本發(fā)明涉及微電網(wǎng)電力變換技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種儲能變流系統(tǒng)與變流器及四象限運行器的控制方法和控制器。

背景技術(shù)：

我國西北部等光伏和風電豐富的地區(qū)出現(xiàn)了大規(guī)模的棄光和棄風現(xiàn)象，其重要原因之一就是光伏發(fā)電和風力發(fā)電的輸出不穩(wěn)定導(dǎo)致的并網(wǎng)困難。目前，主流的解決方案是為這些光伏電站或者風電場配套一定容量的儲能系統(tǒng)，起到一個改善電能質(zhì)量和“蓄水池”的緩沖作用，以及對大電網(wǎng)的削峰填谷作用，由于儲能系統(tǒng)可以并網(wǎng)運行，也可以離網(wǎng)運行，有效地提高了區(qū)域電網(wǎng)的供電可靠性和安全性。

儲能系統(tǒng)主要由儲能裝置、儲能變流器和并網(wǎng)開關(guān)等組成，其中，儲能變流器是儲能系統(tǒng)能量變換和傳輸?shù)暮诵?，實現(xiàn)了儲能裝置直流到電網(wǎng)交流電的轉(zhuǎn)換，以及儲能裝置和電網(wǎng)之間的能量的雙向傳輸。

電能變換是通過儲能變流器中功率開關(guān)器件的高頻開關(guān)來實現(xiàn)的，這就給交流側(cè)電流引入了高次的諧波，交流側(cè)電流的諧波含量是衡量儲能變流器品質(zhì)的一個重要指標，雖然儲能變流器中一般都會有LC或者LCL型濾波電路，但受限于體積、重量和成本，濾波電感器和電容器不會太大，濾波電路的截止頻率一般選取為功率開關(guān)器件開關(guān)頻率的10％，對于高頻諧波的濾除效果顯著，但對于25次以內(nèi)的次高頻諧波濾除效果不佳。

因此，需要一種有效的裝置和方法來減小儲能變流器的交流側(cè)電流諧波含量，改善輸出電能質(zhì)量。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供了一種儲能變流系統(tǒng)與變流器及四象限運行器的控制方法和控制器，以解決現(xiàn)有技術(shù)中對儲能變換器交流側(cè)電流中次高頻諧波濾除效果不佳的問題。

為達到上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案是這樣實現(xiàn)的：

一方面，本發(fā)明提供了一種儲能變流器中四象限運行器的控制方法，該方法包括：

將預(yù)先確定的饋網(wǎng)電流參考值與儲能變流器交流側(cè)的電感電流相減，得到偏差信號，并將偏差信號經(jīng)過準比例諧振控制器調(diào)制得到電壓基準信號；

將儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流進行集員濾波處理，得到饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號；

將饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號經(jīng)過相對應(yīng)的增益處理后作為減量與電壓基準信號相減，得到電壓參考信號；

將電壓參考信號經(jīng)過PWM發(fā)生器調(diào)制，得到控制四象限運行器功率開關(guān)管的開通與關(guān)斷的SPWM控制信號。

另一方面，本發(fā)明提供了一種儲能變流器中四象限運行器的控制器，該控制器包括：第一減法器、準比例諧振控制器、集員濾波器、第一增益器，第二減法器、PWM發(fā)生器；

第一減法器，用于將預(yù)先確定的饋網(wǎng)電流參考值與儲能變流器交流側(cè)電感電流相減，得到偏差信號并發(fā)送給準比例諧振控制器；

準比例諧振控制器，用于對接收到的偏差信號進行調(diào)制，得到電壓基準信號并發(fā)送給第二減法器；

集員濾波器，用于將儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流進行集員濾波處理，得到饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號并發(fā)送給第一增益器；

第一增益器，用于對饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號進行相對應(yīng)的增益處理，并將增益后的各次諧波電流的狀態(tài)估計信號發(fā)送給第二減法器；

第二減法器，用于將增益后的各次諧波電流的狀態(tài)估計信號作為減量與電壓基準信號相減，得到電壓參考信號并發(fā)送給PWM發(fā)生器；

PWM發(fā)生器，用于對電壓參考信號進行調(diào)制，得到控制四象限運行器功率開關(guān)管的開通與關(guān)斷的SPWM控制信號。

再一方面，本發(fā)明提供了一種儲能變流器，包括四象限運行器和與四象限運行器連接的上述控制器。

又一方面，本發(fā)明還提供了一種儲能變流系統(tǒng)，包括儲能裝置，電網(wǎng)和上述儲能變流器，儲能變流器連接在儲能裝置和電網(wǎng)之間，用于為儲能裝置充電或為電網(wǎng)供電。

本發(fā)明實施例的有益效果是：本發(fā)明通過對儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流進行集員濾波處理，得到饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號后，并利用增益后的狀態(tài)估計信號修正電壓基準信號，得到電壓參考信號，使PWM發(fā)生器根據(jù)電壓參考信號生成所需的SPWM控制信號，控制四象限運行器功率開關(guān)管的開通與關(guān)斷，從而減小交流電流中諧波含量較高的次高頻諧波含量，改善輸出電能的質(zhì)量。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實施例提供的儲能變流器中四象限運行器的控制器的結(jié)構(gòu)框圖；

圖2為本發(fā)明實施例提供的控制器的信號處理流程圖；

圖3為本發(fā)明實施例提供的儲能變流器中四象限運行器的控制方法流程圖；

圖4為本發(fā)明實施例提供的儲能變流器結(jié)構(gòu)框圖；

圖5為本發(fā)明實施例提供的儲能變流器結(jié)構(gòu)圖；

圖6為本發(fā)明實施例提供的另一種儲能變流器的結(jié)構(gòu)圖；

圖7為本發(fā)明實施例提供的儲能變流系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面將結(jié)合附圖對本發(fā)明實施方式作進一步地詳細描述。

實施例一

圖1為本發(fā)明實施例提供的儲能變流器中四象限運行器的控制器的結(jié)構(gòu)框圖，如圖1所示，該控制器1包括：第一減法器11、準比例諧振控制器12、集員濾波器13、第一增益器14，第二減法器15、PWM(Pulse Width Modulation，脈沖寬度調(diào)制)發(fā)生器16；

第一減法器11與準比例諧振控制器QPR 12連接，用于將預(yù)先確定的饋網(wǎng)電流參考值與儲能變流器交流側(cè)電感電流相減，得到偏差信號并發(fā)送給準比例諧振控制器QPR 12；其中，饋網(wǎng)電流參考值為交流電流；

準比例諧振控制器QPR 12與第二減法器15連接，用于對接收到的偏差信號進行調(diào)制，得到電壓基準信號并發(fā)送給第二減法器15；

集員濾波器SMF 13與第一增益器14連接，用于將儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流進行集員濾波處理，得到饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號并發(fā)送給第一增益器14；

第一增益器14與第二減法器15連接，用于對饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號進行相對應(yīng)的增益處理，并將增益后的各次諧波電流的狀態(tài)估計信號發(fā)送給第二減法器15；

第二減法器15與PWM發(fā)生器16連接，用于將增益后的各次諧波電流的狀態(tài)估計信號作為減量與電壓基準信號相減，得到電壓參考信號并發(fā)送給PWM發(fā)生器16；

PWM發(fā)生器16，用于對電壓參考信號進行調(diào)制，得到控制四象限運行器功率開關(guān)管的開通與關(guān)斷的SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脈沖寬度調(diào)制)控制信號。

本實施例的控制器通過利用集員濾波器SMF對儲能變換器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流進行集員濾波處理，得到饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號后，利用增益后的狀態(tài)估計信號修正電壓基準信號，得到電壓參考信號，使PWM發(fā)生器根據(jù)電壓參考信號生成所需的SPWM控制信號，控制四象限運行變換器功率開關(guān)管的開通與關(guān)斷，濾除交流電流中諧波含量較高的次高頻諧波含量，改善輸出電能的質(zhì)量。

雖然本實施例利用增益后的饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號修正電壓基準信號后，使得PWM發(fā)生器生成的SPWM控制信號能夠濾除交流電流中諧波含量較高的次高頻諧波含量，但無法有效地濾除交流電流中的高頻諧波，因此在本實施例的一個優(yōu)選方案中，進一步利用儲能變流器交流側(cè)的電容電流修正電壓基準信號，使PWM發(fā)生器生成的SPWM控制信號還能夠濾除交流電流中的高頻諧波。

在本優(yōu)選方案中，圖1所示的控制器還包括與第二減法器15連接的第二增益器，第二增益器用于將儲能變流器交流側(cè)的電容電流進行增益處理，將增益后的電容電流發(fā)送給第二減法器15；第二減法器15，進一步用于將增益后的各次諧波電流的狀態(tài)估計信號作為減量，以及將增益后的電容電流作為減量，將兩個減量與電壓基準信號與相減，得到電壓參考信號。

由于圖1中的集員濾波器SMF 13僅能處理線性信號，但儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流信號屬于非線性，因此本實施例的一個實現(xiàn)方案中，控制器對饋網(wǎng)電流信號進行了線性化數(shù)字建模。

在本實施例的該實現(xiàn)方案中，圖1中的控制器還包括采樣電路和模型計算電路，采用電路用于以Δt為采樣間隔對饋網(wǎng)電流進行離散化處理，得到離散化的饋網(wǎng)電流

模型計算電路用于建立離散化的饋網(wǎng)電流的狀態(tài)方程為輸出方程為Y(k)＝CX(k)+λ(k)；

其中，I₀和I_n分別表示饋網(wǎng)電流的基波與n(n＝3,5,…,25)次諧波的幅值，ω₀為饋網(wǎng)電流的基波角頻率，θ₀與θ_n分別表示基波和n次諧波的初始相位角，k表示第k次采樣，狀態(tài)變量X(k)＝[x₁(k),x₂(k),...,x₂₆(k)]^T，Y(k)為輸出變量，和λ(k)表示系統(tǒng)過程噪聲和測量噪聲，B＝[1 0 1 0 … 1 0]^T，C＝[1 0 1 0 … 1 0]，

建立饋網(wǎng)電流信號的線性化數(shù)字建模后，集員濾波器SMF 13依照下述方式對儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流進行集員濾波處理：

步驟1，確定濾波參數(shù)β和ρ，以及系統(tǒng)過程噪聲和測量噪聲λ(k)的協(xié)方差Q和R；

步驟2，初始化狀態(tài)變量的估計矩陣和正定矩陣

步驟3，根據(jù)所述線性狀態(tài)方程預(yù)測下一時刻的估計矩陣以及根據(jù)所述線性狀態(tài)方程、濾波參數(shù)和系統(tǒng)過程噪聲的協(xié)方差預(yù)測下一時刻的正定矩陣

步驟4，根據(jù)公式修正預(yù)測到的估計矩陣，得到修正后的下一時刻的估計矩陣以及根據(jù)公式修正預(yù)測到的正定矩陣，得到修正后的下一時刻的正定矩陣

步驟5，利用修正后的下一時刻的估計矩陣更新初始化的估計矩陣以及利用修正后的下一時刻的正定矩陣更新初始化的正定矩陣在下一時刻時返回步驟3進行循環(huán)迭代，直至儲能變流器停止工作。

其中，上述分別表示饋網(wǎng)電流信號中3,5,…,25次諧波的估計值。

為便于說明書本實施例的控制器的具體工作過程，下面參考圖2所示的信號處理流程進行說明。

圖2為本發(fā)明實施例提供的控制器的信號處理流程圖，如圖2所示，控制器對信號處理流程為：

S1，將給定的交流側(cè)的饋網(wǎng)電流參考值i*與反饋回來的交流側(cè)電感電流iL相減，偏差輸入到準比例諧振控制器QPR中得到電壓基準信號u₀。

其中，交流側(cè)的饋網(wǎng)電流參考值i*獲取方法為現(xiàn)有技術(shù)，本實施例不做特別說明。

S2，電壓基準信號u₀與交流側(cè)電容電流iC采樣值經(jīng)過增益K后的信號相減，得到一中間處理信號。

需要指出的是，增益K的取值范圍為(0,1]，增益K起到濾波電容串聯(lián)一個虛擬電阻的作用，以減小濾波電容中流過的電流諧波影響，且不會造成能量損耗。

S3，儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流采樣信號iac經(jīng)過集員濾波器LKF處理后，得到交流電流iac中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號ithn(n代表諧波的階次，在本發(fā)明中n取值為3、5、...、25，因為這些階次的諧波中通常是交流電流諧波含量相對較高的諧波)，ithn經(jīng)過相對應(yīng)增益Kn之后作為減量與上一步驟S2得到的中間處理信號相減，得到電壓參考信號u*。

本步驟可以抵消饋網(wǎng)電流波形中相應(yīng)階次的諧波，類似于有源濾波；其中，增益Kn的取值范圍為(0,1)，其取值取決于儲能變流器交流側(cè)到電網(wǎng)之間的輸出阻抗的大小。

需要說明的是，本實施例為便于說明，將步驟S2和步驟S3分開限定說明，在實現(xiàn)時，步驟S2和S3的信號都輸出到第二減法器作為減量與準比例諧振控制器QPR輸出的電壓基準信號u₀相減。

S4，電壓參考信號u*經(jīng)過PWM發(fā)生器得到SPWM控制信號，通過SPWM控制信號實現(xiàn)對四象限運行器中的功率開關(guān)器件進行控制。

由上，本實施例通過上述步驟S1～S4濾除了交流電流中諧波含量較高的次高頻諧波含量，并且濾除了交流電流中的高頻諧波，有效地改善了輸出電能的質(zhì)量。

需要說明的是，本實施例的儲能變流器交流側(cè)可以連接單相交流電網(wǎng)，也可以連接三相交流電網(wǎng)，如圖5所示，當儲能變流器交流側(cè)連接單相交流電網(wǎng)時，本實施例中儲能變流器交流側(cè)的電感電流iL為電感L5的電流，儲能變流器交流側(cè)的電容電流iC為濾波電容C6的電流，儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流iac為交流預(yù)充電電路7的電流；如圖6所示，當儲能變流器交流側(cè)連接三相交流電網(wǎng)時，本實施例中儲能變流器交流側(cè)的電感電流iL為電感L5處的三相電感電流，儲能變流器交流側(cè)的電容電流iC為濾波電容C7的三相電容電流，儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流iac為交流預(yù)充電電路8處的三相饋網(wǎng)電流電流。

實施例二

本實施例采用與實施例一相同的技術(shù)構(gòu)思，提供了一種儲能變流器中四象限運行器的控制方法。

圖3為本發(fā)明實施例提供的儲能變流器中四象限運行器的控制方法流程圖，如圖3所示，該方法包括：

S300，將預(yù)先確定的饋網(wǎng)電流參考值與儲能變流器交流側(cè)的電感電流相減，得到偏差信號，并將偏差信號經(jīng)過準比例諧振控制器調(diào)制得到電壓基準信號。

S320，將儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流進行集員濾波處理，得到饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號。

S340，將饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號經(jīng)過相對應(yīng)的增益處理后作為減量與電壓基準信號相減，得到電壓參考信號。

S360，將電壓參考信號經(jīng)過PWM發(fā)生器調(diào)制，得到控制四象限運行器功率開關(guān)管的開通與關(guān)斷的SPWM控制信號。

本實施例通過對儲能變換器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流進行集員濾波處理，得到饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號，并利用增益后的狀態(tài)估計信號修正電壓基準信號，得到電壓參考信號，使PWM發(fā)生器根據(jù)電壓參考信號生成所需的SPWM控制信號，控制四象限運行變換器功率開關(guān)管的開通與關(guān)斷，濾除交流電流中諧波含量較高的次高頻諧波含量，平滑分布式電源的輸出，減小電壓波動，改善輸出電能的質(zhì)量。

雖然本實施例利用增益后的饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號修正電壓基準信號后，使得PWM發(fā)生器生成的SPWM控制信號能夠濾除交流電流中諧波含量較高的次高頻諧波含量，但無法有效地濾除交流電流中的高頻諧波，因此在本實施例的一個優(yōu)選方案中，進一步利用儲能變流器交流側(cè)的電容電流修正電壓基準信號，使PWM發(fā)生器生成的SPWM控制信號還能夠濾除交流電流中的高頻諧波。

本優(yōu)選方案中，圖3中步驟S340通過下述方式得到電壓參考信號包括：

將饋網(wǎng)電流中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號經(jīng)過相對應(yīng)的增益處理后作為減量，以及將儲能變流器交流側(cè)的電容電流經(jīng)過增益處理后作為減量，將兩個減量與電壓基準信號與相減，得到電壓參考信號。

由于圖3中儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流信號屬于非線性，因此本實施例還需進一步對饋網(wǎng)電流信號進行線性化數(shù)字建模。

在本實施例的一個實現(xiàn)方案中，利用公式(1)表示儲能變流器交流側(cè)的饋網(wǎng)電流：

其中，I₀和I_n分別表示饋網(wǎng)電流的基波與n(n＝3,5,…,25)次諧波的幅值，ω₀為饋網(wǎng)電流的基波角頻率，θ₀與θ_n分別表示基波和n次諧波的初始相位角。

對饋網(wǎng)電流進行離散化后可以得到離散化的饋網(wǎng)電流i_ac(k)：

公式(2)中的Δt為采樣間隔，k表示第k次采樣，則第k+1次采樣的饋網(wǎng)電流i_ac(k+1)可表示為：

公式(3)正交分解后，可以表示為公式(4)：

令：

可見，變量x₁(k)與變量x₂(k)，變量x₃(k)與變量x₄(k)，…，變量x₂₅(k)與變量x₂₆(k)對應(yīng)表示相互正交的信號分量。

根據(jù)公式(5)和公式(2)可以得到饋網(wǎng)電流的狀態(tài)方程為輸出方程為Y(k)＝CX(k)+λ(k)；

其中，狀態(tài)變量X(k)＝[x₁(k),x₂(k),...,x₂₆(k)]^T，Y(k)為輸出變量，即為饋網(wǎng)電流iac的采樣值，和λ(k)表示系統(tǒng)過程噪聲和測量噪聲，B＝[1 0 1 0 … 1 0]^T，C＝[1 0 1 0 … 1 0]，

由上，饋網(wǎng)電流信號的線性化數(shù)字建模完成，通過上述線性化數(shù)字建模即可通過集員濾波器對交流電流采樣信號中的諧波進行狀態(tài)估計，估計方法如下：

步驟1，確定濾波參數(shù)β和ρ，以及系統(tǒng)過程噪聲和測量噪聲λ(k)的協(xié)方差Q和R；

步驟2，初始化狀態(tài)變量的估計矩陣和正定矩陣

步驟3，根據(jù)線性狀態(tài)方程預(yù)測下一時刻的估計矩陣以及根據(jù)線性狀態(tài)方程、濾波參數(shù)和系統(tǒng)過程噪聲的協(xié)方差預(yù)測下一時刻的正定矩陣

步驟4，根據(jù)公式修正預(yù)測到的估計矩陣，得到修正后的下一時刻的估計矩陣以及根據(jù)公式修正預(yù)測到的正定矩陣，得到修正后的下一時刻的正定矩陣

步驟5，利用修正后的下一時刻的估計矩陣更新初始化的估計矩陣以及利用修正后的下一時刻的正定矩陣更新初始化的正定矩陣在下一時刻時返回步驟3進行循環(huán)迭代，直至儲能變流器停止工作。

其中，上述分別表示饋網(wǎng)電流信號中3,5,…,25次諧波的估計值，即圖2中的交流電流iac中各次諧波電流的狀態(tài)估計信號ithn。

實施例三

基于與實施例一相同的技術(shù)構(gòu)思，本實施例提供了一種儲能變流器。

圖4為本發(fā)明實施例提供的儲能變流器結(jié)構(gòu)框圖，如圖4所示，該儲能變流器400包括四象限運行器4和實施例一中的控制器1,本實施例中的控制器1的結(jié)構(gòu)可參見實施例一的相關(guān)說明，在此不再贅述。

實現(xiàn)時，四象限運行器4和控制器1可以集成為一體。

其中，本實施例中的四象限運行器4是由功率開關(guān)器件組成的全橋式電路拓撲結(jié)構(gòu)，功率開關(guān)器件可以是但不局限于IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，絕緣柵雙極型晶體管)、MOS管(絕緣柵型場效應(yīng)管)或者IGCT(Integrated Gate Commutated Thyristors，集成門極換流晶閘管)，為吸收功率開關(guān)器件開通或關(guān)斷時產(chǎn)生的電壓尖峰，優(yōu)選地在功率開關(guān)器件上并聯(lián)高頻電容；控制器1可以是但不局限于TI的DSP、飛思卡爾的MCU或者其他廠家的數(shù)字信號處理器，控制器1采集的電信號包括但不局限于：交流側(cè)的饋網(wǎng)電流信號iac、交流側(cè)的電感電流信號iL和電容電流信號iC等信號，此外，控制器1還能夠生成控制四象限運行器內(nèi)部功率開關(guān)器件工作的SPWM控制信號。

本實施例中的全橋式電路拓撲結(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)電能的整流/逆變雙向流動，其一端連接直流側(cè)，另一端連接交流側(cè)，可以根據(jù)設(shè)定的有功無功實現(xiàn)逆變交流輸出到交流電網(wǎng)的供電，也可以實現(xiàn)可控整流給儲能裝置充電。

在本實施例的一個優(yōu)選方案中，參考圖5或圖6所示，儲能變流器還包括：直流側(cè)濾波電路和交流側(cè)濾波電路，直流側(cè)濾波電路連接在儲能變流器的儲能端和四象限運行器之間，交流側(cè)濾波電路連接在四象限運行器和儲能變流器的電網(wǎng)端之間，交流側(cè)濾波電路還與控制電路連接。

其中，直流側(cè)濾波電路可濾除直流電流中的高次諧波；交流側(cè)濾波電路可吸收四象限運行器中高頻開關(guān)器件造成的高次諧波，交流側(cè)濾波電路可以采用但不局限于LC型濾波電路或者LCL型濾波電路，參考圖5和圖6，圖5示出了采用串聯(lián)的濾波電感L5和并聯(lián)的濾波電容C6組成的LC型濾波電路，圖6示出了采用串聯(lián)的濾波電感L5和濾波電感L6以及并聯(lián)的濾波電容C7組成的LCL型濾波電路。

在本優(yōu)選方案中，參考圖5所示，儲能變流器還包括：直流預(yù)充電電路1和交流側(cè)預(yù)充電電路7，直流預(yù)充電電路1連接在儲能變流器的儲能端和直流側(cè)濾波電路之間，交流側(cè)預(yù)充電電路7連接在交流側(cè)濾波電路和儲能變流器的電網(wǎng)端之間。

其中，直流預(yù)充電電路1可實現(xiàn)對直流側(cè)電容的充電和處于虧電狀態(tài)的儲能裝置的預(yù)充電；設(shè)計時，直流側(cè)濾波電路1中裝有多個限流電阻，根據(jù)儲能裝置的電壓等級不同，而投切不同數(shù)量的限流電阻，實現(xiàn)寬電壓范圍的接入，而不會出現(xiàn)過流的情況。

交流側(cè)預(yù)充電電路7可以實現(xiàn)交流側(cè)濾波電路和直流側(cè)濾波電路中電容的限流充電，防止電容充電電流過大損壞器件；設(shè)計時，交流側(cè)預(yù)充電電路7裝有多個限流電阻，根據(jù)電網(wǎng)的電壓幅值，而投切不同數(shù)量的限流電阻，從而實現(xiàn)寬電壓范圍的接入，不會出現(xiàn)過流的情況，保護電容和內(nèi)部功率器件。

在本實施例的另一個優(yōu)選方案中，參考圖5，直流側(cè)濾波電路由電解電容C2與串聯(lián)的LC諧振電路3并聯(lián)形成，所述LC諧振電路3的諧振頻率為兩倍電網(wǎng)電壓頻率，利用該LC震蕩電路抑制直流側(cè)電流的二次脈動，提高儲能裝置的循環(huán)壽命。

實施例四

基于與實施例三相同的技術(shù)構(gòu)思，本實施例提供了一種儲能變流系統(tǒng)。

圖7為儲能變流系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，如圖7所示，該儲能變流系統(tǒng)包括儲能裝置9、電網(wǎng)10和實施例三中的儲能變流器400(或儲能變流器500，或儲能變流器600)，儲能變流器連接在儲能裝置9和電網(wǎng)10之間，用于為儲能裝置充電或為電網(wǎng)供電。

本實施例中儲能裝置9集成有電池管理系統(tǒng)(BMS)，實現(xiàn)光伏電站或者風電場電能平滑輸出，抑制電壓波動和削峰填谷；儲能裝置可以是鉛酸/鉛碳電池、鋰離子電池、超級電容或者飛輪電池等，根據(jù)不同的應(yīng)用場合選擇不同的儲能介質(zhì)，比如能量型儲能，則可以選擇鉛酸/鉛碳電池、鈁液流電池等，作為備用電源和/或者削峰填谷，若是功率型儲能，則可以采用鋰離子電池、超級電容等，平滑電能輸出，維持電網(wǎng)穩(wěn)定。本實施例的儲能裝置的電壓范圍為450-700V。

電網(wǎng)10承擔著儲能變流器負載和供電電源的雙重角色，根據(jù)儲能變流器接受的不同指令來變換角色，電網(wǎng)不局限于通常所認為的大電網(wǎng)，還可以是光伏電站或者風電場與電網(wǎng)相連的交流母線，在本實施例中，電網(wǎng)可以為單相交流電網(wǎng)，也可以為三相交流電網(wǎng)。

綜上所述，本發(fā)明實施例公開了一種儲能變流系統(tǒng)與變流器及四象限運行器的控制方法和控制器，本發(fā)明實施例至少具有如下優(yōu)點：

1、本實施例通過多重手段來抑制儲能變流器交流側(cè)交流電流的諧波含量，使其能夠很好地滿足儲能裝置的并網(wǎng)要求，改善與其配套的光伏電站或者風電場等分布式能源的電能輸出質(zhì)量。

2、可以準確的掌握儲能變流器交流側(cè)各節(jié)點處電流和電壓的各次諧波含量，可以替代復(fù)雜的FFT算法。

在分析儲能變流器交流側(cè)各節(jié)點處電流和電壓的各次諧波含量時，采集儲能變流器交流側(cè)相應(yīng)節(jié)點處的電壓或電流信號，將采集到的電壓或電流信號利用本實施例的集員濾波算法進行分析，即可得到該電壓或電流信號中各次諧波含量。

3、可以根據(jù)指令工作于并網(wǎng)或者離網(wǎng)的工作模式，平滑分布式電源的輸出，減小電壓波動，削峰填谷，解決大電網(wǎng)觸及不到地區(qū)的供電難問題。

4、可以抑制直流側(cè)電流的二次脈動，提高儲能裝置的循環(huán)壽命。

為了便于清楚描述本發(fā)明實施例的技術(shù)方案，在發(fā)明的實施例中，采用了“第一”、“第二”等字樣對功能和作用基本相同的相同項或相似項進行區(qū)分，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解“第一”、“第二”等字樣并不對數(shù)量和執(zhí)行次序進行限定。

以上所述，僅為本發(fā)明的具體實施方式，在本發(fā)明的上述教導(dǎo)下，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在上述實施例的基礎(chǔ)上進行其他的改進或變形。本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該明白，上述的具體描述只是更好的解釋本發(fā)明的目的，本發(fā)明的保護范圍應(yīng)以權(quán)利要求的保護范圍為準。