本發(fā)明涉及一種改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的微網(wǎng)逆變器的控制方法。

背景技術(shù)：

微網(wǎng)作為一個(gè)既可并網(wǎng)運(yùn)行亦可脫網(wǎng)獨(dú)立運(yùn)行的小型發(fā)電系統(tǒng)，其網(wǎng)內(nèi)負(fù)荷形式具有很大的隨機(jī)性和多樣性。而網(wǎng)內(nèi)大量民用和工業(yè)用設(shè)備均帶有電力電子器件接口，使得負(fù)荷主要表征為非線性特性。非線性負(fù)載引起的諧波電流在線路阻抗及逆變器輸出阻抗上產(chǎn)生諧波壓降，會(huì)導(dǎo)致母線電壓的畸變，影響母線負(fù)載供電質(zhì)量，嚴(yán)重時(shí)甚至可能引起系統(tǒng)失穩(wěn)。為改善微網(wǎng)供電質(zhì)量，一種常用方法是加裝電能質(zhì)量改善裝置，如有源濾波器。然而，微電網(wǎng)中母線上的用電負(fù)荷類型和容量具有很大的不確定性，這給電能質(zhì)量治理裝置的接入位置選擇帶來困難。要確保負(fù)荷供電電能質(zhì)量就需要大量的電能質(zhì)量調(diào)節(jié)裝置，這無疑會(huì)極大增加微電網(wǎng)系統(tǒng)建設(shè)和運(yùn)行成本。通過微網(wǎng)逆變器增加電能質(zhì)量控制功能，可很容易地實(shí)現(xiàn)諧波的就地補(bǔ)償治理。因此，通過微網(wǎng)逆變器控制使逆變器具備諧波抑制功能，對減少微網(wǎng)中專門用于電能質(zhì)量改善電力電子裝置的投入，以及改善微電網(wǎng)母線電壓質(zhì)量提高系統(tǒng)可靠性，具有重要的理論和現(xiàn)實(shí)意義。非線性負(fù)載條件下微網(wǎng)母線電壓控制，主要是在靜止坐標(biāo)系下采用多諧振控制器的控制方式。針對每個(gè)頻次的諧波分量進(jìn)行控制，每增加一個(gè)頻次諧波分量的控制，便需要增加一個(gè)諧振控制器，而且所有逆變器均參與電壓質(zhì)量的控制。這一控制方案，所有逆變器均參與諧波電壓的控制，逆變器參與電壓質(zhì)量控制沒有選擇性。然而，微電網(wǎng)中并非所有逆變器均適合參與電壓質(zhì)量調(diào)節(jié)，當(dāng)并網(wǎng)逆變器自身滿容量輸出時(shí)，則難以參與電壓質(zhì)量的控制。另外，每增加一次諧波電壓控制，便需增加一個(gè)諧振控制器，逆變器電壓控制器復(fù)雜。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明是為避免上述現(xiàn)有技術(shù)所存在的不足，提供一種系統(tǒng)控制靈活、控制方法簡潔的非線性負(fù)載下改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的微網(wǎng)逆變器的控制方法。

本發(fā)明為解決技術(shù)問題采用如下技術(shù)方案：

本發(fā)明改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的微網(wǎng)逆變器的控制方法的特點(diǎn)是：所述微網(wǎng)逆變器是通過自身控制獨(dú)立工作實(shí)現(xiàn)微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量改善，以及單元之間功率分配；并能夠接受上層中央管理系統(tǒng)調(diào)度，根據(jù)上層管理系統(tǒng)的調(diào)度指令調(diào)整微網(wǎng)逆變器輸出電壓，實(shí)現(xiàn)母線電壓控制與電壓質(zhì)量改善。

本發(fā)明改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的微網(wǎng)逆變器的控制方法的特點(diǎn)也在于：在微網(wǎng)逆變器的電壓控制環(huán)增加諧波阻抗控制，通過模擬諧波負(fù)阻抗吸收負(fù)載諧波電流，改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量。

本發(fā)明改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的微網(wǎng)逆變器的控制方法的特點(diǎn)也在于：實(shí)時(shí)監(jiān)測微網(wǎng)逆變器輸出電流，提取微網(wǎng)逆變器輸出電流的諧波成分，根據(jù)虛擬阻抗及線路阻抗計(jì)算獲得諧波參考電壓，將所述諧波參考電壓疊加至基波參考電壓，進(jìn)而控制逆變器輸出電壓，使逆變器具備負(fù)諧波阻抗特性，以此改善母線電壓質(zhì)量；同時(shí)，所述微網(wǎng)逆變器接受上層管理系統(tǒng)的調(diào)度，實(shí)時(shí)修改虛擬阻抗及線路阻抗的大小以適應(yīng)系統(tǒng)不同運(yùn)行工況。

本發(fā)明改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的微網(wǎng)逆變器的控制方法的特點(diǎn)也在于：所述逆變器輸出電壓的控制算法是：

采用下垂控制計(jì)算獲得逆變器基波參考電壓u_reff；

由饋線電流i_o經(jīng)低通濾波器LPF提取出基波電流i_o1，將所述基波電流i_o1乘以虛擬阻抗Z_v獲得虛擬阻抗電壓u_v；

由饋線電流i_o經(jīng)諧波提取獲得諧波電流分量i_om,m＝6n±1，n＝1,2,3…，將所述諧波電流分量i_om與m次諧波電抗X_m相乘獲得m次諧波電壓參考值u_refm,m＝6n±1；

由饋線電流i_o經(jīng)高通濾波器HPF濾除基波分量得到諧波電流i_h，將所述諧波電流i_h乘以諧波電阻R_h得到諧波電阻參考電壓值u_refR；

則，諧波阻抗電壓參考值u_refh為：

其中，虛擬阻抗Z_v、諧波補(bǔ)償次數(shù)m、諧波電抗X_m以及諧波電阻R_h接受上層中央管理系統(tǒng)的調(diào)度，能夠在線修改。

本發(fā)明改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的微網(wǎng)逆變器的控制方法的特點(diǎn)也在于：

由式(1)計(jì)算獲得微網(wǎng)逆變器參考給定電壓u_ref：

u_ref＝u_reff+u_v+u_refh (1)

將所述微網(wǎng)逆變器參考給定電壓u_ref旋轉(zhuǎn)變換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下參考電壓交直軸分量將微網(wǎng)逆變器輸出電壓u_o旋轉(zhuǎn)變換為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電壓交直軸分量u_odq，則電壓誤差Δu_dq為：

將所述電壓誤差Δu_dq利用由式(2)表征的基波控制器得到基波電流參考值(i_fdq)_k：

(i_fdq)_k＝a₀(Δu_dq)_k+a₁(Δu_dq)_k-1-b₁(i_fdq)_k-1 (2)

式(2)中，k為第k次采樣時(shí)刻，k-1為第k-1次采樣時(shí)刻，b₁＝-1，k_vP為基波控制器比例系數(shù)、k_vI為基波控制器積分系數(shù)，T_s為采樣周期。

所述電壓誤差Δu_dq經(jīng)由式(3)表征的m次諧波控制器得到m次諧波電流參考值(i_md,q)_k：

(i_md,q)_k＝c₁(Δu_dq)_k+c₂(Δu_dq)_k-2-d₁(i_mdq)_k-1-d₂(i_mdq)_k-2 (3)

式(3)中：

其中，m為對應(yīng)的各諧波次數(shù)，k_Rh為諧波控制器比例系數(shù)、ω_c為諧波控制器截止頻率、ω₀為基波電壓頻率；

基于各次諧波電流參考值(i_mdq)_k計(jì)算獲得諧波電流參考值(i_md,q)_k為：

則有：電流參考值為：

將逆變器電流i_L旋轉(zhuǎn)變換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電流交直軸電流i_Ldq，將電流參考值與旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電流交直軸電流i_Ldq作差，再經(jīng)電流控制器輸出電壓參考值U_dq，將所述電壓參考值U_dq經(jīng)旋轉(zhuǎn)變換至靜止坐標(biāo)系下u_abc，以所述u_abc參與SPWM調(diào)制，控制微網(wǎng)逆變器功率開關(guān)管的通斷。

本發(fā)明針對非線性負(fù)載條件下微網(wǎng)母線電壓控制，給出了逆變器是否參與電壓質(zhì)量控制可控、參與諧波電壓次數(shù)改善可選的系統(tǒng)控制方法，以及單坐標(biāo)變換下諧波控制算法；其微網(wǎng)逆變器既可以接受上層管理系統(tǒng)調(diào)度控制，又可脫離上層控制獨(dú)立運(yùn)行?；趩巫鴺?biāo)變換諧振控制，一個(gè)諧振控制器可以實(shí)現(xiàn)對兩次諧波分量的控制，并且可以接受上層調(diào)度，參與指定次諧波電壓控制；與已有技術(shù)相比，本發(fā)明有益效果體現(xiàn)在：

1、本發(fā)明系統(tǒng)可減少專用微網(wǎng)電能治理裝置的投入；

2、本發(fā)明系統(tǒng)在母線電壓質(zhì)量控制方面更加靈活；

3、本發(fā)明系統(tǒng)的微網(wǎng)逆變器電壓控制算法更為簡潔。

附圖說明

圖1為本發(fā)明所涉及的微電網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

圖2為本發(fā)明母線電壓系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為本發(fā)明控制方法流程圖；

具體實(shí)施方式

參見圖1，本實(shí)施例中微電網(wǎng)系統(tǒng)包括若干個(gè)分布式發(fā)電單元、線性及非線性負(fù)載、驅(qū)動(dòng)電路、采樣調(diào)理電路以及保護(hù)電路，在若干個(gè)分布式發(fā)電單元之間并聯(lián)連接，包括主電路、本地控制器，通過饋線連接至公共母線；主電路包括順次連接的微源、三相全橋逆變器、濾波電感L、濾波電容C、饋線，三相全橋逆變器電路包括六個(gè)功率開關(guān)管，公共母線還連接線性和非線性負(fù)載；若干個(gè)分布式發(fā)電單元、線性和非線性負(fù)載組成獨(dú)立微電網(wǎng)，系統(tǒng)還包括連接本地控制器與微網(wǎng)中央控制器的通訊系統(tǒng)。

本實(shí)施例中改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的微網(wǎng)逆變器的控制方法是：微網(wǎng)逆變器是通過自身控制獨(dú)立工作實(shí)現(xiàn)微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量改善，以及單元之間功率分配；并能夠接受上層中央管理系統(tǒng)調(diào)度，根據(jù)上層管理系統(tǒng)的調(diào)度指令調(diào)整微網(wǎng)逆變器輸出電壓，實(shí)現(xiàn)母線電壓控制與電壓質(zhì)量改善。

在微網(wǎng)逆變器的電壓控制環(huán)增加諧波阻抗控制，通過模擬諧波負(fù)阻抗吸收負(fù)載諧波電流，改善微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量。通過提取饋線上諧波電流，考慮線路阻抗及虛擬阻抗，計(jì)算求取相應(yīng)次諧波電壓參考值，控制微網(wǎng)逆變器輸出電壓間接實(shí)現(xiàn)微網(wǎng)母線電壓質(zhì)量的改善。

具體實(shí)現(xiàn)通過實(shí)時(shí)監(jiān)測微網(wǎng)逆變器輸出電流，提取微網(wǎng)逆變器輸出電流的諧波成分，根據(jù)虛擬阻抗及線路阻抗計(jì)算獲得諧波參考電壓，將諧波參考電壓疊加至基波參考電壓，進(jìn)而控制逆變器輸出電壓，使逆變器具備負(fù)諧波阻抗特性，以此改善母線電壓質(zhì)量；同時(shí)，微網(wǎng)逆變器能夠接受上層中央控制器的管理調(diào)度，實(shí)時(shí)修改虛擬阻抗及線路阻抗的大小以適應(yīng)系統(tǒng)不同運(yùn)行工況。上層中央控制器可以根據(jù)系統(tǒng)母線電壓情況，在線確定修改微網(wǎng)逆變器參與諧波電壓系數(shù)、各頻次諧波阻抗大小、虛擬阻抗大小等變量，這使得系統(tǒng)控制更為靈活，可適應(yīng)不同組網(wǎng)結(jié)構(gòu)的微網(wǎng)系統(tǒng)以及不用運(yùn)行工況。微網(wǎng)逆變器的控制流程如圖3所示。

針對諧波電流的控制，一般在靜止坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)，針對每次諧波采用一個(gè)控制器。本發(fā)明中通過將諧波變換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)，由于相鄰次諧波在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下表征為同一頻率交流量，一個(gè)控制器可實(shí)現(xiàn)對兩個(gè)頻次諧波分量的控制。與靜止坐標(biāo)系下控制相比，可減少一半諧波控制器的使用，控制器更為簡潔、運(yùn)算量小。

逆變器輸出電壓的控制算法是：

采用下垂控制計(jì)算獲得逆變器基波參考電壓u_reff；

由饋線電流i_o經(jīng)低通濾波器LPF提取出基波電流i_o1，將基波電流i_o1乘以虛擬阻抗Z_v獲得虛擬阻抗電壓u_v；

由饋線電流i_o經(jīng)諧波提取獲得諧波電流分量i_om,m＝6n±1，n＝1,2,3…，將所述諧波電流分量i_om與m次諧波電抗X_m相乘獲得m次諧波電壓參考值u_refm,m＝6n±1；

由饋線電流i_o經(jīng)高通濾波器濾除基波分量得到諧波電流i_h，將諧波電流i_h乘以諧波電阻R_h得到諧波電阻參考電壓值u_refR；

則，諧波阻抗電壓參考值u_refh為：

其中，虛擬阻抗Z_v、諧波補(bǔ)償次數(shù)m、諧波電抗X_m以及諧波電阻R_h接受上層中央管理系統(tǒng)的調(diào)度，能夠在線修改。

具體實(shí)施中是按如下方式進(jìn)行：

由式(1)計(jì)算獲得微網(wǎng)逆變器參考給定電壓u_ref：

u_ref＝u_reff+u_v+u_refh (1)

將微網(wǎng)逆變器參考給定電壓u_ref旋轉(zhuǎn)變換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下參考電壓交直軸分量將微網(wǎng)逆變器輸出電壓u_o旋轉(zhuǎn)變換為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電壓交直軸分量u_odq，則電壓誤差Δu_dq為：

將所述電壓誤差Δu_dq利用由式(2)表征的基波控制器得到基波電流參考值(i_fdq)_k：

(i_fdq)_k＝a₀(Δu_dq)_k+a₁(Δu_dq)_k-1-b₁(i_fdq)_k-1 (2)

式(2)中，k為第k次采樣時(shí)刻，k-1為第k-1次采樣時(shí)刻，b₁＝-1，k_vP為基波控制器比例系數(shù)、k_vI為基波控制器積分系數(shù)，T_s為采樣周期。

電壓誤差Δu_dq經(jīng)由式(3)表征的m次諧波控制器得到m次諧波電流參考值(i_md,q)_k：

(i_md,q)_k＝c₁(Δu_dq)_k+c₂(Δu_dq)_k-2-d₁(i_mdq)_k-1-d₂(i_mdq)_k-2 (3)

式(3)中：

其中，m為對應(yīng)的各諧波次數(shù)，k_Rh為諧波控制器比例系數(shù)、ω_c為諧波控制器截止頻率、ω₀為基波電壓頻率；

基于各次諧波電流參考值(i_mdq)_k計(jì)算獲得諧波電流參考值(i_hdq)_k為：

則有：電流參考值為：

將逆變器電流i_L旋轉(zhuǎn)變換至旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電流交直軸電流i_Ldq，將電流參考值與旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電流交直軸電流i_Ldq作差，再經(jīng)電流控制器輸出電壓參考值U_dq，將電壓參考值U_dq經(jīng)旋轉(zhuǎn)變換至靜止坐標(biāo)系下u_abc，以u_abc參與SPWM調(diào)制，控制微網(wǎng)逆變器功率開關(guān)管的通斷。