本發(fā)明屬于電子設(shè)計(jì)技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于電容電荷平衡升降壓DC-DC變換器系統(tǒng)及控制方法。

背景技術(shù)：

實(shí)際應(yīng)用中，很多設(shè)備需要電源，開關(guān)電源因功耗小、效率高等特點(diǎn)漸漸地被應(yīng)用在各個(gè)領(lǐng)域。開關(guān)電源分為AC-DC和DC-DC兩大類，控制方法的選擇和設(shè)計(jì)對(duì)其性能十分重要，采用不同的檢測(cè)信號(hào)和控制電路會(huì)有不同的控制效果。

現(xiàn)有的基于伏秒平衡原理控制的DC-DC變換器和滯環(huán)電流控制的DC-DC變換器，輸出負(fù)載電流變化時(shí)，暫態(tài)過程電路處于斷續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)均具有較好的動(dòng)態(tài)性能。但負(fù)載電流突變范圍較大電路進(jìn)入斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)時(shí)，動(dòng)態(tài)性能將不是很理想，影響供電設(shè)備的穩(wěn)定性、可靠性，限制其應(yīng)用場(chǎng)合。因此，設(shè)計(jì)一種基于電容電荷平衡升降壓DC-DC變換器系統(tǒng)及控制方法具有應(yīng)用價(jià)值。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了克服上述現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明的目的是提供一種基于電容電荷平衡升降壓DC-DC變換器系統(tǒng)及控制方法，利用電容電荷平衡原理，根據(jù)變換器不同的工作模式提出對(duì)應(yīng)的暫態(tài)滯環(huán)電流控制策略，在DCM下，使得變換器仍具有較好的動(dòng)態(tài)性能，滿足實(shí)際需求。

為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是：

一種基于電容電荷平衡升降壓DC-DC變換器系統(tǒng)，包括DC-DC變換器、采樣電路、判斷處理電路和控制電路，DC-DC變換器輸出端連接采樣電路的輸入端，采樣電路輸出端連接判斷處理電路的輸入端，判斷處理電路的輸出端連接控制電路的輸入端，控制電路的輸出端連接DC-DC變換器形成閉環(huán)反饋系統(tǒng)；

所述的DC-DC變換器采用BUCK-BOOST DC-DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入；

所述的采樣電路采樣輸出電流、電感電流和輸出電壓和輸入電壓，并將采樣信息發(fā)送到判斷處理模塊；

所述的判斷處理電路采用處理器STM32F4，實(shí)現(xiàn)判斷輸出負(fù)載電流是否發(fā)生突降，如果突降，判斷電路工作模式，連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)或斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)，并發(fā)送信息到控制電路模塊；

所述的控制電路輸出頻率占空比可變的PWM波，精確地控制BUCK-BOOST DC-DC變換器開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷。

一種基于電容電荷平衡的升降壓DC-DC變換器系統(tǒng)及控制方法，包括以下步驟：

1)采樣電路采樣輸出電流、電感電流、輸出電壓和輸入電壓；

2)將采樣信息送入判斷處理模塊，根據(jù)BUCK-BOOST DC-DC變換器輸入輸出電壓之間的關(guān)系，推導(dǎo)出實(shí)時(shí)平均電感電流I_L(t)；

3)處理器將前一時(shí)刻的I_L2和這一時(shí)刻I_L1作比較，判斷負(fù)載電流是否發(fā)生變化，如果I_L2-I_L1>ΔI，則突變發(fā)生，反之，負(fù)載電流保持不變；如果突降，判斷電路工作狀態(tài)是DCM還是CCM；

4)根據(jù)判斷結(jié)果采用相應(yīng)的控制策略，如果負(fù)載電流變換范圍較大進(jìn)入DCM，則采用DCM控制策略，如果變化范圍較小處于CCM，則采用CCM控制策略。

5)根據(jù)不同步控制策略，控制變換器開關(guān)管的占空比，使輸出電壓穩(wěn)定。

所述的步驟1)中電流檢測(cè)電路采用霍爾傳感器CSM001A，其匝數(shù)比為25:1000，可根據(jù)電路電流大小i和處理器處理最大電壓Vmax，計(jì)算出采樣電阻R，即滿足R<Vmax/(40i)。

所述的步驟3)中判斷突變后電路工作模式是DCM或CCM，具體步驟為：

1)負(fù)載電流突變，假定變換器處于CCM，根據(jù)電容電荷平衡原理，分析出理想的波形如圖2所示。圖中I_o2和I_o1分別為前一時(shí)刻I_L2和這一時(shí)刻I_L1對(duì)應(yīng)的輸出平均電流，H為變換器暫態(tài)參數(shù)；

2)負(fù)載電流突降，開關(guān)關(guān)斷，電容C充電電荷量為Q₁，即S₁的面積，如式(1),

i_L1,min為電感電流最小值，其中如式(2)

3)電感電流最小時(shí)，開關(guān)導(dǎo)通，電容C放電電荷量為Q₂，即S₂的面積，則如式(3)、式(4)，

Q₂＝I_o1×T_on (3)

其中

4)根據(jù)電容電荷平衡原理Q₁＝Q₂，得式(5)

5)如果處理器計(jì)算出H>0，則電路工作于CCM，否則，電路進(jìn)入DCM。

所述的步驟4)中控制策略包含CCM和DCM兩部分，分析方法如下：

第一部分：CCM下，根據(jù)式(2)、(4)和(5)可求出開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷時(shí)間，從而精確地控制開關(guān)動(dòng)作；

第二部分：DCM下，給出圖3的電路波形圖，電路工作過程如下：

1)負(fù)載電流突降，S關(guān)斷(即0時(shí)刻)。

2)輸出電壓大于額定輸出電壓時(shí)，S保持關(guān)斷(即0～t3時(shí)刻)，變換器工作在以下三個(gè)階段；

①t∈[0，t₁)：i_L(t)>I_o1，儲(chǔ)存在電感中的能量同時(shí)給電容和負(fù)載供能，過渡過程滿足微分方程為式(6)，

初始條件為式(7)、式(8)，

u_o(0)＝U_e＝24 (7)

根根據(jù)式(7)和式(8)，求出微分方程的解u_o(t)。0到t₁時(shí)刻的時(shí)間Δt₁為式(9)，

Δt₁＝(I_L2+0.5ΔI-I_o1)L/U_e (9)

將t_1＝Δt₁代入u_o(t)，求出輸出電壓u_o(t₁)；

②t∈[t₁，t₂)：i_L(t)<I_o1，電容C和電感同時(shí)給負(fù)載供能，過渡過程滿足微分方程為式(10)，

初始條件為式(11)，

根據(jù)式(11)，求出輸出電壓u_o(t)，t₁到t₂的時(shí)間Δt₂為式(12)，

Δt₂＝I_o1L/U_e (12)

將t₂＝t₁+Δt₂代入u_o(t)，求出輸出電壓u_o(t₂)；

③t∈[t₂，t₃)：i_L＝0，電路工作在DCM，僅由電容C給負(fù)載供能，過渡過程的微分方程為式(13)，

將u_o(t₃)＝24V代入式(13)，求出t₂到t₃時(shí)刻經(jīng)歷的時(shí)間Δt₃為式(14)，

3)輸出電壓小于等于額定輸出電壓時(shí)，S導(dǎo)通(即t₃～t₄時(shí)刻)，電容給負(fù)載供能，變換器滿足的微分方程為式(15)，

t＝t₄時(shí)，電感電流為i_L(t₄)＝I_L1-0.5ΔI，暫態(tài)過程結(jié)束，電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)過程，t₃到t₄的時(shí)間Δt₄為式(16)，

Δt₄＝(I_L1-0.5ΔI)L/u_i (16)

將t＝Δt₄代入式(16)，求出輸出電壓u_o(t₄)；

4)根據(jù)每階段工作時(shí)間，可精確地控制開關(guān)動(dòng)作，實(shí)現(xiàn)智能控制。

本發(fā)明的有益效果是：

本發(fā)明所提供DC-DC變換器系統(tǒng)及控制方法可智能地判斷負(fù)載電流是否變降，進(jìn)而判斷電路所處的工作模式是DCM或CCM，根據(jù)不同的工作模式，利用電容電荷平衡原理采取對(duì)應(yīng)的控制策略，從而保證了變換器在不同的工作模式均具有較好的動(dòng)態(tài)性能，提高供電設(shè)備的可靠性。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的組成結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2為本發(fā)明CCM下變換器的理想波形圖。

圖3為本發(fā)明DCM下變換器的理想波形圖。

圖4為本發(fā)明CCM下變換器的仿真波形圖。

圖5為本發(fā)明DCM下變換器的仿真波形圖。

其中，1為DC-DC變換器；2為采樣電路；3為判斷處理電路；4為控制電路模塊。

具體實(shí)施方式

以下結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明進(jìn)一步敘述。

如圖1所示，一種基于電容電荷平衡升降壓DC-DC變換器系統(tǒng)，包括DC-DC變換器1、采樣電路2、判斷處理電路3和控制電路4，DC-DC變換器1輸出端連接采樣電路2的輸入端，采樣電路2輸出端連接判斷處理電路3的輸入端，判斷處理電路3的輸出端連接控制電路4的輸入端，控制電路4的輸出端連接DC-DC變換器1形成閉環(huán)反饋系統(tǒng)；

所述的DC-DC變換器1采用BUCK-BOOST DC-DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入；

所述的采樣電路2采樣輸出電流、電感電流和輸出電壓和輸入電壓，并將采樣信息發(fā)送到判斷處理模塊；

所述的判斷處理電路3采用處理器STM32F4，實(shí)現(xiàn)判斷輸出負(fù)載電流是否發(fā)生突降，如果突降，判斷電路工作模式，連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)或斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)，并發(fā)送信息到控制電路模塊；

所述的控制電路4輸出頻率占空比可變的PWM波，精確地控制BUCK-BOOST DC-DC變換器開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷。

一種基于電容電荷平衡的升降壓DC-DC變換器系統(tǒng)及控制方法，包括以下步驟：

1)采樣電路采樣輸出電流、電感電流、輸出電壓和輸入電壓；

2)將采樣信息送入判斷處理模塊，根據(jù)BUCK-BOOST DC-DC變換器輸入輸出電壓之間的關(guān)系，推導(dǎo)出實(shí)時(shí)平均電感電流I_L(t)；

3)處理器將前一時(shí)刻的I_L2和這一時(shí)刻I_L1作比較，判斷負(fù)載電流是否發(fā)生變化，如果I_L2-I_L1>ΔI，則突變發(fā)生，反之，負(fù)載電流保持不變；如果突降，判斷電路工作狀態(tài)是DCM還是CCM；

4)根據(jù)判斷結(jié)果采用相應(yīng)的控制策略，如果負(fù)載電流變換范圍較大進(jìn)入DCM，則采用DCM控制策略，如果變化范圍較小處于CCM，則采用CCM控制策略。

5)根據(jù)不同步控制策略，控制變換器開關(guān)管的占空比，使輸出電壓穩(wěn)定。

所述的步驟1)中電流檢測(cè)電路采用霍爾傳感器CSM001A，其匝數(shù)比為25:1000，可根據(jù)電路電流大小i和處理器處理最大電壓Vmax，計(jì)算出采樣電阻R，即滿足R<Vmax/(40i)。

所述的步驟3)中判斷突變后電路工作模式是DCM或CCM，具體步驟為：

1)負(fù)載電流突變，假定變換器處于CCM，根據(jù)電容電荷平衡原理，分析出理想的波形如圖2所示。圖中I_o2和I_o1分別為前一時(shí)刻I_L2和這一時(shí)刻I_L1對(duì)應(yīng)的輸出平均電流，H為變換器暫態(tài)參數(shù)；

2)負(fù)載電流突降，開關(guān)關(guān)斷，電容C充電電荷量為Q₁，即S₁的面積，如式(1),

i_L1,min為電感電流最小值，其中如式(2)

3)電感電流最小時(shí)，開關(guān)導(dǎo)通，電容C放電電荷量為Q₂，即S₂的面積，則如式(3)、式(4)，

Q₂＝I_o1×T_on (3)

其中

4)根據(jù)電容電荷平衡原理Q₁＝Q₂，得式(5)

5)如果處理器計(jì)算出H>0，則電路工作于CCM，否則，電路進(jìn)入DCM。

所述的步驟4)中控制策略包含CCM和DCM兩部分，分析方法如下：

第一部分：CCM下，根據(jù)式(2)、(4)和(5)可求出開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷時(shí)間，從而精確地控制開關(guān)動(dòng)作；

第二部分：DCM下，給出圖3的電路波形圖，電路工作過程如下：

1)負(fù)載電流突降，S關(guān)斷(即0時(shí)刻)。

2)輸出電壓大于額定輸出電壓時(shí)，S保持關(guān)斷(即0～t3時(shí)刻)，變換器工作在以下三個(gè)階段；

④t∈[0，t₁)：i_L(t)>I_o1，儲(chǔ)存在電感中的能量同時(shí)給電容和負(fù)載供能，過渡過程滿足微分方程為式(6)，

初始條件為式(7)、式(8)，

u_o(0)＝U_e＝24 (7)

根根據(jù)式(7)和式(8)，求出微分方程的解u_o(t)。0到t₁時(shí)刻的時(shí)間Δt₁為式(9)，

Δt₁＝(I_L2+0.5ΔI-I_o1)L/U_e (9)

將t_1＝Δt₁代入u_o(t)，求出輸出電壓u_o(t₁)；

⑤t∈[t₁，t₂)：i_L(t)<I_o1，電容C和電感同時(shí)給負(fù)載供能，過渡過程滿足微分方程為式(10)，

初始條件為式(11)，

根據(jù)式(11)，求出輸出電壓u_o(t)，t₁到t₂的時(shí)間Δt₂為式(12)，

Δt₂＝I_o1L/U_e (12)

將t₂＝t₁+Δt₂代入u_o(t)，求出輸出電壓u_o(t₂)；

⑥t∈[t₂，t₃)：i_L＝0，電路工作在DCM，僅由電容C給負(fù)載供能，過渡過程的微分方程為式(13)，

將u_o(t₃)＝24V代入式(13)，求出t₂到t₃時(shí)刻經(jīng)歷的時(shí)間Δt₃為式(14)，

3)輸出電壓小于等于額定輸出電壓時(shí)，S導(dǎo)通(即t₃～t₄時(shí)刻)，電容給負(fù)載供能，變換器滿足的微分方程為式(15)，

t＝t₄時(shí)，電感電流為i_L(t₄)＝I_L1-0.5ΔI，暫態(tài)過程結(jié)束，電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)過程，t₃到t₄的時(shí)間Δt₄為式(16)，

Δt₄＝(I_L1-0.5ΔI)L/u_i (16)

將t＝Δt₄代入式(16)，求出輸出電壓u_o(t₄)；

4)根據(jù)每階段工作時(shí)間，可精確地控制開關(guān)動(dòng)作，實(shí)現(xiàn)智能控制。

上述內(nèi)容均是對(duì)升降壓DC-DC開關(guān)電源系統(tǒng)的理論分析，出于論證的嚴(yán)密性，在MATLAB/simulik軟件中對(duì)負(fù)載電流突降過程進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。仿真參數(shù)為：輸入電壓范圍為16～32V，額定輸出電壓為24V，開關(guān)頻率f＝50kHz，L＝1mH，C＝300μF，ΔI＝100mA，負(fù)載電流突降范圍分別為500mA到400mA和500mA到100mA。

從圖4和圖5仿真結(jié)果可以看出，負(fù)載電流突變范圍不同時(shí)，電路工作于不同的模式。突變范圍小，電路工作于CCM，突變范圍大，電路進(jìn)入DCM，針對(duì)不同的工作模式采用對(duì)應(yīng)的控制策略，使得變換器均具有較好的動(dòng)態(tài)性能。