本發(fā)明涉及柔性交流輸配電及電力電子技術(shù)領域，特別涉及一種基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)及方法。

背景技術(shù)：

現(xiàn)代工業(yè)電網(wǎng)中，電機的啟動、大負荷的啟停、負荷的非線性等各種干擾導致工業(yè)電網(wǎng)電壓畸變、不平衡電壓的上升和下降、電壓閃變、負載電流不平衡等，引起工業(yè)電網(wǎng)電能質(zhì)量明顯下降。而隨著大量新技術(shù)的廣泛應用，各種檢測控制設備等敏感負荷所占的比重越來越大，相應地對電網(wǎng)電能質(zhì)量的要求越來越高。那么，為了給用戶提供純凈的電源，電能質(zhì)量綜合補償裝置的研究非常重要。統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC(Unified Power Quality Conditioner)能夠?qū)I(yè)電網(wǎng)電能質(zhì)量實現(xiàn)綜合補償，為用戶提供穩(wěn)定、可靠的綠色電源。

但是，目前的UPQC拓撲結(jié)構(gòu)由于受到單個功率器件耐壓能力的限制只能應用到低壓場合，而無法滿足中壓大功率場合的要求。為解決此問題，UPQC拓撲結(jié)構(gòu)的各個橋臂必然會通過串聯(lián)以及并聯(lián)多個開關(guān)器件的方式來降低單個開關(guān)器件所承受的電壓，因此增加了開關(guān)器件控制的復雜性。將多電平技術(shù)應用到UPQC領域，研究一種新型的UPQC拓撲結(jié)構(gòu)是非常必要的。文獻“A multilevel converter-based universal power conditioner”，提出了一種5電平的二極管箝位式的電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器。文獻“Multilevel voltage-source-converter topologies for industrial medium-voltage drives”提出此種拓撲應用在中高壓場合會有很大的局限性，如需要大量的電容，電容信號采集復雜，為保持電容電壓平衡需要復雜的調(diào)制策略等，因此用二極管鉗位型實現(xiàn)的UPQC僅限于三或四電平。

文獻“基于模塊化多電平換流器MMC(Modular Multilevel Converter)拓撲的新型中壓統(tǒng)一電能質(zhì)量控制器”和文獻“基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器控制策略研究”對于MMC-UPQC補償功能進行了研究，但均聚焦在電網(wǎng)電壓的畸變、負載電流的諧波及無功功率等方面，沒有針對不平衡電源電壓及不平衡負載的情況進行探討。而電網(wǎng)在實際運行過程中，可能會發(fā)生各種不平衡，從而影響某些重要負荷的正常運行，甚至會導致某些設備發(fā)生故障保護，帶來較大的經(jīng)濟損失。所以為提高電網(wǎng)電能質(zhì)量，有必要對MMC-UPQC在電網(wǎng)發(fā)生不平衡、畸變、諧波等各種電能質(zhì)量問題時的綜合補償控制功能進行研究。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明提供一種基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)及方法。

本發(fā)明的技術(shù)方案如下：

一種基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)，包括：

串聯(lián)于電網(wǎng)和負載之間的模塊化多電平換流器即串聯(lián)MMC；

與負載并聯(lián)的模塊化多電平換流器即并聯(lián)MMC；

控制電路：根據(jù)電網(wǎng)側(cè)電壓、電流信號和負載側(cè)電壓、電流信號，分別通過串聯(lián)MMC和并聯(lián)MMC補償控制電網(wǎng)側(cè)引起的電壓質(zhì)量問題和負載側(cè)引起的電流質(zhì)量問題；

串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC共用直流環(huán)節(jié)，形成基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)，串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC分別通過變壓器連接至電網(wǎng)側(cè)和負載側(cè)，控制電路包括串聯(lián)側(cè)控制器、并聯(lián)側(cè)控制器，分別連接串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC。

一種采用所述系統(tǒng)的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制方法，包括：

步驟1、利用基爾霍夫電壓定律、電流定律分析串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的各相上下橋臂與直流側(cè)組成的回路，得到abc靜止坐標系下的MMC模型，利用Park變換矩陣將abc靜止坐標系下的模型進行變換，得到dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的微分方程矩陣模型；

步驟2、采用小信號分析的方法，將dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的微分方程矩陣模型中的電氣量用小信號表示，獲得MMC在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的小信號模型；

步驟3、控制電路利用并聯(lián)MMC輸出補償電流和穩(wěn)定直流側(cè)電壓；

步驟4、控制電路利用串聯(lián)MMC輸出補償電壓。

所述步驟3包括：

步驟3-1、串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC所形成的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中，并聯(lián)側(cè)控制策略采用雙環(huán)控制，電壓外環(huán)采用PI控制來維持直流側(cè)電壓，電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦控制對并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量、q軸分量進行解耦控制；

步驟3-2、將負載電流與基波正序有功電流的差值作為電流補償量注入電網(wǎng)；

步驟3-3、電流內(nèi)環(huán)控制過程中在負載電流發(fā)生畸變和不平衡時，基波正序電流分量采用PI調(diào)節(jié)器實現(xiàn)無靜差控制，其它電流分量采用準PR調(diào)節(jié)器實現(xiàn)無靜差控制。

所述步驟4包括：

步驟4-1、串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC所形成的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中，串聯(lián)側(cè)控制策略采用雙環(huán)控制，電壓外環(huán)采用PI控制獲得電流內(nèi)環(huán)的參考指令值，電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦控制對串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量、q軸分量進行解耦控制；

步驟4-2、將電網(wǎng)電壓與負載電壓參考值的差值作為電壓補償量注入電網(wǎng)；

步驟4-3、電流內(nèi)環(huán)在電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變和不平衡時，基波正序電壓分量采用PI調(diào)節(jié)器實現(xiàn)無靜差控制，其它電壓分量采用準PR調(diào)節(jié)器實現(xiàn)無靜差控制。

本發(fā)明的有益效果：

1)本發(fā)明利用一種新型的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)，能夠克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，在中壓大功率領域具有明顯的應用優(yōu)勢，如無需增加高壓直流母線電容(或串聯(lián)連接)，輸出電平數(shù)量多，電壓諧波含量少。

2)本發(fā)明針對除基波正序電流、電壓以外的分量采用準PR調(diào)節(jié)器實現(xiàn)無靜差控制，不僅可以針對系統(tǒng)畸變、諧波及無功功率等情況下進行補償，還可以針對不平衡電源電壓及不平衡負載的情況進行補償，較好地解決了來自電網(wǎng)電壓的電能質(zhì)量問題，使負載可以得到優(yōu)質(zhì)可靠的供電，同時也較好地控制來自負載側(cè)的電能質(zhì)量問題向電網(wǎng)擴散，使系統(tǒng)的電能質(zhì)量得到了全面的改善。

附圖說明

圖1是本發(fā)明具體實施例中基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2是本發(fā)明具體實施例中MMC數(shù)學建模流程圖；

圖3是本發(fā)明具體實施例中三相MMC拓撲結(jié)構(gòu)圖，(a)為三相MMC拓撲結(jié)構(gòu)，(b)為子模塊SM拓撲結(jié)構(gòu)；

圖4是本發(fā)明具體實施例中利用并聯(lián)MMC輸出補償電流和穩(wěn)定直流側(cè)電壓的控制框圖；

圖5是本發(fā)明具體實施例中串聯(lián)MMC的基波正序電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器示意圖；

圖6是本發(fā)明具體實施例中控制器利用串聯(lián)MMC輸出補償電壓的控制框圖；

圖7是本發(fā)明具體實施例中補償電網(wǎng)電壓畸變實驗波形，(a)畸變的電網(wǎng)電壓，(b)補償后的負載電壓波形；

圖8是本發(fā)明具體實施例中無功功率與諧波的綜合補償實驗波形，(a)補償前電網(wǎng)的a相電壓與電流波形，(b)補償后電網(wǎng)的a相電壓與電流波形；

圖9是本發(fā)明具體實施例中電網(wǎng)電壓不平衡補償實驗波形，(a)補償前電網(wǎng)的b相與c相電壓波形，(b)補償后負載的b相與c相電壓波形；

圖10是本發(fā)明具體實施例中非線性及不平衡負載的補償實驗波形，(a)負載電流波形，(b)補償后電網(wǎng)電流波形，(c)補償后電網(wǎng)的a相電壓與電流波形。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和實施例，對本發(fā)明的具體實施方式作進一步詳細描述。以下實施例用于說明本發(fā)明，但不用來限制本發(fā)明的范圍。

一種基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)，如圖1所示，包括：

串聯(lián)于電網(wǎng)和負載之間的模塊化多電平換流器即串聯(lián)MMC；

與負載并聯(lián)的模塊化多電平換流器即并聯(lián)MMC；

控制電路：根據(jù)電網(wǎng)側(cè)電壓、電流信號和負載側(cè)電壓、電流信號，分別通過串聯(lián)MMC和并聯(lián)MMC補償控制電網(wǎng)側(cè)引起的電壓質(zhì)量問題和負載側(cè)引起的電流質(zhì)量問題；

串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC共用直流環(huán)節(jié)，組成背靠背型拓撲結(jié)構(gòu)，形成基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)，串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC分別通過變壓器連接至電網(wǎng)側(cè)和負載側(cè)，控制電路包括串聯(lián)側(cè)控制器、并聯(lián)側(cè)控制器，分別連接串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC。待提高的系統(tǒng)電壓、電流信號經(jīng)變壓器輸入至統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC的拓撲結(jié)構(gòu)，以DSP為核心的控制器控制該拓撲結(jié)構(gòu)以提高電網(wǎng)電能質(zhì)量。本發(fā)明提供的基于統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制系統(tǒng)既能補償系統(tǒng)的畸變、諧波等電能質(zhì)量問題，也能補償系統(tǒng)不平衡的電能質(zhì)量問題，全面地提高電力系統(tǒng)的電能質(zhì)量，特別是有效地彌補現(xiàn)有技術(shù)補償控制的不足。

串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC均為如圖3(a)所示的三相MMC，是一種將多個子模塊進行串聯(lián)的新型拓撲結(jié)構(gòu)。圖中包括6個橋臂，由串聯(lián)的電感L和電阻R等效的電抗器與一定數(shù)目的如圖3(b)所示的子模塊SM(sub-module)串聯(lián)后構(gòu)成各橋臂，各相上、下橋臂共同構(gòu)成相單元。上、下橋臂的子模塊配合投切擬合交流電壓，同時維持直流電壓恒定。圖中MMC網(wǎng)側(cè)交流相電壓和交流相電流分別為u_sk、i_k，k＝a，b，c，各相上、下橋臂電流分別為i_kP、i_kN，直流母線電壓為u_dc，子模塊的直流電容電壓為u_c。

設上、下橋臂各有n個子模塊SM，上、下橋臂的子模塊SM可看成是占空比分別為d_kP、d_kN控制的電壓源。根據(jù)基爾霍夫電壓定律、電流定律，按照圖3所示的參考方向，對三相MMC的各相上下橋臂與直流側(cè)組成的回路，有如下關(guān)系式：

式中，d_kP為各相上橋臂的子模塊SM的占空比，d_kN為各相下橋臂的子模塊SM的占空比；

在圖3中，P點相對于直流假想中性點O的電壓u_Po為+u_dc/2，而N點相對于中性點O的電壓u_No為-u_dc/2，則三相MMC的各相上、下橋臂的電壓u_kP、u_kN與直流側(cè)電壓的關(guān)系為：

式中，u_ko表示MMC各相等效交流輸出電壓相對于中性點O的電壓。

由式(2)的兩式相加可得

u_kP+u_kN＝u_dc (3)

由式(2)的兩式相減可得

u_ko＝(u_kN-u_kP)/2 (4)

為維持直流電壓相對穩(wěn)定，各相上、下橋臂的子模塊SM投入總數(shù)在任意時刻均為n。

直流母線電壓u_dc為上、下橋臂輸出電壓u_kP、u_kN之和：

u_dc＝u_kP+u_kN＝nu_c (5)

將(1)的兩式相加可得：

由(6)式可得：

由式(2)可知各相上、下橋臂的子模塊SM輸出電壓之和滿足關(guān)系：

由式(8)可知上、下橋臂的占空比滿足：

式中，表示三相MMC各相的等效輸出調(diào)制比。

上述基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC的拓撲結(jié)構(gòu)中，串聯(lián)MMC可以等效為一個受控電壓源，類似于串聯(lián)型有源電力濾波器，主要補償來自電網(wǎng)側(cè)的電壓波動、電壓諧波、電壓不平衡等電壓質(zhì)量問題，以保持負載電壓仍為三相平衡的額定電壓；并聯(lián)MMC可以等效為一個受控電流源，類似于并聯(lián)型有源電力濾波器，主要用于抑制各種非線性、沖擊性、不平衡負載引起的諧波、無功和負序電流使電網(wǎng)電流仍能保持與電網(wǎng)基波正序電壓同相的正弦波。

一種采用所述系統(tǒng)的電網(wǎng)電能質(zhì)量控制方法，包括：

步驟1、利用基爾霍夫電壓定律、電流定律分析串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的各相上下橋臂與直流側(cè)組成的回路，得到abc靜止坐標系下的MMC模型，利用Park變換矩陣將abc靜止坐標系下的模型進行變換，得到dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的MMC模型即微分方程矩陣模型；

由式(1)和式(9)可得：

abc靜止坐標系下的MMC模型：

微分方程矩陣模型：

其中，i_d是三相MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量，i_q是三相MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量，d_d是三相MMC各相等效輸出調(diào)制比的d軸分量，d_q是三相MMC各相等效輸出調(diào)制比的q軸分量，u_sd是三相MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量，u_sq是三相MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量，ω為電網(wǎng)基波角頻率；

Park變換矩陣為

步驟2、采用小信號分析的方法，將dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的微分方程矩陣模型中的電氣量u_sd、u_sq、u_c、d_d、d_q、i_d、i_q用小信號表示，獲得dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的小信號模型；

在微分方程矩陣模型中，存在著變量d_du_c、d_qu_c的乘積，具有典型的非線性特性，需要對MMC的微分方程矩陣模型線性化。為得到MMC的線性化模型，采用小信號分析的方法。設定U_sd、U_sq、U_c、D_d、D_q、I_d、I_q為MMC的靜態(tài)工作點，均為三相MMC的擾動量。

三相MMC的靜態(tài)工作點滿足靜態(tài)關(guān)系：

利用上式的靜態(tài)關(guān)系將微分方程矩陣模型進行化簡，并將微分方程矩陣模型中的電氣量用含小信號表達式改寫，分別確定出串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的小信號模型即標準的線性模型；

串聯(lián)MMC或并聯(lián)MMC的小信號模型：

如圖2所示，針對三相MMC的拓撲結(jié)構(gòu)，利用基爾霍夫電壓定律、電流定律分析串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的各相上下橋臂與直流側(cè)組成的回路，得到abc靜止坐標系下的MMC模型，利用Park變換矩陣將abc靜止坐標系下的模型進行變換，得到dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的MMC模型即微分方程矩陣模型；再通過小信號分析方法，將dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的微分方程矩陣模型中的電氣量用小信號表示，獲得dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC的小信號模型。

步驟3、并聯(lián)側(cè)控制器利用并聯(lián)MMC輸出補償電流和穩(wěn)定直流側(cè)電壓；

所述步驟3包括：

步驟3-1、串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC所形成的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中，并聯(lián)側(cè)控制策略采用雙環(huán)控制，電壓外環(huán)采用PI控制來維持直流側(cè)電壓，電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦控制對并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量、q軸分量進行解耦控制；

由于三相MMC的橋臂電感直接串聯(lián)在各相橋臂內(nèi)，由式(14)可知，MMC在dq坐標系下的小信號模型的電流d、q軸之間依然相互耦合，不利于控制，因此在進行電流環(huán)設計時，關(guān)鍵問題是解決電流的解耦控制。

近似認為子模塊SM電容電壓保持恒定，即因為電流控制屬于內(nèi)環(huán)控制，響應速度快。如用下標1表示并聯(lián)MMC，可以將式(14)所得的三相MMC在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的小信號模型進一步簡化：

對于式(15)的小信號模型，采用前饋解耦控制來補償式中的耦合項使得其最終輸出能抵消耦合項的影響。

當電流調(diào)節(jié)采用PI調(diào)節(jié)時，則三相MMC輸出電壓的d、q軸分量的控制方程如下：

式中：分別為三相MMC輸出電流的d、q軸分量的參考值；K_Ip、K_Ii分別為電流內(nèi)環(huán)的比例增益和積分增益，s為拉普拉斯算子。將式(16)代入式(15)得：

顯然，式(17)表明：基于前饋的解耦控制使三相MMC的電流內(nèi)環(huán)d、q軸分量實現(xiàn)了解耦控制。

步驟3-2、將負載電流與基波正序有功電流的差值作為電流補償量注入電網(wǎng)；

直流側(cè)母線電壓的參考值u_dcref與直流母線電壓u_dc的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后得到i_1dc。負載電流d軸分量i_Ld經(jīng)低通濾波器LPF得到基波正序有功電流所對應的分量，將其反極性后與i_Ld相加后獲得負載有功電流中除基波正序以外的其他電流分量，將其疊加到i_1dc上得到并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量參考值i_1dref。

步驟3-3、電流內(nèi)環(huán)控制過程中在負載電流發(fā)生畸變和不平衡時，基波正序電流分量采用PI調(diào)節(jié)器實現(xiàn)無靜差控制，其它電流分量采用準PR調(diào)節(jié)器實現(xiàn)無靜差控制。

負載電流i_L在發(fā)生畸變和不平衡時，例如負載為非線性且不平衡的情況，除包含基波正序電流外，還包含基波負序電流、諧波電流以及無功電流。通過同步旋轉(zhuǎn)坐標變換，只有基波正序電流變換成直流量，其中d軸的直流分量即為基波正序有功電流所對應的分量，也就是與基波正序電壓同相位的電流所對應的分量，q軸的直流分量為基波正序無功電流所對應的分量。基波負序分量轉(zhuǎn)換為2次諧波分量，而k次正序電流變換為k-1次分量，k次負序電流變換為k+1次分量。為提高電能質(zhì)量，UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中并聯(lián)側(cè)必須產(chǎn)生補償電流，控制除基波正序有功電流以外的其他電流分量擴散至電網(wǎng)。由于直流分量采用PI調(diào)節(jié)器即可實現(xiàn)無靜差控制，因此在dq旋轉(zhuǎn)坐標系中，典型的PI調(diào)節(jié)器即可實現(xiàn)對基波正序分量較好的控制，PI調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為：

式中，K_p1為比例增益，K_i為積分增益。

由于除基波正序電流外的其他電流分量在dq旋轉(zhuǎn)坐標系中呈現(xiàn)為交流分量，因此PI調(diào)節(jié)器則無法實現(xiàn)其無靜差控制。為解決此問題可采用常規(guī)比例諧振PR(Proportional Resonant)調(diào)節(jié)器，PR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為：

式中，K_p為比例增益，K_R為積分增益，ω₀為諧振頻率。

由式(19)可知，常規(guī)PR調(diào)節(jié)器在ω₀處與非ω₀處的增益完全不同，前者趨于無窮大，后者卻很小。所以，常規(guī)PR調(diào)節(jié)器可以實現(xiàn)特定頻率的無靜差控制，但也導致當電網(wǎng)頻率波動時對電網(wǎng)頻率的魯棒性變差，滿足不了控制的要求。

因此，本發(fā)明在常規(guī)PR調(diào)節(jié)器的基礎上，提出了一種準PR調(diào)節(jié)器，在保持常規(guī)PR調(diào)節(jié)器高增益的同時也提高了系統(tǒng)抗電網(wǎng)頻率波動能力，準PR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為：

式中，ω_c為截止角頻率。

由式(20)可見，ω_c在傳遞函數(shù)中影響調(diào)節(jié)器的增益和帶寬，是準PR調(diào)節(jié)器設計的主要環(huán)節(jié)。設電網(wǎng)電壓頻率波動范圍為±0.5Hz，經(jīng)過計算可得出準PR調(diào)節(jié)器的帶寬為ω_c/πHz，則ω_c/π＝1Hz，從而ω_c＝3Hz。

因此為實現(xiàn)UpQC拓撲結(jié)構(gòu)中并聯(lián)側(cè)的補償功能，在dq旋轉(zhuǎn)坐標系中除采用PI調(diào)節(jié)器外，還應針對基波負序電流、k次諧波電流變換得到的2次諧波分量、k-1次及k+1次諧波分量進行準PR調(diào)節(jié)器控制。由于負載諧波電流大多為6k±1次，因此UPQC在進行補償控制時可僅考慮6k±1次諧波。另外，由于6k±1次諧波進行dq變換后得到6k次諧波分量，所以相應的準PR調(diào)節(jié)器則應設置為6k次基波頻率的準PR調(diào)節(jié)器，傳遞函數(shù)為：

此時為實現(xiàn)d、q軸之間的解耦，三相MMC輸出電壓的d、q軸分量的控制方程(16)變?yōu)椋?/p>

整個并聯(lián)側(cè)控制框圖如圖4所示，其中，u_1cLaref、u_1cLbref、u_1cLcref分別為三相MMC的a、b、c相輸出電壓的參考值。i_Ld是負載電流d軸分量，LPF是低通濾波器，i_1dref是并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量參考值，G_PI(s)是PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，G′_q-PR(s)是準PR調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，v_1d是并聯(lián)MMC輸出電壓的d軸分量，u_dc是直流母線電壓，u_dcref是直流母線電壓u_dc的參考值，i_1dc是直流母線電壓PI調(diào)節(jié)器的輸出信號，u_1sd是并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量，2是常量，PLL是鎖相環(huán)，θ是電網(wǎng)電壓相位角，ωL是耦合項系數(shù)，i_abc是并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電流，T_abc/dq是Park變換矩陣，i_1qref(i_Lq)是并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量參考值(負載電流q軸分量)，i_1q是并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量，i_1d是并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量，u_1sq是并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量，v_1q是并聯(lián)MMC輸出電壓的q軸分量，T_dq/abc是Park反變換矩陣，SVPWM是空間矢量調(diào)制算法，s_a是并聯(lián)MMC的a相開關(guān)函數(shù)，s_b是并聯(lián)MMC的b相開關(guān)函數(shù)，s_c是并聯(lián)MMC的c相開關(guān)函數(shù)。

經(jīng)鎖相環(huán)PLL得到電網(wǎng)電壓相位角θ，由并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電流i_abc和θ根據(jù)Park變換矩陣T_abc/dq可獲得并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量i_1d和并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量i_1q。

并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量參考值i_1qref，即負載電流q軸分量i_Lq，與并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量i_1q的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器和準PR調(diào)節(jié)器后，將其反極性與2倍的并聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量u_1sq相疊加并與耦合項ωLi_1d相減獲得并聯(lián)MMC輸出電壓的q軸分量v_1q。

i_1d與i_1dref的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器和準PR調(diào)節(jié)器后，將其反極性與2倍的并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量u_1sd相疊加并與耦合項ωLi_1q相減獲得并聯(lián)MMC輸出電壓的d軸分量v_1d。

v_1d、v_1q經(jīng)Park反變換矩陣T_dq/abc后可得三相MMC的a、b、c相輸出電壓的參考值u_1cLaref、u_1cLbref、u_1cLcref，再經(jīng)空間矢量調(diào)制算法SVPWM可獲得三相MMC的a、b、c相開關(guān)函數(shù)s_a、s_b、s_c。

對UPQC拓撲結(jié)構(gòu)而言，構(gòu)成背靠背結(jié)構(gòu)的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC是共用直流電壓的，因此，并聯(lián)MMC需要為串聯(lián)MMC提供有功支撐，維持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定。由于UPQC拓撲結(jié)構(gòu)的串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC在正常運行時自身需要消耗一定的有功功率，從而對直流側(cè)電壓的穩(wěn)定造成某種程度的影響，因此，為穩(wěn)定直流側(cè)電壓，則需要補充串并聯(lián)MMC本身消耗的有功功率。采用外環(huán)d軸定直流電壓控制的方法，比較UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中直流母線電壓u_dc及其參考值u_dcref，二者的差值通過PI調(diào)節(jié)器加到了內(nèi)環(huán)電流的參考指令上，即d軸指令i_1dref，從而通過并聯(lián)側(cè)控制器來控制并聯(lián)MMC吸收的有功電流，當輸入功率等于串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC本身消耗的有功功率時，直流側(cè)電壓就會保持穩(wěn)定。

步驟4、串聯(lián)側(cè)控制器利用串聯(lián)MMC輸出補償電壓。

基于MMC的UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中應向電網(wǎng)注入電源電壓u與負載電壓u_L之間的差值以保持負載電壓為額定值。由于串聯(lián)MMC中通過子模塊級聯(lián)，使得輸出交流電壓通過疊加逼近正弦波，級聯(lián)數(shù)目越多，逼近正弦波效果越好，因此可以取消串聯(lián)側(cè)的濾波電容，在降低成本的同時也降低了系統(tǒng)的控制復雜性。串聯(lián)側(cè)以輸出補償電壓為目標，與并聯(lián)側(cè)相似仍采取雙環(huán)控制的方案，其中電壓外環(huán)采用PI控制獲得電流內(nèi)環(huán)的參考指令值，而電流內(nèi)環(huán)可以建立起與并聯(lián)側(cè)電流內(nèi)環(huán)同樣的方程，然后對方程進行前饋解耦控制。當電網(wǎng)電壓發(fā)生不平衡和畸變時，補償電壓除包含基波正序電壓外，還包含諧波和不平衡分量。通過dq旋轉(zhuǎn)坐標軸變換，基波負序電壓變?yōu)?次諧波分量，而k次正序諧波電壓變換為k-1次電壓分量，k次負序諧波電壓變換為k+1次電壓分量。由于沒有三相全橋拓撲中濾波電容參數(shù)的影響，在dq坐標系中，補償電壓中變換成直流分量的基波正序電壓控制可采用PI調(diào)節(jié)器，如圖5所示，圖中的下標2表示串聯(lián)MMC。為提高電網(wǎng)電能質(zhì)量，在dq旋轉(zhuǎn)坐標系中，基于MMC的UPQC拓撲結(jié)構(gòu)串聯(lián)側(cè)除采用PI調(diào)節(jié)器外，還應通過相應頻率的準PR調(diào)節(jié)器補償諧波電壓和不平衡電壓。為降低控制的復雜性，串聯(lián)側(cè)的準PR調(diào)節(jié)器的設計參照并聯(lián)側(cè)，即只對6k±1諧波電壓進行無靜差控制，其傳遞函數(shù)表達式仍為式(21)所示。

由于基于MMC的UPQC拓撲結(jié)構(gòu)的串、并聯(lián)側(cè)具有相似性，電流內(nèi)環(huán)參考并聯(lián)側(cè)方法進行設計。在設計電流內(nèi)環(huán)時，可近似認為子模塊電容電壓不變，即于是根據(jù)式(14)可得到MMC串聯(lián)換流器在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的小信號模型為

為使輸出抵消耦合項的影響仍采用前饋解耦控制，方法同并聯(lián)側(cè)。

所述步驟4包括：

步驟4-1、串聯(lián)MMC、并聯(lián)MMC所形成的基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中，串聯(lián)側(cè)控制策略采用雙環(huán)控制，電壓外環(huán)采用PI控制獲得電流內(nèi)環(huán)的參考指令值，電流內(nèi)環(huán)采用基于前饋解耦控制對串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量、q軸分量進行解耦控制；

步驟4-2、將電網(wǎng)電壓與負載電壓參考值的差值作為電壓補償量注入電網(wǎng)；

電網(wǎng)電壓的d軸分量u_d與負載電壓的d軸分量參考值u_Ldref的差值經(jīng)串聯(lián)側(cè)的變壓器得到串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量參考值u_2sdref；電網(wǎng)電壓的q軸分量u_q與負載電壓的q軸分量參考值u_Lqref的差值經(jīng)串聯(lián)側(cè)的變壓器得到串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量參考值u_2sqref；

步驟4-3、電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變和不平衡時，電流內(nèi)環(huán)的基波正序電壓分量采用PI調(diào)節(jié)器實現(xiàn)無靜差控制，其它電壓分量采用準PR調(diào)節(jié)器實現(xiàn)無靜差控制。

設串聯(lián)側(cè)的變壓器變比為M，整個串聯(lián)側(cè)控制框圖如圖6所示，u_d是電網(wǎng)電壓的d軸分量，u_q是電網(wǎng)電壓的q軸分量，u_Ldref是負載電壓的d軸分量參考值，u_Lqref是負載電壓的q軸分量參考值，u_2sdref是串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量參考值，u_2sqref是串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量參考值，u_2sd是串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量，u_2sq是串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量，G_PI(s)是PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，G′_q-PR(s)是準PR調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，u_2d是串聯(lián)MMC的電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的d軸分量輸出信號，v_2d是串聯(lián)MMC輸出電壓的d軸分量，2是常量，PLL是鎖相環(huán)，θ是電網(wǎng)電壓相位角，T_abc/dq是Park變換矩陣，ωL是耦合項系數(shù)，i_2d是串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量，i_2q是串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量，i_2dref是串聯(lián)MMC的電流內(nèi)環(huán)d軸分量參考值，i_2qref是串聯(lián)MMC的電流內(nèi)環(huán)q軸分量參考值，u_2q是串聯(lián)MMC的電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的q軸分量輸出信號，v_2q是串聯(lián)MMC輸出電壓的q軸分量，T_dq/abc是Park反變換矩陣，u_2cLaref是串聯(lián)MMC的a相輸出電壓參考值，u_2cLbref是串聯(lián)MMC的b相輸出電壓參考值，u_2cLcref是串聯(lián)MMC的c相輸出電壓參考值，SVPWM是空間矢量調(diào)制算法，s_a是串聯(lián)MMC的a相開關(guān)函數(shù)，s_b是串聯(lián)MMC的b相開關(guān)函數(shù)，s_c是串聯(lián)MMC的c相開關(guān)函數(shù)。

經(jīng)鎖相環(huán)PLL得到電網(wǎng)電壓相位角θ，由串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電流i_abc和θ根據(jù)Park變換矩陣T_abc/dq可獲得串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量i_2d和并聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量i_2q。

將u_2sdref與串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量u_2sd相減后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器和準PR調(diào)節(jié)器獲得串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量參考值i_2dref，i_2dref與串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量i_2d的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器獲得u_2d，將u_2d反極性后與2倍的串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓d軸分量u_2sd相疊加并與耦合項ωLi_2q相減后獲得串聯(lián)MMC輸出電壓的d軸分量v_2d。

將u_2sqref與串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量u_2sq相減后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器和準PR調(diào)節(jié)器獲得串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量參考值i_2qref，i_2qref與串聯(lián)MMC網(wǎng)側(cè)電流的q軸分量i_2q的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器獲得u_2q，將u_2q反極性后與2倍的串聯(lián)MMC的網(wǎng)側(cè)電壓q軸分量u_2sq相疊加并與耦合項ωLi_2d相減后獲得串聯(lián)MMC輸出電壓的q軸分量v_2q。

v_2d、v_2q經(jīng)Park反變換矩陣T_dq/abc后可得三相MMC的a、b、c相輸出電壓的參考值u_2cLaref、u_2cLbref、u_2cLcref，再經(jīng)空間矢量調(diào)制算法SVPWM可獲得三相MMC的a、b、c相開關(guān)函數(shù)s_a、s_b、s_c。

集成于基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)的控制器DSP控制該拓撲結(jié)構(gòu)，可以針對電網(wǎng)電壓畸變、不平衡電網(wǎng)電壓、諧波、無功功率、不平衡負載的情況進行補償，優(yōu)化了電網(wǎng)電能質(zhì)量。

結(jié)合現(xiàn)有的實驗條件設計并搭建了一臺小功率、低電壓等級的小型MMC-UPQC實驗樣機，并在樣機上對本發(fā)明系統(tǒng)及方法進行了驗證。

電網(wǎng)諧波電壓實驗如圖7所示，實驗中模擬的電網(wǎng)電壓是由三相動力電經(jīng)三相交流調(diào)壓器后獲得，負載為阻性負載，其中的圖7(a)為電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變時a相波形，其中含有16.21％的5次諧波，7.41％的7次諧波，THD為17.82％，圖7(b)圖為經(jīng)過基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中串聯(lián)MMC進行檢測并補償后的a相負載電壓實驗波形，此時負載電壓THD降為3.69％，補償效果顯著。因此，經(jīng)過基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)的補償，負載電壓可以呈現(xiàn)較好的正弦波形。

諧波與無功功率綜合補償實驗如圖8所示，諧波源采用三相整流橋帶阻感負載，其中R＝1.7Ω、L＝10mH。由圖8(a)可以看出，補償前電網(wǎng)電流產(chǎn)生了較嚴重的畸變，含有較多的諧波成分，另外其相位滯后于電網(wǎng)電壓，功率因數(shù)較低，由圖8(b)可以看出，通過基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)補償后的電網(wǎng)電流具有較好的正弦波形，且與電網(wǎng)電壓相位基本相同，功率因數(shù)明顯提高，因此驗證了系統(tǒng)具有良好的諧波及無功功率綜合補償能力。

圖9是電網(wǎng)電壓發(fā)生不平衡、負載為三相平衡電阻時的實驗波形圖。從圖9(a)可以看出，此時c相電壓為額定電壓的70％，而從圖9(b)可以看出，通過基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中串聯(lián)MMC的補償，使負載側(cè)電壓仍能夠獲得平衡的電壓，較好地解決了來自電網(wǎng)側(cè)的電能質(zhì)量問題。

圖10是系統(tǒng)三相負載為非線性及不平衡時的實驗波形圖。圖10(a)為負載電流波形圖，圖10(b)為通過基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中并聯(lián)MMC進行補償后電網(wǎng)電流波形圖，圖10(c)為通過基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)補償后電網(wǎng)的a相電壓與電流波形圖，從圖10(a)可以看出，負載電流中含有較多的諧波成分且不平衡。從圖10(b)和圖10(c)可以看出，在基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)中并聯(lián)MMC進行補償后，電網(wǎng)電流具有較好的正弦波形，且與電網(wǎng)電壓相位基本相同，功率因數(shù)明顯提高，較好地解決了來自負載側(cè)的電能質(zhì)量問題。

本發(fā)明提供的一種基于電網(wǎng)的統(tǒng)一電能質(zhì)量控制系統(tǒng)及方法，針對中壓和高功率場合，利用多電平技術(shù)提出了一種基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)，并建立了MMC的小信號模型，在小信號模型的基礎上提出了對基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)的串、并聯(lián)側(cè)的控制策略，最后以樣機為實驗平臺對提出的策略進行了相應的實驗驗證。實驗結(jié)果表明，在系統(tǒng)畸變和不平衡條件下，提出的串、并聯(lián)側(cè)控制策略可以使基于MMC的統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC拓撲結(jié)構(gòu)較好地實現(xiàn)補償功能，全面地提高系統(tǒng)的電能質(zhì)量。

最后應說明的是：以上各實施例僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案，而非對其限制；盡管參照前述各實施例對本發(fā)明進行了詳細的說明，本領域的普通技術(shù)人員應當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的技術(shù)方案進行修改，或者對其中部分或者全部技術(shù)特征進行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應技術(shù)方案的本質(zhì)脫離本發(fā)明權(quán)利要求所限定的范圍。