針對反激式變換器的連續(xù)導電模式和不連續(xù)導電模式運行的自調諧自適應死區(qū)時間控制的制作方法

文檔序號：11593638閱讀：306來源：國知局

相關專利申請的交叉引用

本申請要求2016年2月2日提交的美國臨時申請no.62/290,160的權益，該申請全文以引用方式并入本文。

背景技術：

1.技術領域

本發(fā)明整體涉及電路，并且更具體地但不唯一地涉及反激式變換器。

2.背景技術說明

反激式變換器是一種升降壓變換器，其中輸出電感器被拆分，以形成變壓器。在反激式變換器中，使初級側開關閉合，從而將變壓器的初級繞組連接至輸入電壓源。閉合初級側開關增加了初級電流和磁通量，將能量存儲于變壓器中，并且在變壓器的次級繞組上感生出電流。次級繞組上的感應電流具有將二極管整流器置于反向偏置當中以阻斷對輸出電容器的充電的極性。當初級側開關斷開時，初級電流和磁通量下降，并且次級繞組上的產生感應電流改變極性，從而對二極管整流器正向偏置并且允許對輸出電容器充電，以生成dc輸出電壓。

許多反激式變換器采用二極管整流器，以生成dc輸出電壓。二極管整流器的導電損耗對總功率損耗具有顯著影響，尤其是在低壓、大電流變換器應用當中。二極管整流器的導電損耗是由其正向壓降和正向傳導電流的乘積給定的。通過使用作為同步整流器運行的金屬氧化物半導體場效應晶體管(mosfet)代替二極管整流器，能夠降低等效正向壓降，并且由此能夠減少導電損耗。然而，與二極管整流器不同，同步整流器的導電必須由另一個電路，例如同步整流器驅動器主動控制。

技術實現(xiàn)要素：

在一個實施方案中，一種反激式變換器包括控制變壓器的初級側上的電流傳導的初級側開關和處于該變壓器的次級側上的同步整流器。同步整流器驅動器通過自適應地調節(jié)同步整流器的關閉閾值來控制同步整流器的導電。

對于本領域的普通技術人員，在閱讀包括附圖和權利要求書在內的本公開的全部內容之后，本發(fā)明的這些和其他特征將顯而易見。

附圖說明

圖1示出了可利用本發(fā)明實施方案的反激式變換器的示意圖。

圖2示出了可利用本發(fā)明實施方案的同步整流器的示意圖。

圖3示出了雜散電感如何影響同步整流器的瞬時漏極至源極電壓。

圖4示出了同步整流器的漏極至源極導通電阻(rdson)如何影響同步整流器的體二極管的導電。

圖5示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的反激式變換器的示意圖。

圖6示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的同步整流器(sr)驅動器的示意圖。

圖7示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的sr驅動器的信號的波形。

圖8示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的死區(qū)時間自調諧塊的示意圖。

圖9示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的圖8的死區(qū)時間自調諧塊中的升/降計數(shù)器的時鐘輸入。

圖10示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的sr驅動器的示意圖。

圖11和圖12示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的反激式變換器的信號的波形。

圖13和圖14示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的與體二極管導電有關的sr驅動器的信號的波形。

圖15和圖16示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的反激式變換器的信號的波形。

在不同附圖中使用相同的附圖標記表示相同或相似的部件。

具體實施方式

在本公開中，提供了諸如電路、部件和方法的示例之類的很多具體細節(jié)，以便提供對本發(fā)明的實施方案的透徹理解。但是，本領域的普通技術人員將認識到，可以在無需這些具體細節(jié)中的一個或多個的情況下來實踐本發(fā)明。在其他情況下，那些眾所周知的細節(jié)沒有示出或描述以避免模糊本發(fā)明的各個方面。

圖1示出了可利用本發(fā)明實施方案的反激式變換器的示意圖。在圖1的示例中，反激式變換器包括初級側開關qpr、同步整流器qsr、變壓器t1和輸出電容器cout。在一個實施方案中，初級側開關qpr和同步整流器qsr包括mosfet。

當初級側開關qpr被接通時，變壓器t1的初級繞組連接至輸入電壓源極vin，從而使得漏極至源極電流ids流過該初級側開關qpr和該初級繞組。當初級側開關qpr被關斷時，存儲于初級繞組中的能量被釋放到變壓器t1的次級繞組。這導通了同步整流器qsr的體二極管，從而使得同步整流器電流isr流過變壓器t1的次級繞組，以對輸出電容器cout進行充電。在體二極管導電開始時，同步整流器qsr開啟，從而通過提供與其體二極管并聯(lián)的低阻抗電流路徑來使得同步整流器qsr上的正向壓降最小化。

可通過使體二極管導電降至最低并充分利用同步整流器qsr的溝道的低阻抗來使得使用同步整流器qsr所帶來的效率改進最大化。然而，同步整流器qsr的遲關閉可導致同步整流器電流逆變，這將導致嚴重的開關噪聲并且可能導致初級側開關qpr與同步整流器qsr之間的跨導。因此，同步整流器qsr的體二極管的導電時間應當縮至最短。

圖2示出了同步整流器qsr的示意圖。當同步整流器qsr被開啟時，因為mosfet具有恒定阻抗特性(rdson)，所以同步整流器qsr的漏極至源極電壓vds.sr與同步整流器電流isr成比例。因此，可通過在同步整流器qsr的漏極至源極電壓vds.sr超過關閉閾值(vth.off)時關閉同步整流器qsr來實現(xiàn)它的體二極管d.body的極短導電。然而，由于雜散電感的原因，基于同步整流器qsr的瞬時漏極至源極電壓vds.sr確定該同步整流器qsr的合適的關閉瞬間是具有挑戰(zhàn)性的。更具體地講，同步整流器qsr可能在其漏極上具有雜散電感l(wèi)stray，這使得偏移電壓(voffset)被添加到其漏極至源極電壓vds.sr上。更糟糕的是，雜散電感l(wèi)stray根據(jù)同步整流器qsr的封裝類型而變化。例如，對于t0-220封裝類型，雜散電感l(wèi)stray可為9000ph，對于d2pak封裝類型可為5000ph，對于ipak封裝類型可為4000ph，對于dpak封裝類型可為3000ph，并且對于s08封裝類型可為1000ph。

圖3示出了雜散電感如何影響同步整流器的瞬時漏極至源極電壓。圖3示出了同步整流器電流isr的波形(參見151)、同步整流器的柵極至源極電壓vgs(參見152)、同步整流器的關閉閾值(參見153)、具有雜散電容的同步整流器的實際漏極至源極電壓(參見154)以及不具有雜散電容的同步整流器的理想漏極至源極電壓(參見155)。如圖3所示，由于通過雜散電感引入的偏移電壓(參見156)，同步整流器的實際漏極至源極電壓與理想漏極至源極電壓存在差異。就固定的關閉閾值而言，這可導致同步整流器被關閉得比預期早。

圖4示出了同步整流器的漏極至源極導通電阻(rdson)如何影響同步整流器的體二極管的導電。圖4示出了同步整流器電流isr(參見161)、同步整流器的關閉閾值vth.off(參見162)、具有小rdson的同步整流器的漏極至源極電壓vds(參見163)、具有大rdson的同步整流器的漏極至源極電壓vds(參見164)、具有小rdson的同步整流器的柵極至源極電壓vgs(參見165)以及具有大rdson的同步整流器的柵極至源極電壓vgs(參見166)。一般而言，基于漏極至源極電壓確定具有固定關閉閾值的同步整流器的關閉瞬間不能保證同步整流器以最低體二極管導電適當運行。如圖4所示，就固定關閉閾值而言，體二極管導電隨著同步整流器的漏極至源極導通電阻而改變。

圖5示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的反激式變換器400的示意圖。圖5的反激式變換器400與添加了同步整流器(sr)驅動器800的圖1的反激式變換器相同。反激式變換器400的其他部件如參考圖1所述。

圖6示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的sr驅動器800的示意圖。sr驅動器800可被實現(xiàn)為包括drain引腳和gate引腳的集成電路(ic)。drain引腳被連接至同步整流器qsr的漏極，并且gate引腳被連接至同步整流器qsr的柵極。值得注意的是，因為drain引腳通過調制電阻器rmod連接至同步整流器qsr的漏極，所以drain引腳上的電壓vdrain未必一定與同步整流器qsr的漏極上的漏極至源極電壓vds.sr相同。

在圖6的示例中，sr驅動器800包括死區(qū)時間自調諧塊801、比較器802和803以及觸發(fā)器804。比較器802將drain引腳上的電壓vdrain和開始閾值vth.on(例如，-200mv)進行比較以檢測體二極管導電的開始。當同步整流器qsr的體二極管開始導電時，drain引腳上的電壓變得小于開始閾值vth.on，從而對觸發(fā)器804置位并且使gate引腳上的柵極驅動信號生效，以開啟同步整流器qsr。這有利地通過經由同步整流器qsr的溝道而非體二極管進行導電來使得功率損耗最小化。

在圖6的示例中，比較器803將drain引腳上的電壓vdrain和關閉閾值vth.off(例如，0v)進行比較，以檢測同步整流器電流isr的過零。當同步整流器電流isr過零時，drain引腳上的電壓vdrain變得比關閉閾值vth.off大，從而使觸發(fā)器804復位并且使gate引腳上的柵極驅動信號失效，以關閉同步整流器qsr。

圖7示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的圖6的sr驅動器800的信號的波形。圖7示出了由drain引腳上的電壓vdrain(參見813)與同步整流器qsr的漏極上的漏極至源極電壓vds.sr(參見814)之間的差所帶來的偏移電壓voffset(參見819)。在使同步整流器qsr的柵極至源極電壓vgs(參見817)生效時，同步整流器qsr開啟并且同步整流器電流isr減小(參見818)。當drain引腳上的電壓vdrain升高到關閉閾值vth.off(參見812)以上時，使柵極至源極電壓vgs失效，以關閉同步整流器qsr。

在圖7的示例中，當drain引腳上的漏極電壓vdrain升高到高閾值vth.hgh(參見811；例如，0.5v)以上時，獲得sr_cond_n信號(參見816)，所述sr_cond_n信號用于檢測體二極管導電結束以及體二極管受到了反向偏置?？捎蓅r驅動器800使用比較器(例如，參見圖10，比較器851)將drain引腳上的電壓vdrain與高閾值vth.hgh進行比較而生成指示體二極管反向偏置的sr_cond_n信號。死區(qū)時間(參見815)可被定義為從gate引腳上的柵極驅動信號的下降沿到sr_cond_n信號的上升沿的持續(xù)時間。一般來講，死區(qū)時間是介于同步整流器qsr的關閉與體二極管導電的結束之間的時段。

繼續(xù)參見圖6，死區(qū)時間自調諧塊801可包括自適應電流源。在一個實施方案中，通過對調制電流imod進行調制，自適應電流源使死區(qū)時間保持在目標死區(qū)時間(例如，200ns)左右?？墒褂?例如)4位數(shù)模轉換器(dac)實現(xiàn)所述電流源，所述數(shù)模轉換器使調制電流以8μa步長在0μa至120μa之間變化。這產生了經調制的偏置電壓voffset范圍，可使用連接于同步整流器qsr的漏極與sr驅動器800的drain引腳之間的外部電阻器rmod對所述偏置電壓范圍進行編程。

在示例運行中，如果在前一個開關周期中測得死區(qū)時間比目標死區(qū)時間短，那么在下一個開關周期中調制電流imod將增大一個步長。如果在前一個開關周期中測得死區(qū)時間比目標死區(qū)時間長，那么在下一個開關周期中調制電流imod將減小一個步長。如果在前一個開關周期中測得死區(qū)時間比目標死區(qū)時間短得多，那么在下一個開關周期中調制電流imod將增大三個步長。實際上，通過基于測得的死區(qū)時間調節(jié)調制電流imod，使關閉閾值適于補償任何偏移電壓，從而有利地允許測得的死區(qū)時間被保持在目標死區(qū)時間左右。

圖8示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的死區(qū)時間自調諧塊801的示意圖。在圖8的示例中，sr_cond_n信號為升/降計數(shù)器u9計時。dacu7將升/降計數(shù)器u9的計數(shù)轉換成模擬信號，所述模擬信號驅動輸出調制電流imod的可變電流源電路850。

在圖8的示例中，死區(qū)時間自調諧塊801包括用于檢測反激式變換器400是在連續(xù)導電模式下還是在不連續(xù)導電模式下運行的連續(xù)導電模式(ccm)檢測電路901。例如，在輕負載狀況期間，反激式變換器400可在不連續(xù)導電模式下運行。死區(qū)時間自調諧塊801通過將同步整流器qsr的柵極至源極電壓vgs接收到觸發(fā)器u22中來檢測反激式變換器400的運行模式。sr_cond_n信號為觸發(fā)器u22計時，以輸出連續(xù)導電模式檢測(ccmd)信號。在圖8的示例中，當檢測到連續(xù)導電模式時，ccmd信號處于邏輯high(ccmd＝1)，并且當檢測到不連續(xù)導電模式時，ccmd信號處于邏輯low(ccmd＝0)。ccmd信號通過邏輯門u16、u17、u5和u15選通為升/降計數(shù)器u9計時的sr_cond_n信號(參見反相器u3)。圖9示出了在連續(xù)導電模式(ccmd＝1)下和不連續(xù)導電模式(ccmd＝0)下輸入到升/降計數(shù)器u9的時鐘。

圖10示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的sr驅動器800的示意圖。在圖10的示例中，sr驅動器800包括用于連接至同步整流器qsr的漏極的drain引腳、用于連接至同步整流器qsr的源極的source引腳、用于連接至接地參考的gnd引腳、用于連接至同步整流器qsr的柵極的gate引腳、用于接收電源電壓的vdd引腳以及用于接收輸入電壓源的vin引腳。在圖10的示例中，比較器851將drain引腳上的電壓和高閾值vth.hgh進行比較。當drain引腳上的電壓升高到高閾值vth.hgh以上，從而指示體二極管導電的結束時，觸發(fā)器852被復位以使sr_cond信號失效，所述sr_cond信號是sr_cond_n信號(參見圖7，816)的補。

在圖10的示例中，比較器853接收從drain引腳和源極引腳檢測到的同步整流器qsr的漏極至源極vds電壓，以檢測體二極管導電的開始。比較器854還接收從drain引腳和source引腳檢測到的同步整流器qsr的漏極至源極vds電壓，以檢測該同步整流器的過零?？苫诜醇な阶儞Q器和同步整流器的具體細節(jié)對比較器853的負輸入節(jié)點上的開始閾值vth.on的電平和比較器854的正輸入節(jié)點上的關閉閾值vth.off的電平加以選擇。當同步整流器qsr的體二極管開始導電時，對觸發(fā)器855計時以使gate引腳上的驅動信號生效，從而開啟同步整流器qsr。當同步整流器電流被檢測到正在過零時，使觸發(fā)器855復位，以使gate引腳上的驅動信號失效，從而關閉同步整流器qsr。

在圖10的示例中，sr驅動器800還包括用于取消同步整流器qsr的開啟的電路(參見856)、用于取消同步整流器qsr的關閉的電路(參見857)和用于使同步整流器qsr的開關操作與可選的“綠色”(即，能量效率)電路同步的電路(參見858)。如前所述，死區(qū)時間自調諧塊801對調制電流imod進行調制以調節(jié)drain引腳上的偏移電壓，從而使死區(qū)時間保持在目標死區(qū)時間左右。

圖11和圖12示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的反激式變換器400(參見圖5)的信號的波形。圖11和圖12從上到下示出了通過變壓器t1的初級繞組的電流(參見401)、同步整流器電流isr(參見402)、同步整流器qsr的柵極至源極電壓vgs(參見403)以及同步整流器qsr的漏極至源極電壓vds(參見404)。圖11示出了連續(xù)導電模式下的反激式變換器400的信號的波形，而圖12則示出了不連續(xù)導電模式下的反激式變換器400的信號的波形。通過調制偏移電壓，關閉閾值(參見405)受到了動態(tài)調節(jié)以適用于不同的rdson和偏移電壓，從而實現(xiàn)與具有固定關閉閾值的反激式變換器相比更加穩(wěn)定的運行。

圖13和圖14示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的分別與不連續(xù)導電模式和連續(xù)導電模式下的體二極管導電有關的sr驅動器800(例如參見圖6)的信號的波形。圖13和圖14中的波形大致與圖7所示和先前討論那些相同，只是添加了標記820以指示同步整流器qsr的體二極管的導電時間。

如圖13所示，當實際體二極管導電時間(參見圖13，820)比目標死區(qū)時間(參見圖13，815)短時，本發(fā)明的實施方案使得不連續(xù)導電模式下的體二極管導電時間降至最低。如圖14所示，當實際體二極管導電時間(參見圖14，820)與目標死區(qū)時間(參見圖14，815)相同時，本發(fā)明的實施方案將在連續(xù)導電模式下提供更高的抵御跨導的裕量。有利的是，本發(fā)明的實施方案因此可實現(xiàn)與常規(guī)反激式變換器相比短得多的目標死區(qū)時間。

圖15和圖16示出了根據(jù)本發(fā)明實施方案的反激式變換器400(例如，參見圖5)的信號的波形。圖15和圖16示出了通過變壓器t1的初級繞組的電流(參見101)、由死區(qū)時間自調諧塊801生成的調制電流imod(參見102)、與發(fā)送至同步整流器qsr的柵極驅動信號(參見104)有關的同步整流器電流isr(參見103)、與發(fā)送至同步整流器qsr的柵極驅動信號(參見106)有關的發(fā)送至初級側開關qpr的柵極驅動信號(參見105)以及同步整流器qsr的漏極至源極電壓(參見107)。

圖15示出了在從連續(xù)導電模式向不連續(xù)導電模式過渡期間反激式變換器400的信號的波形。注意，調制電流imod逐漸降低(對于每個開關周期，降低一個步長；參見圖15，102)，從而在從連續(xù)導電模式向不連續(xù)導電模式過渡期間找到合適的調制電流。圖16示出了在從不連續(xù)導電模式向連續(xù)導電模式過渡期間反激式變換器400的信號的波形。注意，在從不連續(xù)導電模式向連續(xù)導電模式的過渡中，調制電流imod快速增大(對于每個開關周期，增大三個步長；參見圖16，102)以防止初級側開關qpr與同步整流器qsr之間的跨導。

本發(fā)明的實施方案此外還至少包括以下權利要求：

10.一種同步整流器驅動器，包括：

比較器電路，所述比較器電路將關閉閾值與同步整流器的漏極至源極電壓進行比較，并且當比較結果指示流過所述同步整流器和變壓器的次級繞組的同步整流器電流正在過零時關閉所述同步整流器；以及

死區(qū)時間自調諧塊，所述死區(qū)時間自調諧塊通過生成和調制改變所述同步整流器的節(jié)點上的偏移電壓的調制電流而調節(jié)所述關閉閾值。

11.根據(jù)權利要求10所述的同步整流器驅動器，其中所述偏移電壓處于所述同步整流器的漏極與所述同步整流器驅動器的集成電路(ic)封裝的引腳之間。

12.根據(jù)權利要求11所述的同步整流器驅動器，還包括調制電阻器，所述調制電阻器連接于所述同步整流器的所述漏極與所述同步整流器驅動器的所述ic封裝的所述引腳之間。

13.根據(jù)權利要求10所述的同步整流器驅動器，其中所述死區(qū)時間自調諧塊基于在前一開關周期內檢測到的從同步整流器被關閉時到同步整流器的體二極管停止導電時的死區(qū)時間調節(jié)關閉閾值。

14.根據(jù)權利要求13所述的同步整流器驅動器，其中所述死區(qū)時間自調諧塊基于所述檢測到的死區(qū)時間與目標死區(qū)時間之間的差調節(jié)所述調制電流。

15.根據(jù)權利要求10所述的同步整流器驅動器，其中所述死區(qū)時間自調諧塊包括：

計數(shù)器；

數(shù)模轉換器(dac)，所述數(shù)模轉換器將所述計數(shù)器的計數(shù)轉換為模擬信號；以及

可變電流源電路，所述可變電流源電路將所述模擬信號轉化為所述調制電流。