)的響應速度和降低兩路輸出電壓間的交調成為該領域的核心研究部分，直接決定了整個開關電源供電模塊的性能。單電感雙輸出降壓變換器為ー種具有快速響應和小交調的控制系統(tǒng)。單電感雙輸出降壓變換器的兩路輸出共用ー個電感電流，當其中一路發(fā)生負載跳變時，該變換器會進入連續(xù)導通模式，使得一路輸出電流的初始值依賴于另一路輸出電流·的大小，從而產生較大的電壓交調。同時由于兩路輸出工作在分頻模式，使得其中一路負載跳變時，控制器要等另一路工作周期完成后才能對該路進行調節(jié)控制，使得該變換器具有較差的瞬態(tài)響應速度。為了解決該變換器的上述缺點，現(xiàn)有技術的單電感雙輸出降壓變換器一般包括電感、控制電感電流的功率開關管、兩路輸出支路以及改變功率開關管導通時序的控制器。所述的功率開關管一般由同步時序管SI、同步時序管S2、續(xù)流管S3、分時傳輸管S4以及分時傳輸管S5組成；同步時序管SI以及S2控制電感充放電，分時傳輸管S4以及S5分時工作從而將電感中的能量分別傳輸?shù)絻陕凡煌妮敵?；續(xù)流管S3在電感電流降低到續(xù)流電流值時導通，續(xù)流管S3將電感電流鉗位于續(xù)流電流值，使得整個變換器工作在偽連續(xù)導通模式(PCCM)從而減小電感紋波和輸出電壓間的交調。所述的兩路輸出支路均由負載以及輸出濾波電容構成?，F(xiàn)有技術中的控制器有電壓反饋控制器及峰值電流控制器兩種。如圖I所示，所述的電壓反饋控制器通過對輸出電壓進行采樣，根據(jù)降壓變換器的小信號模型進行補償后產生誤差放大信號，該誤差放大信號與三角波信號進行比較產生方波信號控制5個功率開關管的時序，從而達到控制單電感雙輸出降壓變換器的目的。由于該電路只采用了輸出端電壓作為反饋信號，使得補償后的系統(tǒng)主極點處在低頻處，使得該電路的瞬態(tài)響應速度過慢。如圖2所示，峰值電流控制器通過采集輸出端的電壓信號，根據(jù)峰值電流控下降壓變換器的小信號模型進行補償后，得到峰值電流控制信號，同時將采樣得到的電感電流信號與該峰值電流控制信號進行比較從而得到控制5個功率開關管的控制信號。雖然該電路同時采取了降壓變換器的輸出電壓和電感電流信號，但是該控制器依然是根據(jù)控制器靜態(tài)工作點進行小信號補償?shù)模瑢Υ笮盘栕兓捻憫俣纫廊徊焕硐?br/>發(fā)明內容
本發(fā)明提供了一種應用于單電感雙輸出降壓變換器的定頻準滑?？刂破?，相比于現(xiàn)有技術的電壓反饋控制器以及峰值電流控制器，能夠進一歩克服單電感雙輸出降壓變換器中電壓交調過大和瞬態(tài)響應速度較差的問題。一種應用于單電感雙輸出降壓變換器的定頻準滑?？刂破?，所述的變換器((即所述的單電感雙輸出降壓變換器，在沒有特殊說明的前提下，以下簡稱變換器))包括電感、控制所述電感電流的功率開關管、兩路輸出支路以及改變所述功率開關管導通時序的控制器((即所述的定頻準滑?？刂破?，在沒有特殊說明的前提下，以下簡稱控制器))；所述的功率開關管包括同步時序管SI、同步時序管S2、續(xù)流管S3、分時傳輸管S4以及分時傳輸管S5，所述的輸出支路包括負載以及濾波電容；所述的控制器包括等效續(xù)流占空比檢測器，用于采集所述負載的輸出信號Vtjl或Vt52，輸出電感電流續(xù) 流占空比信號 ULeql 或 ULeq2 與輸出信號的乘積信號VtjAetll或Vtj2Uljetl2 ； 定頻準滑模等效控制信號發(fā)生器，用于接收所述的乘積信號VtjlUtoll或Vt52Utol2以及
所述濾波電容的電流信號ia或iC2，輸出定頻準滑模等效控制信號或；所述的定頻準滑模等效控制信號以及，分別滿足如下算式
^lVgUeq\=~kHiCl +KliKefl ~β￥ο\) + PiuLeqVol +K\ f(Kefl HOdt^ 1 ^
f32VgUeq2=~ki2iC2 + kv2 (Kef 2 ~ β^οτ) + Leq^ol + ke2 f ^ref 2~ O^t^式⑴及式⑵中，P1和β2分別為輸出電壓Vtjl以及Vtj2的反饋系數(shù)；Vg為變換器的輸入電壓；kn和ki2分別為電流信號ia和^的線性運算系數(shù)；VMfl和Vm2分別為控制器的預設基準電壓，，則VMfl- β J01和Vref2- β 2Vo2分別為反饋信號與預設基準電壓的誤差ィ目號，ァ(Vrefl- β !V0l) dt和/ (Vref2- β 2Vo2) dt為所述誤差イ目號的兩路積分イ目號；kvl和kv2分別為兩路誤差信號的線性運算系數(shù)；kel和ke2分別為兩路積分信號的線性運算系數(shù)；第一比較器compl，用于接收所述的定頻準滑模等效控制信號或以及預設
的三角波信號，將所述的定頻準滑模等效控制信號或與三角波信號進行比較，輸出同步時序管SI和同步時序管S2的控制信號Dl和D2 ；動態(tài)續(xù)流產生電路，用于接收所述電感的放電電流れ，將所述的放電電流れ與變換器當前時刻的續(xù)流電流iMf進行比較，產生續(xù)流管S3的控制信號fw ;并根據(jù)當前時刻電感電流續(xù)流占空比信號選擇下一時刻的續(xù)流電流iMf。本發(fā)明的控制器能夠應用于具有快速響應和小交調的單電感雙輸出降壓變換器的控制系統(tǒng)。本發(fā)明的控制器基于ー種新型非線性控制技術方案，綜合考慮了降壓變換器的小信號和大信號紋波，使得變換器具有快速響應特性的同時具有較小的輸出電壓交調。同時，動態(tài)續(xù)流產生電路采用了ー種新的動態(tài)電流續(xù)流技術，能在保持系統(tǒng)高效率和快速響應的前提下大大提高單電感雙輸出降壓變換器的負載工作范圍。本發(fā)明的控制器實現(xiàn)的具有動態(tài)續(xù)流電流的準滑模控制器能夠實現(xiàn)全片上集成，減少了外圍器件數(shù)量，使得該單電感雙輸出降壓變換器能夠在便攜式電子設備中具有廣泛應用。下面介紹本發(fā)明的優(yōu)選技術方案。
進ー步地，所述的等效續(xù)流占空比檢測器包括模擬乘法器，用于將所述的輸出信號Vtjl或Vt52的反饋信號^1Vtjl或P2Vt52與電感電流續(xù)流電占比イH 5 Uleql或U1^2相乘，出乘積イH 5 β lV0iULeql或β lVo2ULeq2。等效續(xù)流占空比檢測器是用來檢測單電感雙輸出降壓變換器兩路的等效續(xù)流占空比從而產生定頻定頻準滑模等效控制信號。更進一歩地，所述的模擬乘法器包括構成電流鏡連接的MOS管M2、M3和M4，電容CL1、CL2和CL3，用以控制電容CL1、CL2和CL3充電的開關管SLl SL4，用以控制電容CLl、CL2和CL3放電的MOS管M5、M6 ;所述的開關管SLl與電容CLl串聯(lián)后耦接于所述MOS管M3的漏極，所述的開關管SL2與電容CL2串聯(lián)后耦接于所述MOS管M4的漏極，所述的開關管SL3耦接于所述電容CLl與電容CL3之間，所述的開關管SL4耦接于所述電容CL2與電容CL3之間；所述MOS管M5的漏極并聯(lián)于開關管SLl與電容CLl之間；所述MOS管M6的漏極并聯(lián)于開關管SL2與電容CL2之間。上述技術方案中，MOS管M2，M3和M4構成ー組電流鏡，使得M3和M4中的電流跟隨著降壓變換器的輸出 電壓變化而變化。所述的開關管SLl 4的導通時序受系統(tǒng)時鐘和所述續(xù)流管S3的控制信號fw控制，使得CL1，CL2和CL3上的電壓值正比于降壓變換器的輸出電壓和續(xù)流占空比的乘積。本優(yōu)選技術方案利用了簡單的模擬電路實現(xiàn)復雜的兩信號乘積，同時能夠在單周期內實現(xiàn)等效續(xù)流占空比的檢測，提聞了控制器的響應速度。作為優(yōu)選，所述的定頻準滑模等效控制信號發(fā)生器，包括電容電流檢測電路，將采集所述濾波電容的電流信號ia或ie2 ;RC積分電路，包括誤差放大器EA2以及電阻R和電容C，所述誤差放大器EA2的反相輸入端接經反饋的輸出信號或β2ν ，正相輸入端接預設的基準電壓VMfl或V⑷，輸出端輸出積分信號 f (Vrefl- β J01) dt 或/ (Vref2- β 2Vo2) dt ；模擬運算電路，包括誤差放大器EA3，所述的誤差放大器EA3的反相輸入端接入所述的電流信號ia或iC2以及經反饋的輸出信號β J01或β 2Vo2 ;誤差放大器EA3的正相輸入端接入所述的預設基準電壓Vrefl或VMf2、經反饋的乘積信號P1U^11或P2U^l2Vt52以及所述的積分信號/ (Vrefl^1VJdt或/ (Vref2-dt;所述的誤差放大器EA3的輸出端輸
出定頻準滑模等效控制信號或。更為優(yōu)選地，所述的電容電流檢測電路包括采集電流ia或込的電阻Rs和電容Cs,與所述電阻Rs相連的電阻R1，以及與所述電阻Rl構成比例放大器的電阻R2和誤差放大器EAl。更為優(yōu)選地，所述的RC積分電路中，所述的電阻R與所述誤差放大器EA2的負端 相連，用于接入經反饋的輸出信號3ん或P2Vt52;所述的電容C，連接所述誤差放大器EA2的負端以及輸出端。更為優(yōu)選地，所述的模擬運算電路，包括電阻Rml Rm7，其中電阻Rml，一端用于接入所述的電流信號ia或込，另一端與所述誤差放大器EA3的負相輸入端相連；電阻Rm2，一端用于接入經反饋的輸出信號βん或β #。2，另一端與所述誤差放大器ΕΑ3的負相輸入端相連；電阻Rm3，兩端分別與所述誤差放大器EA3的負相輸入端以及輸出端相連；電阻Rm4,—端用于接入經反饋的乘積信號P1UtellVtjl- β Vtj2,另一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連；電阻Rm5，一端用于接入所述的積分信號]'β dt或]' (Vref2-β 2Vo2) dt,另一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連；電阻Rm6，一端用于接入所述的預設基準源Vrefl或VMf2，另一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連；電阻Rm7，一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連，另一端接地。上述技術方案中，所述的定頻準滑模等效控制信號發(fā)生器是用來產生等效控制信
號·iiCl與從而與H角波信號·進行ヒ較控制單電感雙輸出降壓變換器的功率開關管云力 作。在本優(yōu)選方案中，電阻Rsl、電容Csl、電阻Rl R2和誤差放大器EAl構成電容電流檢測電路，檢測功率級電容上的電流值。電阻R和電容C組成RC積分電路，記錄降壓變換器輸出電壓誤差的積分值。電阻Rml Rm7組成模擬運算電路，從而實現(xiàn)電容電流、等效續(xù)流占空比、輸出電壓誤差和其誤差積分間的線性模擬運算，從而得到定頻準滑模等效控制信號
くI或く2，同時通過調節(jié)Rml Rm7的值可以得到不同的線性運算系數(shù)，即上述kn和ki2、
kvl 和 kv2 以及 kel 和 ke2。進ー步地，所述的動態(tài)續(xù)流產生電路，包括第二比較器comp2，用于接收所述的放電電流れ與變換器當前時刻的續(xù)流電流iMf，輸出比較產生的續(xù)流管S3的控制信號fw。所述的動態(tài)續(xù)流電流電路能夠根據(jù)單電感雙輸出降壓變換器的兩路負載值實時調節(jié)續(xù)流電流值從而提高整個系統(tǒng)的工作效率。同時由于該新型動態(tài)續(xù)流電流電路能與提出的定頻準滑?？刂破髁己玫丶嫒萜饋?，從而使得該控制器同時具有快速響應和小輸出電壓交調的特性。本發(fā)明的控制器基于ー種新型非線性控制方案，能夠應用于具有快速響應和小交調的單電感雙輸出降壓變換器的控制系統(tǒng)。本發(fā)明的控制器綜合考慮了降壓變換器的小信號和大信號紋波，使得變換器具有快速響應特性的同時具有較小的輸出電壓交調。本發(fā)明的控制器采用了動態(tài)續(xù)流電流技術，能在保持系統(tǒng)高效率和快速響應的前提下大大提高單電感雙輸出降壓變換器的負載工作范圍。利用模擬方案實現(xiàn)的具有動態(tài)續(xù)流電流的準滑?？刂破髂軌驅崿F(xiàn)全片上集成，減少了外圍器件數(shù)量，使得該單電感雙輸出降壓變換器能夠在便攜式電子設備中具有廣泛應用。


圖I為現(xiàn)有技術中電壓反饋控制器的電路結構示意圖；圖2為現(xiàn)有技術中峰值電流控制器的電路結構示意圖；圖3為本發(fā)明定頻準滑模控制器的電路結構示意圖；圖4為本發(fā)明定頻準滑?？刂破髦械刃Юm(xù)流占空比檢測器的電路結構示意圖；圖5為本發(fā)明定頻準滑?？刂破髦卸l準滑模等效控制信號發(fā)生器的電路結構示意圖；圖6為本發(fā)明等效續(xù)流占空比檢測器內部實現(xiàn)的信號波形圖；圖7為本發(fā)明動態(tài)續(xù)流產生電路內部實現(xiàn)的控制流程示意圖；圖8為本發(fā)明定頻準滑?？刂破髋c現(xiàn)有技術中電壓反饋控制器、峰值電流控制器瞬態(tài)響應時間和輸出電壓間的交調電壓值的對比仿真圖；圖9為本發(fā)明采用動態(tài)續(xù)流控制方式的定頻準滑?？刂破髋c采用傳統(tǒng)固定續(xù)流電流控制方式下的控制器續(xù)流功耗比和輸出電壓間的交調電壓值的對比仿真圖。
具體實施例方式下面結合附圖詳細介紹本發(fā)明的具體實施方式
。如圖3所示的一種應用于單電感雙輸出降壓變換器的定頻準滑模控制器，圖3中的降壓變換器包括電感I、控制電感電流的功率開關管、兩路輸出支路201、202以及改變功率開關管導通時序的控制器3 ;功率開關管包括同步時序管SI、同步時序管S2、續(xù)流管S3、分時傳輸管S4以及分時傳輸管S5。輸出支路201、202均包括負載Rol或Ro2以及濾波電容Cl或C2。
本實施例的定頻準滑?？刂破?對應于輸出支路201、202，包括兩路由等效續(xù)流占空比檢測器301、定頻準滑模等效控制信號發(fā)生器302、第一比較器compl303以及動態(tài)續(xù)流產生電路304構成的控制器。下面，以一路控制器為例，即圖中由等效續(xù)流占空比檢測器301、定頻準滑模等效控制信號發(fā)生器302、第一比較器compl303以及動態(tài)續(xù)流產生電路304組成的一路控制器，詳細描述本發(fā)明控制器的構成。等效續(xù)流占空比檢測器301，用于采集所述負載的反饋信號(即負載上的輸出信號Vtjl或\2經反饋形成的反饋信號β J01或β 2νο2) β iV0l或β 2ん，輸出電感電流續(xù)流占空比信號Utell或UteJ2與反饋信號的乘積信號β或^2ULeq2Vtj2O等效續(xù)流占空比檢測器是用來檢測單電感雙輸出降壓變換器兩路的等效續(xù)流占空比從而產生定頻定頻準滑模等效控制信號。效續(xù)流占空比檢測器301包括模擬乘法器，圖4為本實施例模擬乘法器的具體結構，模擬乘法器用于將所述的反饋信號或^1Vtjl與電感續(xù)流占空比信號或U_2
相乘，輸出乘積イH號β IuLeql^ol或P 2ULeq2^o2°圖4中，MOS管M1，電阻RL和誤差放大器EA構成ー個電壓電流轉化器(Vl-converter)，由此生成與降壓變換器的輸出電壓成正比的電流信號。所述的模擬乘法器包括構成電流鏡連接的MOS管M2、M3和M4，電容CL1、CL2和CL3，用以控制電容CL1、CL2和CL3充電的開關管SLl SL4，用以控制電容CL1、CL2和CL3放電的MOS管M5、M6 ;所述的開關管SLl與電容CLl串聯(lián)后耦接于所述MOS管M3的漏極，所述的開關管SL2與電容CL2串聯(lián)后耦接于所述MOS管M4的漏極，所述的開關管SL3耦接于所述電容CLl與電容CL3之間，所述的開關管SL4耦接于所述電容CL2與電容CL3之間；所述MOS管M5的漏極并聯(lián)于開關管SLl與電容CLl之間；所述MOS管M6的漏極并聯(lián)于開關管SL2與電容CL2之間。其中，MOS管M2，M3和M4構成ー組電流鏡，使得M3和M4中的電流跟隨著降壓變換器的輸出電壓變化而變化。所述的開關管SLl 4的導通時序受系統(tǒng)時鐘和所述續(xù)流管S3的控制信號fw控制，使得CL1，CL2和CL3上的電壓值正比于降壓變換器的輸出電壓和續(xù)流占空比的乘積。本優(yōu)選技術方案利用了簡單的模擬電路實現(xiàn)復雜的兩信號乘積，同時能夠在單周期內實現(xiàn)等效續(xù)流占空比的檢測，提聞了控制器的響應速度。定頻準滑模等效控制信號發(fā)生器302，用于接收所述的乘積信號P1UtellVtjl或^2Ul6q2V02以及所述濾波電容的電流信號icl或iC2，輸出定頻準滑模等效控制信號或く2;所述的定頻準滑模等效控制信號以及，分別滿足如下算式
P^ueqC-kHiCl +KliKefl -AKl) + AULeqlKl +K\ f(Kefl ~βΥO^t^ 1 ^
^eq2=~ki1iC2 + kv2 (Kef 2 ~ β^οτ) + PlULeq^ol + ke2 f ^ref 2~ O^t^式⑴及式(2)中，β i和β 2分別為輸出電壓Vtjl以及\2的反饋系數(shù)；Vg為變換器的輸入電阻；kn和ki2分別為電流信號ia和^的線性運算系數(shù)；VMfl和Vm2分別為控制器的預設基準電壓，則VMfl_ β Jtjl和VMf2_ β #。2分別為反饋信號與預設基準電壓的誤差 イ目號，丁 (Vrefl- β JV01) dt和f (Vref2- β 2Vo2) dt為所述誤差イ目號的兩路積分イ目號；kvl和kv2分別為兩路誤差信號的線性運算系數(shù)；kel和ke2分別為兩路積分信號的線性運算系數(shù)。上述功能可以通過電容電流檢測電路、RC積分電路以及模擬運算電路實現(xiàn)。電容電流檢測電路，將采集所述濾波電容的電流信號ia或ie2 ；RC積分電路，包括誤差放大器EA2以及電阻R和電容C，所述誤差放大器EA2的反相輸入端接反饋信號β J01或β 2νο2,正相輸入端接預設的基準源Vrefl或VMf2，輸出端輸出積分信號 / (Vrefl- β J01) dt 或/ (Vref2- β 2Vo2) dt ；模擬運算電路，包括誤差放大器EA3，所述的誤差放大器EA3的反相輸入端接入所述的電流信號ia或iC2以及反饋信號β J01或β 2Vo2 ;誤差放大器EA3的正相輸入端接入所述的預設基準源Vrafl或VMf2、經所述的乘積信號β !UleqlV01或β 2uLeq2Vo2以及所述的積分信號f (Vrefl- β J01) dt或/ (Vref2- β 2Vo2) dt ;所述的誤差放大器EA3的輸出端輸出定頻準
滑模等效控制信號或。結合圖5，進ー步說明上述電路的具體結構。電容電流檢測電路具體包括采集電流ia或iC2的電阻Rs (包括圖I中的電阻Rsl以及電阻Rs2)和電容Cs (包括圖I中的電容Csl以及電容Cs2)，與電阻Rs相連的電阻Rl，以及與電阻Rl構成比例放大器的電阻R2和誤差放大器EAl。RC積分電路具體包括電阻R與所述誤差放大器EA2的負端相連，用于接入經反饋的輸出信號3ん或P2Vt52;所述的電容C，連接所述誤差放大器EA2的負端以及輸出端。模擬運算電路包括電阻Rml Rm7，其中電阻Rml，一端用于接入所述的電流信號ia或込，另一端與所述誤差放大器EA3的負相輸入端相連；電阻Rm2，一端用于接入反饋信號^1Vtjl或^2Vt52，另一端與所述誤差放大器EA3的負相輸入端相連；電阻Rm3，兩端分別與所述誤差放大器EA3的負相輸入端以及輸出端相連；電阻Rm4，一端用于接入所述的乘積信號β lULeqlVol或β 2uLeq2Vo2,另一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連；電阻Rm5，一端用于接入所述的積分信號/ (Vrefl- β Jol) dt或/ (Vref2- β 2Vo2) dt,另一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連；
電阻Rm6，一端用于接入所述的預設基準源Vrefl或VMf2，另一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連；電阻Rm7，一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連，另一端接地。第一比較器compl303，用于接收所述的定頻準滑模等效控制信號或以及
預設的三角波信號，將所述的定頻準滑模等效控制信號或與三角波信號進行比較，輸出同步時序管SI和同步時序管S2的控制信號Dl和D2。動態(tài)續(xù)流產生電路304，用于接收所述電感的放電電流ん將所述的放電電流れ與降壓變換器當前時刻的續(xù)流電流iMf進行比較，產生續(xù)流管S3的控制信號fw ;并根據(jù)當前時刻的續(xù)流電流占空比選擇下ー時刻的續(xù)流電流iMf。動態(tài)續(xù)流產生電路304具體包括第二比較器comp2、電感電流檢測電路以及續(xù)流值選擇電路。電感電流檢測電路用于檢測放電電流れ，續(xù)流值選擇電路能根據(jù)當前續(xù)流占空比的大小選擇下ー時刻的續(xù)流電流值iMf，第二比較器comp2用于接收所述的放電電流れ與降壓變換器當前時刻的續(xù)流電流iMf，輸出由二者比較產生的控制信號fw，控制信號fw用于控制續(xù)流管S3的開關狀態(tài)。動態(tài)續(xù)流電流電路能夠根據(jù)單電感雙輸出降壓變換器的兩路負載值實時調節(jié)續(xù)流電流值從而提高整個系統(tǒng)的工作效率。同時由于該新型動態(tài)續(xù)流電流電路能與提出的定頻準滑模控制器良好地兼容起來，從而使得該控制器同時具有快速響應和小輸出電壓交調的特性。本實施例定頻準滑?？刂破骰诘募夹g原理如下由于單電感雙輸出降壓變換器能夠在只使用一個片外電感的情況下產生兩路不同的電壓輸出，減少了供電模塊的體積，使得其在便攜式產品應用中受到廣泛青睞。而在不影響系統(tǒng)效率的前提下提高系統(tǒng)的響應速度和降低兩路輸出電壓間的交調成為該領域的核心研究部分，直接決定了整個開關電源供電模塊的性能。圖3中，功率管SI S5和電感電容組成了單電感雙輸出的功率級電路，其中，功率管SI S5分別為同步時序管SI、同步時序管S2、續(xù)流管S3、分時傳輸管S4以及分時傳輸管S5組成；同步時序管SI以及S2控制電感充放電，分時傳輸管S4以及S5分時工作從而將電感中的能量分別傳輸?shù)絻陕凡煌妮敵?；續(xù)流管S3在電感電流降低到續(xù)流電流值時導通，續(xù)流管S3將電感電流鉗位于續(xù)流電流值，使得整個變換器工作在偽連續(xù)導通模式(PCCM)從而減小電感紋波和輸出電壓間的交調。所述的兩路輸出支路均由負載以及輸出濾波電容構成。本實施例的定頻滑?？刂破魇腔诮祲鹤儞Q器的狀態(tài)變量軌跡設計，以第一路降壓變換器為例，選取電壓誤差，電壓誤差的導數(shù)和積分作為系統(tǒng)的三個狀態(tài)變量
權利要求
1.一種應用于單電感雙輸出降壓變換器的定頻準滑?？刂破?，所述的變換器包括電感、控制所述電感電流的功率開關管、兩路輸出支路以及控制所述功率開關管導通時序的控制器；所述的功率開關管包括同步時序管SI、同步時序管S2、續(xù)流管S3、分時傳輸管S4以及分時傳輸管S5，所述的輸出支路包括負載以及濾波電容；其特征在于，所述的控制器包括 等效續(xù)流占空比檢測器，用于采集所述負載的輸出信號Vtjl或Vt52，輸出電感電流續(xù)流占空比信號 ULeql 或 ULeq2 與輸出信號的乘積信號VtjAetll或Vtj2Uljetl2 ； 定頻準滑模等效控制信號發(fā)生器，用于接收所述的乘積信號Lutoll或Vt52Utol2以及所述濾波電容的電流信號ia或iC2，輸出定頻準滑模等效控制信號或； 所述的定頻準滑模等效控制信號以及，分別滿足如下算式
2.如權利要求I所述的定頻準滑?？刂破?，其特征在于，所述的等效續(xù)流占空比檢測器包括 模擬乘法器，用于將所述的輸出信號Vtjl或Vt52的反饋信號β J01或β 2Vo2與電感電流續(xù)流電占空比信號 ULeql 或 ULeq2 相乘，輸出乘積イH號β lVolULeql或3lV()2ULeq2。
3.如權利要求2所述的定頻準滑?？刂破鳎涮卣髟诟?，所述的模擬乘法器包括構成電流鏡連接的MOS管M2、M3和M4，電容CLl、CL2和CL3，用以控制電容CLl、CL2和CL3充電的開關管SLl SL4，用以控制電容CL1、CL2和CL3放電的MOS管M5、M6 ;所述的開關管SLl與電容CLl串聯(lián)后耦接于所述MOS管M3的漏極，所述的開關管SL2與電容CL2串聯(lián)后耦接于所述MOS管M4的漏極，所述的開關管SL3耦接于所述電容CLl與電容CL3之間，所述的開關管SL4耦接于所述電容CL2與電容CL3之間；所述MOS管M5的漏極并聯(lián)于開關管SLl與電容CLl之間；所述MOS管M6的漏極并聯(lián)于開關管SL2與電容CL2之間。
4.如權利要求I所述的定頻準滑?？刂破?，其特征在于，所述的定頻準滑模等效控制信號發(fā)生器，包括電容電流檢測電路，將采集所述濾波電容的電流信號ia或ie2 ； RC積分電路，包括誤差放大器EA2以及電阻R和電容C，所述誤差放大器EA2的反相輸入端接經反饋的輸出信號LVtjl或^2Vt52，正相輸入端接預設的基準電壓Vrefl或VMf2，輸出端輸出積分信號 f (Vrefl- β J01) dt 或/ (Vref2- β 2Vo2) dt ； 模擬運算電路，包括誤差放大器EA3，所述的誤差放大器EA3的反相輸入端接入所述的電流信號ia或iC2以及經反饋的輸出信號β J01或β 2Vo2 ;誤差放大器EA3的正相輸入端接入所述的預設基準電壓VMfl或Vraf2、經反饋的乘積信號β !UleqlV01或β 2uLeq2Vo2以及所述的積分信號f (Vrefl- β J01) dt或/ (Vref2- β 2Vo2) dt ;所述的誤差放大器EA3的輸出端輸出定頻準滑模等效控制信號或。
5.如權利要求4所述的定頻準滑模控制器，其特征在于，所述的電容電流檢測電路包括采集電流ia或込的電阻Rs和電容Cs，與所述電阻Rs相連的電阻R1，以及與所述電阻Rl構成比例放大器的電阻R2和誤差放大器EAl。
6.如權利要求4所述的定頻準滑?？刂破?，其特征在于，所述的RC積分電路中，所述的電阻R與所述誤差放大器EA2的負端相連，用于接入經反饋的輸出信號^1Vtjl或P2Vt52;所述的電容C，連接所述誤差放大器EA2的負端以及輸出端。
7.如權利要求4所述的定頻準滑?？刂破鳎涮卣髟谟?，所述的模擬運算電路，包括電阻Rml Rm7，其中 電阻Rml，一端用于接入所述的電流信號ia或込，另一端與所述誤差放大器EA3的負相輸入端相連； 電阻Rm2，一端用于接入經反饋的輸出信號P1Vtjl或P2Vt52，另一端與所述誤差放大器EA3的負相輸入端相連； 電阻Rm3，兩端分別與所述誤差放大器EA3的負相輸入端以及輸出端相連； 電阻Rm4，一端用于接入經反饋的乘積信號或^2Utel2Vt52，另一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連； 電阻Rm5,—端用于接入所述的積分信號/ (Vrefl-β Jq1) dt或]' (Vref2-β 2VQ2)dt,另ー端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連； 電阻Rm6，一端用于接入所述的預設基準源Vrefl或VMf2，另一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連； 電阻Rm7，一端與所述誤差放大器EA3的正相輸入端相連，另一端接地。
8.如權利要求I所述的定頻準滑?？刂破鳎涮卣髟谟?，所述的動態(tài)續(xù)流產生電路，包括第二比較器comp2，用于接收所述的放電電流れ與變換器當前時刻的續(xù)流電流iMf，輸出比較產生的續(xù)流管S3的控制信號fw。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種應用于單電感雙輸出降壓變換器的定頻準滑?？刂破?，包括等效續(xù)流占空比檢測器，用于檢測電感電流的等效續(xù)流占空比信號；定頻準滑模等效控制信號發(fā)生器，用于輸出定頻準滑模等效控制信號；第一比較器comp1，用于輸出同步時序管S1和同步時序管S2的控制信號D1和D2；動態(tài)續(xù)流產生電路，用于產生續(xù)流管S3的控制信號并根據(jù)當前時刻的電感電流續(xù)流占空比信號選擇下一時刻的續(xù)流電流。本發(fā)明相比于現(xiàn)有技術的控制器能夠進一步克服單電感雙輸出降壓變換器中電壓交調過大和瞬態(tài)響應速度較差的問題，并同時能在保持系統(tǒng)高效率和快速響應的前提下大大提高單電感雙輸出降壓變換器的負載工作范圍。
文檔編號H02M3/156GK102684490SQ20121013264
公開日2012年9月19日 申請日期2012年4月28日 優(yōu)先權日2012年4月28日
發(fā)明者劉晴, 吳曉波, 殷亮, 王璐, 趙夢戀, 陳明陽 申請人:浙江大學