本發(fā)明屬于多電平變流器PWM技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種適用于電壓比為1∶2的混合級聯(lián)H橋七電平逆變器的基于載波層疊的倍頻調(diào)制方法。

背景技術(shù)：

多電平變流器能夠?qū)⒛蛪旱燃壿^低、開關(guān)頻率較高的開關(guān)器件應(yīng)用于中、高壓場合而受到廣泛關(guān)注，然而傳統(tǒng)多電平拓撲存在的所需開關(guān)器件數(shù)量多、結(jié)構(gòu)復(fù)雜、成本高等缺點，在很大程度上限制了多電平技術(shù)的發(fā)展與應(yīng)用?；旌隙嚯娖酵負渥鳛槎嚯娖郊夹g(shù)的一個重要的發(fā)展方向，與傳統(tǒng)多電平拓撲相比，在輸出相同電平數(shù)的情況下，使用的開關(guān)器件和直流源個數(shù)更少，這可以大大簡化系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，降低成本?；旌霞壜?lián)H橋是由傳統(tǒng)的等壓級聯(lián)H橋拓撲發(fā)展而來，首次由印度學(xué)者M.D.Manjrekar提出，其直流側(cè)電壓呈二進制規(guī)律變化。圖1為兩個H橋級聯(lián)拓撲，直流側(cè)電壓比為1∶2，該拓撲最多可以輸出七個不同的電平。

調(diào)制策略是多電平變流器研究領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)，它與逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)相輔相成，直接決定著逆變器輸出波形質(zhì)量的好壞和系統(tǒng)效能的高低。針對圖1所示類型的混合拓撲，M.D.Manjrekar等人提出了一種混合調(diào)制策略。該策略中，電壓等級較高的單元采用低頻調(diào)制，減少了開關(guān)損耗，只有電壓等級最低的單元采用高頻PWM調(diào)制，如此輸出連續(xù)變化的多電平PWM波形。然而，當(dāng)這種調(diào)制策略用于圖1所示拓撲中時，在部分調(diào)制區(qū)間內(nèi)，高壓單元輸出電壓基波分量超出了級聯(lián)單元總輸出電壓基波分量，此時高壓單元將多余的基波有功功率回饋到低壓單元，造成功率倒灌現(xiàn)象。為了保證直流側(cè)電壓穩(wěn)定，低壓單元直流側(cè)需采用可逆整流，這將大大增加逆變裝置的體積和成本，制約了該拓撲的實用性。

單極性調(diào)制方法以載波層疊調(diào)制為基礎(chǔ)，是一種適用于混合級聯(lián)H橋七電平逆變器的調(diào)制技術(shù)，能夠有效地避免混合調(diào)制策略中固有的功率倒灌現(xiàn)象，但其存在高壓單元工作頻率較高的問題。針對這一問題，可以采用混合頻率調(diào)制方法，其原理如圖2所示，載波v_tr2的頻率f₂小于載波v_tr1和v_tr3的頻率f₁。降低參與高壓單元調(diào)制的載波頻率，進而降低高壓單元的開關(guān)頻率和損耗，但是輸出電壓的諧波特性會受到影響。因此，如何在高壓單元開關(guān)頻率較低的情況下避免功率倒灌問題，同時保證系統(tǒng)良好的輸出特性具有重要意義。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的

本發(fā)明的目的是提出一種適用于混合級聯(lián)H橋七電平逆變器的基于載波層疊的倍頻調(diào)制方法，一方面解決傳統(tǒng)混合調(diào)制策略固有的功率倒灌問題，另一方面提高高壓單元輸出電壓的等效頻率，在該單元開關(guān)頻率較低的情況下保證逆變器輸出電壓具有良好的諧波特性，從而提高該多電平逆變器的實用性。

技術(shù)方案

本發(fā)明的技術(shù)方案如下：

(1)該方法的實現(xiàn)電路包括邏輯脈沖發(fā)生電路和驅(qū)動邏輯運算電路兩部分。邏輯脈沖發(fā)生電路由基準正弦信號(v_ref)、絕對值運算電路(Abs)、三角載波信號(v_tra、v_trc)、載波信號(v_trb1、v_trb2)和五個比較器(T₁～T₅)組成。驅(qū)動邏輯運算電路由七個雙輸入與門(Y₁～Y₇)、六個雙輸入或門(Z₁～Z₆)和八個非門(X₁～X₈)組成。其中三角載波信號v_trc的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平0和電平E之間，三角載波信號v_tra的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平2E和電平3E之間，兩者相位相同，頻率均為f_c1。載波信號v_trb1和載波信號v_trb2的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平E和電平2E之間，兩者波形相同，頻率均為f_c2，相位上相差180°，且其波形特征是：在半個載波周期內(nèi)為普通的三角波，在另外半個載波周期內(nèi)為恒值E。同時，頻率f_c1和f_c2有如下關(guān)系：f_c1＞f_c2。

(2)在邏輯脈沖發(fā)生電路中：基準正弦信號v_ref接入絕對值運算電路Abs的輸入端，絕對值運算電路Abs的輸出端為調(diào)制信號v_m。調(diào)制信號v_m分別接入比較器T₁～T₄的正相輸入端，三角載波信號v_tra接入比較器T₁的反相輸入端，載波信號v_trb1接入比較器T₂的反相輸入端，載波信號v_trb2接入比較器T₃的反相輸入端，三角載波信號v_trc接入比較器T₄的反相輸入端?；鶞收倚盘杤_ref接入比較器T₅的正相輸入端，比較器T₅的反相輸入端接零參考電位。

(3)在驅(qū)動邏輯運算電路中：比較器T₅輸出的極性脈沖信號D作為開關(guān)管Q₁₁的驅(qū)動信號，比較器T₅輸出端接非門X₃后的輸出信號作為開關(guān)管Q₁₂的驅(qū)動信號；比較器T₂輸出的邏輯脈沖信號B₁接非門X₁輸入端，比較器T₃輸出的邏輯脈沖信號B₂接非門X₂輸入端，非門X₁和X₂的輸出信號接或門Z₁的兩個輸入端，或門Z₁的輸出端和比較器T₄輸出的邏輯脈沖信號C接與門Y₂的兩個輸入端，與門Y₂的輸出端和比較器T₁輸出的邏輯脈沖信號A接或門Z₃的兩個輸入端，或門Z₃的輸出端經(jīng)非門X₄后和開關(guān)管Q₁₂的驅(qū)動信號接與門Y₄的兩個輸入端，或門Z₃的輸出端和極性脈沖信號D接與門Y₅的兩個輸入端，與門Y₄的輸出端和與門Y₅的輸出端接或門Z₅的兩個輸入端，或門Z₅的輸出信號作為開關(guān)管Q₁₄的驅(qū)動信號，或門 Z₅的輸出端接非門X₆后的輸出信號作為開關(guān)管Q₁₃的驅(qū)動信號；邏輯脈沖信號B₂經(jīng)非門X₂后和邏輯脈沖信號B₁接或門Z₂的兩個輸入端，或門Z₂的輸出端經(jīng)非門X₅后和開關(guān)管Q₁₂的驅(qū)動信號接與門Y₆的兩個輸入端，或門Z₂的輸出端和極性脈沖信號D接與門Y₇的兩個輸入端，與門Y₆的輸出端和與門Y₇的輸出端接或門Z₆的兩個輸入端，或門Z₆的輸出信號作為開關(guān)管Q₂₁的驅(qū)動信號，或門Z₆的輸出端接非門X₇后的輸出信號作為開關(guān)管Q₂₂的驅(qū)動信號；比較器T₃和T₅的輸出端接與門Y₁的兩個輸入端，比較器T₃輸出端經(jīng)非門X₂后和開關(guān)管Q₁₂的驅(qū)動信號接與門Y₃的兩個輸入端，與門Y₁的輸出端和與門Y₃的輸出端接或門Z₄的兩個輸入端，或門Z₄的輸出信號作為開關(guān)管Q₂₄的驅(qū)動信號，或門Z₄的輸出端接非門X₈后的輸出信號作為開關(guān)管Q₂₃的驅(qū)動信號。

有益效果

本發(fā)明的方法可以保證混合級聯(lián)H橋七電平逆變器高、低壓單元輸出電壓極性始終相同，在全調(diào)制比范圍內(nèi)避免傳統(tǒng)混合調(diào)制方法中存在的功率倒灌問題。同時提高目標單元輸出電壓的等效頻率，在該單元開關(guān)頻率較低的情況下保證逆變器輸出電壓具有良好的諧波特性，從而提高該多電平逆變器的實用性。

附圖說明

下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明專利作進一步說明。

圖1是混合級聯(lián)H橋七電平逆變器主電路拓撲結(jié)構(gòu)。

圖2是已提出的混合頻率調(diào)制方法原理圖。

圖3是本發(fā)明所提的基于載波層疊的倍頻調(diào)制方法原理圖。

圖4是本發(fā)明所提的基于載波層疊的倍頻調(diào)制方法的電路實現(xiàn)示意圖。

圖5是應(yīng)用本發(fā)明所提的基于載波層疊的倍頻調(diào)制方法時，混合級聯(lián)H橋七電平逆變器上、下級聯(lián)單元輸出電壓以及合成后的逆變器總輸出電壓仿真波形

圖6是應(yīng)用本發(fā)明所提的基于載波層疊的倍頻調(diào)制方法時，高壓單元開關(guān)管的驅(qū)動信號和相應(yīng)的輸出電壓波形。

具體實施方式

本發(fā)明提出的適用于混合級聯(lián)H橋七電平逆變器的基于載波層疊的倍頻調(diào)制方法，是對載波層疊調(diào)制與載波移相調(diào)制的拓展，有效地結(jié)合了兩者的優(yōu)點，其調(diào)制原理如圖3所示。

該調(diào)制方法需要兩個三角載波信號(v_tra、v_trc)和兩個載波信號(v_trb1、v_trb2)。第一層三角載 波信號v_trc的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平0和電平E之間，第三層三角載波信號v_tra的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平2E和電平3E之間，三角載波信號v_trc與三角載波信號v_tra的相位相同，頻率均為f_c1。第二層載波信號由峰峰值為E的載波信號v_trb1和v_trb2組成，兩者均介于電平E和電平2E之間，波形相同，頻率為f_c2，但在相位上相差180°。其波形特征是：在半個載波周期內(nèi)為普通的三角波，在另外半個載波周期內(nèi)為恒值E。同時，頻率f_c1和f_c2有如下關(guān)系：f_c1＞f_c2。

基準正弦信號v_ref進行取絕對值運算得到調(diào)制信號v_m。調(diào)制信號v_m分別與上述三角載波信號v_tra、v_trc和載波信號v_trb1、v_trb2進行比較，當(dāng)調(diào)制信號大于相應(yīng)的載波信號時輸出為高電平，反之輸出為零電平，如此可以得到四個邏輯脈沖信號A、B₁、B₂、C。將基準正弦信號v_ref直接與零電壓進行比較可得其極性脈沖信號D。

在調(diào)制信號正半周期內(nèi)，具體的調(diào)制原理如下：

第一層載波區(qū)域：該層對應(yīng)的區(qū)間只有最底層三角載波信號v_trc與調(diào)制信號v_m進行比較，合成總輸出為的PWM波形。此時，低壓單元輸出v_Lo，高壓單元輸出v_Ho，以及級聯(lián)逆變器的輸出v_o如下式所示：

當(dāng)0＜v_m＜v_trc時，級聯(lián)逆變器輸出0電平，此時高壓單元與低壓單元均輸出0電平，開關(guān)管Q₁₁，Q₁₃，Q₂₁和Q₂₃導(dǎo)通；當(dāng)v_trc＜v_m＜E時，級聯(lián)逆變器輸出電平E，此時高壓單元仍然輸出0電平，開關(guān)管Q₂₁和Q₂₃保持開通，低壓單元輸出電平E，開關(guān)管Q₁₁和Q₁₄開通。因此在第一層載波區(qū)域，高壓單元恒輸出0電平且開關(guān)管Q₂₁和Q₂₃恒開通，低壓單元輸出的高頻PWM波形，開關(guān)管Q₁₁恒開通，開關(guān)管Q₁₄驅(qū)動信號為高頻PWM脈沖，且由調(diào)制信號v_m與三角載波信號v_trc的比較結(jié)果確定。

第二層載波區(qū)域：在此區(qū)域，一方面要保證兩單元輸出電壓極性相同以避免功率倒灌問題，此時需要兩單元互補工作，交替輸出高電平，從而合成總輸出為的PWM波形；另一方面在不影響輸出電壓波形質(zhì)量的前提下，盡量降低高壓單元的開關(guān)頻率。基于此，使調(diào)制信號v_m與兩個載波信號v_trb1和v_trb2分別進行比較，由于載波信號v_trb1和v_trb2幅值、頻率相同，相位互差180°，具有載波移相的特點，因此高壓單元能夠以較低的開關(guān)頻率，輸出較高頻率的PWM波形。

當(dāng)E＜v_m＜v_trb1、v_trb2＜v_m＜2E時，逆變器總輸出為電平E，此時低壓單元輸出電平E，開關(guān)管Q₁₁和Q₁₄開通，高壓單元輸出0電平，開關(guān)管Q₂₂和Q₂₄開通。當(dāng)v_trb1＜v_m＜2E、E＜v_m＜v_trb2 時，逆變器總輸出為電平E，此時低壓單元輸出電平E，開關(guān)管Q₁₁和Q₁₄開通，高壓單元輸出0電平，開關(guān)管Q₂₁和Q₂₃開通。當(dāng)v_trb1＜v_m＜2E且v_trb2＜v_m＜2E時，逆變器總輸出為電平2E，此時低壓單元輸出電平0，開關(guān)管Q₁₁和Q₁₃開通，高壓單元輸出2E電平，開關(guān)管Q₂₁和Q₂₄開通。此區(qū)間內(nèi)兩個功率單元配合工作，交替輸出高電平，即低壓單元輸出電平E時，高壓單元輸出0電平，低壓單元輸出0電平時，高壓單元輸出2E電平，最終輸出的高頻PWM波形。

其中，當(dāng)v_trb1＜v_m＜2E時，高壓單元開關(guān)管Q₂₁開通，當(dāng)v_trb2＜v_m＜2E時，高壓單元開關(guān)管Q₂₄開通。如此，當(dāng)同時滿足v_trbt＜v_m＜2E和v_trb2＜v_m＜2E時，開關(guān)管Q₂₁和Q₂₄同時開通，高壓單元輸出電平2E；如滿足v_trb1＜v_m＜2E而不滿足v_trb2＜v_m＜2E時，開關(guān)管Q₂₁開通，開關(guān)管Q₂₄關(guān)斷，高壓單元輸出0電平；如不滿足v_trb1＜v_m＜2E而滿足v_trb2＜v_m＜2E時，開關(guān)管Q₂₁關(guān)斷，開關(guān)管Q₂₄開通，高壓單元輸出0電平。結(jié)合圖3可以清晰地看出，高壓單元輸出PWM脈沖的頻率為其驅(qū)動信號頻率的兩倍，因此有效地提高了高壓單元的等效開關(guān)頻率。

通過以上分析，可以得出低壓單元輸出v_Lo，高壓單元輸出v_Ho，以及級聯(lián)逆變器的輸出v_o如下式所示：

第三層載波區(qū)域：該層三角載波信號v_tra與調(diào)制信號v_m進行比較，合成逆變器總輸出為的PWM波形。此時，低壓單元輸出v_Lo，高壓單元輸出v_Ho，以及級聯(lián)逆變器的輸出v_o如下式所示：

當(dāng)2E＜v_m＜v_tra時，逆變器總輸出為電平2E，此時高壓單元輸出電平2E，開關(guān)管Q₂₁和Q₂₄導(dǎo)通，低壓單元輸出0電平，開關(guān)管Q₁₁和Q₁₃導(dǎo)通；當(dāng)v_tra＜v_m＜3E時，逆變器總輸出為電平3E，此時高壓單元輸出電平2E，開關(guān)管Q₂₁和Q₂₄導(dǎo)通，低壓單元輸出電平E，開關(guān)管Q₁₁和Q₁₄開通。因此，在第三層載波區(qū)域，高壓單元恒輸出電平2E，且開關(guān)管Q₂₁和Q₂₄恒開通；低壓單元輸出的高頻PWM波形，且開關(guān)管Q₁₁恒開通，開關(guān)管Q₁₄的驅(qū)動信號為高頻PWM脈沖，由調(diào)制信號v_m與三角載波信號v_tra的比較結(jié)果確定。

表1列出了在基準正弦信號v_ref正半周期各層載波區(qū)域內(nèi)高、低壓單元和級聯(lián)逆變器的輸出情況以及各開關(guān)管的工作情況?？梢钥闯?，在基準正弦信號v_ref正半周期內(nèi)，對于低壓單元，開關(guān)管Q₁₁恒導(dǎo)通(開關(guān)管Q₁₂恒關(guān)斷)，當(dāng)v_trc＜v_m＜v_trb1或v_trc＜v_m＜v_trb2或v_m＞v_tra時，開關(guān)管Q₁₄開通，反之開關(guān)管Q₁₃開通；對于高壓單元，在第一層載波區(qū)域內(nèi)，開關(guān)管Q₂₁保持開通，開關(guān)管Q₂₄保持關(guān)斷，在第三層載波區(qū)域內(nèi)，開關(guān)管Q₂₁和開關(guān)管Q₂₄均保持開通，在第二層載波區(qū)域內(nèi)，當(dāng)v_m＞v_trb1時，開關(guān)管Q₂₁開通，當(dāng)v_m＞v_trb2時，開關(guān)管Q₂₄開通。通過邏輯運算可以得到在基準正弦信號v_ref正半周期各開關(guān)管的數(shù)學(xué)邏輯表達式為：

表1正半周期各單元輸出及相應(yīng)的開關(guān)管狀態(tài)

表2列出了在基準正弦信號v_ref負半周期各層載波區(qū)域內(nèi)高、低壓單元和級聯(lián)逆變器的輸出情況以及各開關(guān)管的工作情況?？梢钥闯觯诨鶞收倚盘杤_ref負半周期內(nèi)，對于低壓單元，開關(guān)管Q₁₂恒導(dǎo)通(開關(guān)管Q₁₁恒關(guān)斷)，當(dāng)v_trc＜v_m＜v_trb1或v_trc＜v_m＜v_trb2或v_m＞v_tra時，開關(guān)管Q₁₃開通，反之開關(guān)管Q₁₄開通；對于高壓單元，在第一層載波區(qū)域內(nèi)，開關(guān)管Q₂₂保持開通，開關(guān)管Q₂₃保持關(guān)斷，在第三層載波區(qū)域內(nèi)，開關(guān)管Q₂₂和開關(guān)管Q₂₃均保持開通，在第二層載波區(qū)域內(nèi)，當(dāng)v_m＞v_trb1時，開關(guān)管Q₂₂開通，當(dāng)v_m＞v_trb2時，開關(guān)管Q₂₃開通。通過邏輯運算可以得到在基準正弦信號v_ref負半周期內(nèi)各開關(guān)管的數(shù)學(xué)邏輯表達式為：

結(jié)合以上分析以及基準正弦信號v_ref、負半周內(nèi)開關(guān)管的驅(qū)動規(guī)律，可以得到一個調(diào)制周期內(nèi)各開關(guān)管邏輯驅(qū)動信號的統(tǒng)一數(shù)學(xué)表達式：

表2負半周期各單元輸出及相應(yīng)的開關(guān)管狀態(tài)

根據(jù)此表達式，可以得到上述調(diào)制方法的電路實現(xiàn)示意圖如圖4所示，它由邏輯脈沖發(fā)生電路和驅(qū)動邏輯運算電路兩部分構(gòu)成。其中，邏輯脈沖發(fā)生電路由基準正弦信號(v_ref)、絕對值運算電路(Abs)、三角載波信號(v_tra、v_trc)、載波信號(v_trb1、v_trb2)和五個比較器(T₁～T₅)組成，其功能是通過調(diào)制信號v_m和三角載波信號v_tra、v_trc以及載波信號v_trb1、v_trb2分別進行比較產(chǎn)生四個邏輯脈沖信號A、B₁、B₂、C，基準正弦信號v_ref直接和零電壓比較產(chǎn)生其極性脈沖信號D。驅(qū)動邏輯運算電路由七個雙輸入與門(Y₁～Y₇)、六個雙輸入或門(Z₁～Z₆)和八個非門(X₁～X₈)組成，其功能是實現(xiàn)上述統(tǒng)一數(shù)學(xué)邏輯表達式所描述的驅(qū)動邏輯規(guī)律。下面詳細介紹其實現(xiàn)原理：

在邏輯脈沖發(fā)生電路中：基準正弦信號v_ref接入絕對值運算電路Abs的輸入端，絕對值運算電路Abs的輸出端為調(diào)制信號v_m。調(diào)制信號v_m分別接入比較器T₁～T₄的正相輸入端，三角載波信號v_tra接入比較器T₁的反相輸入端，載波信號v_trb1接入比較器T₂的反相輸入端，載波信號v_trb2接入比較器T₃的反相輸入端，三角載波信號v_trc接入比較器T₄的反相輸入端?；? 準正弦信號v_ref接入比較器T₅的正相輸入端，比較器T₅的反相輸入端接零參考電位。

在驅(qū)動邏輯運算電路中：比較器T₅輸出的極性脈沖信號D作為開關(guān)管Q₁₁的驅(qū)動信號，比較器T₅輸出端接非門X3后的輸出信號作為開關(guān)管Q₁₂的驅(qū)動信號；比較器T₂輸出的邏輯脈沖信號B₁接非門X₁輸入端，比較器T₃輸出的邏輯脈沖信號B₂接非門X₂輸入端，非門X₁和X₂的輸出信號接或門Z₁的兩個輸入端，或門Z₁的輸出端和比較器T₄輸出的邏輯脈沖信號C接與門Y₂的兩個輸入端，與門Y₂的輸出端和比較器T₁輸出的邏輯脈沖信號A接或門Z₃的兩個輸入端，或門Z₃的輸出端經(jīng)非門X₄后和開關(guān)管Q₁₂的驅(qū)動信號接與門Y₄的兩個輸入端，或門Z₃的輸出端和極性脈沖信號D接與門Y₅的兩個輸入端，與門Y₄的輸出端和與門Y₅的輸出端接或門Z₅的兩個輸入端，或門Z₅的輸出信號作為開關(guān)管Q₁₄的驅(qū)動信號，或門Z₅的輸出端接非門X₆后的輸出信號作為開關(guān)管Q₁₃的驅(qū)動信號；邏輯脈沖信號B₂經(jīng)非門X₂后和邏輯脈沖信號B₁接或門Z₂的兩個輸入端，或門Z₂的輸出端經(jīng)非門X₅后和開關(guān)管Q₁₂的驅(qū)動信號接與門Y₆的兩個輸入端，或門Z₂的輸出端和極性脈沖信號D接與門Y₇的兩個輸入端，與門Y₆的輸出端和與門Y₇的輸出端接或門Z₆的兩個輸入端，或門Z₆的輸出信號作為開關(guān)管Q₂₁的驅(qū)動信號，或門Z₆的輸出端接非門X₇后的輸出信號作為開關(guān)管Q₂₂的驅(qū)動信號；比較器T₃和T₅的輸出端接與門Y₁的兩個輸入端，比較器T₃輸出端經(jīng)非門X₂后和開關(guān)管Q₁₂的驅(qū)動信號接與門Y₃的兩個輸入端，與門Y₁的輸出端和與門Y₃的輸出端接或門Z₄的兩個輸入端，或門Z₄的輸出信號作為開關(guān)管Q₂₄的驅(qū)動信號，或門Z₄的輸出端接非門X₈后的輸出信號作為開關(guān)管Q₂₃的驅(qū)動信號。

圖5是應(yīng)用本發(fā)明所提的基于載波層疊的倍頻調(diào)制方法時，混合級聯(lián)H橋七電平逆變器上、下級聯(lián)單元輸出電壓以及合成后的逆變器總輸出電壓仿真波形。從圖中可以看出兩個單元協(xié)同工作，合成輸出為高頻調(diào)制的七電平PWM波形。此外，兩個單元輸出電壓極性始終相同，因此不存在功率倒灌問題。

圖6為應(yīng)用本發(fā)明所提方法時，高壓單元開關(guān)管的驅(qū)動信號和相應(yīng)的輸出電壓波形?？梢钥闯?，在電壓區(qū)間[E，2E]內(nèi)，高壓單元輸出電壓的等效開關(guān)頻率為其開關(guān)管實際工作頻率的兩倍，即高壓單元實現(xiàn)了倍頻調(diào)制，因此可以在較低的高壓單元開關(guān)頻率下提高輸出電壓的波形質(zhì)量，改善輸出電壓的諧波特性。