本發(fā)明屬于并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)領(lǐng)域，更具體地說(shuō)是涉及一種提高并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性的輸出阻抗校正方法，用于改善逆變器并網(wǎng)電流波形質(zhì)量，提高弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)穩(wěn)定性。

背景技術(shù)：

基于可再生能源，如風(fēng)能、太陽(yáng)能等的分布式發(fā)電技術(shù)是人類應(yīng)對(duì)能源危機(jī)和環(huán)境污染的重要途徑之一。并網(wǎng)逆變器作為分布式發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)之間的關(guān)鍵接口設(shè)備，其性能好壞直接決定著并網(wǎng)電流質(zhì)量。

隨著分布式電源并網(wǎng)功率的增加和接入電網(wǎng)位置的廣泛分布，考慮到較長(zhǎng)的輸配電線路、較多的隔離變壓器、大量的分布式發(fā)電設(shè)備掛接于并網(wǎng)點(diǎn)pcc點(diǎn)等因素，電網(wǎng)越來(lái)越表現(xiàn)出弱電網(wǎng)的特性，電網(wǎng)阻抗已不可忽略。在弱電網(wǎng)條件下，電網(wǎng)阻抗和逆變器輸出阻抗會(huì)產(chǎn)生交互作用，導(dǎo)致強(qiáng)電網(wǎng)下穩(wěn)定運(yùn)行的并網(wǎng)逆變器產(chǎn)生振蕩、失穩(wěn)。因此，并網(wǎng)逆變器的設(shè)計(jì)，需要減弱消除電網(wǎng)阻抗對(duì)逆變器性能的影響，保證并網(wǎng)逆變器在各類電網(wǎng)阻抗條件下的穩(wěn)定運(yùn)行。弱電網(wǎng)條件下，并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性由兩部分決定：一是強(qiáng)電網(wǎng)下，并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性(以下統(tǒng)稱為逆變器本體穩(wěn)定性)；二是弱電網(wǎng)下，電網(wǎng)阻抗和逆變器輸出阻抗的交互作用引起的穩(wěn)定性(以下統(tǒng)稱為弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性)。當(dāng)逆變器本體穩(wěn)定時(shí)，通過(guò)改變逆變器的輸出阻抗可改善弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性。然而，目前并網(wǎng)逆變器阻抗校正方法中，一是需要準(zhǔn)確測(cè)量電網(wǎng)阻抗，測(cè)量誤差導(dǎo)致補(bǔ)償不準(zhǔn)確；二是需要引入高階微分環(huán)節(jié)，工程實(shí)現(xiàn)困難。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明是為避免上述現(xiàn)有技術(shù)所存在的不足，提供一種提高lcl型并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性的輸出阻抗校正方法。通過(guò)引入基于并網(wǎng)電流的相位補(bǔ)償器，校正逆變器輸出阻抗的阻抗角，提高弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器的相角裕度，改善逆變器并網(wǎng)電流波形質(zhì)量，提高弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性。

本發(fā)明為解決技術(shù)問(wèn)題采用如下技術(shù)方案：

本發(fā)明提高lcl型并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性的輸出阻抗校正方法的特點(diǎn)是：在含有源阻尼的lcl型并網(wǎng)逆變器中，加入基于并網(wǎng)電流的相位補(bǔ)償器，構(gòu)建串聯(lián)的虛擬阻抗，用于校正逆變器輸出阻抗的阻抗角，通過(guò)提高弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器的相角裕度，改善逆變器并網(wǎng)電流波形質(zhì)量，提高弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)穩(wěn)定性。

本發(fā)明提高lcl型并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性的輸出阻抗校正方法的特點(diǎn)也在于：所述方法是按如下步驟進(jìn)行：

步驟1：將并網(wǎng)點(diǎn)電壓采樣信號(hào)upcc_s、并網(wǎng)電流采樣信號(hào)ig_s和電容電流采樣信號(hào)ic_s通過(guò)電流控制器，得到輸出信號(hào)ui1＝(iref-ig_s)(kp+ki/s)-ic_s；

所述電容電流采樣信號(hào)ic_s是指構(gòu)成lcl濾波器中的濾波電容c的電流采樣信號(hào)；iref是并網(wǎng)電流的指令信號(hào)，其中iref的幅值為設(shè)定值，iref的相位由并網(wǎng)點(diǎn)電壓采樣信號(hào)upcc_s通過(guò)鎖相環(huán)獲得；kp為并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器gi(s)的比例系數(shù)，ki為并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器gi(s)的積分系數(shù)，s為復(fù)頻域變量。

步驟2：將并網(wǎng)電流采樣信號(hào)ig_s通過(guò)相位補(bǔ)償器gfc(s)，得到輸出信號(hào)為ui2；

步驟3:調(diào)制信號(hào)vm為：vm＝ui1-ui2，將所述調(diào)制信號(hào)vm輸入到spwm生成器，產(chǎn)生pwm信號(hào)控制逆變器的開(kāi)關(guān)管。

本發(fā)明lcl并網(wǎng)逆變器輸出阻抗的阻抗角校正方法的特點(diǎn)也在于：

所述相位補(bǔ)償器gfc(s)的表達(dá)為：

式(1)中，k為相位補(bǔ)償器gfc(s)的增益，p為極點(diǎn)角頻率，z為零點(diǎn)角頻率；所述增益k、極點(diǎn)角頻率p和零點(diǎn)角頻率z的參數(shù)值由下述條件決定：

(1)、增益k的取值由高頻抗擾性能決定，如式(2)所表達(dá)：

|gfc(s)|max＝k≤kmax(2)

式(2)中，|gfc(s)|max為相位補(bǔ)償器gfc(s)的最大模值，kmax為k的最大取值，為了提高gfc(s)的高頻抗擾性能，取kmax為1；

(2)、極點(diǎn)角頻率p不小于其最小值pmin，pmin如式(3)所表達(dá)：

pmin＝max{pcmin,pomin}(3)

式(3)中，pcmin是由電流跟蹤截止頻率確定的最小p值，pomin是由逆變器本體穩(wěn)定性確定的最小p值；

pcmin由式(4)獲得：

式(4)中：

由lcl并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)設(shè)定的各參數(shù)分別是：lcl濾波器中逆變器側(cè)電感l(wèi)1和網(wǎng)側(cè)電感l(wèi)2，由開(kāi)關(guān)管構(gòu)成的逆變橋的逆變橋增益ginv，并網(wǎng)電流采樣系數(shù)ki2，并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器gi(s)的比例系數(shù)kp，以及并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器gi(s)的積分系數(shù)ki；

ωc為期望的逆變器電流跟蹤的截止角頻率；

pomin由式(5)獲得：

式(5)中：

lcl濾波器中的電容c，以及濾波電容的電流采樣系數(shù)ki1為lcl并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)設(shè)定參數(shù)；

pmos為期望的zos/zo的相角裕度；

ωos為虛擬的串聯(lián)阻抗zos和逆變器輸出阻抗zo的交點(diǎn)角頻率,ωos由式(6)獲得：

式(6)中，j為虛數(shù)單位；

在gfc(s)中用jωos替換s算子得到gfc(jωos)；

在gi(s)中用jωos替換s算子得到gi(jωos)；

(3)、零點(diǎn)角頻率z不大于其最大值z(mì)max，zmax由式(7)獲得：

式(7)中，ω0為電流基波角頻率；gm為期望電流基波增益；

(4)、零點(diǎn)角頻率z不小于其最小值z(mì)min，zmin由式(8)獲得：

式(8)中：

zg根據(jù)并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)設(shè)定；

pm為期望的阻抗比zg/zo的相角裕度；

ωg為逆變器輸出阻抗zo和電網(wǎng)阻抗zg的交點(diǎn)角頻率，ωg由式(9)獲得：

式(9)中，j為虛數(shù)單位，gi(jωg)是在gi(s)中用jωg替換s算子獲得；

(5)、極點(diǎn)角頻率p不大于其最大值pmax，pmax由式(10)獲得：

與已有技術(shù)相比，本發(fā)明有益效果體現(xiàn)在：

本發(fā)明加入基于并網(wǎng)電流的相位補(bǔ)償器，通過(guò)重塑逆變器輸出阻抗的阻抗角，有效提高了弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器的相角裕度；本發(fā)明方法不需要更改原有控制器參數(shù)，也不需要實(shí)時(shí)測(cè)量電網(wǎng)阻抗值，在電網(wǎng)阻抗大范圍變動(dòng)的情況下，均能保證并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定工作，且并網(wǎng)電流的thd數(shù)值大幅下降。

附圖說(shuō)明

圖1為本發(fā)明中l(wèi)cl并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。

圖2為本發(fā)明中l(wèi)cl并網(wǎng)逆變器控制框圖。

圖3為加入相位補(bǔ)償器前后逆變器輸出阻抗的波特圖。

圖4為弱電網(wǎng)下不加相位補(bǔ)償器時(shí)并網(wǎng)電流仿真波形。

圖5為弱電網(wǎng)下加入相位補(bǔ)償器時(shí)并網(wǎng)電流仿真波形。

圖中標(biāo)號(hào)：1直流源，2逆變橋，3為lcl濾波器，4公共電網(wǎng)，由理想電壓源ug和電網(wǎng)阻抗zg組成；5電流控制器；6相位補(bǔ)償器；7為spwm生成器。

具體實(shí)施方式

參見(jiàn)圖1，本實(shí)施例中弱電網(wǎng)下單相l(xiāng)cl并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)包括：直流源1，由四個(gè)帶續(xù)流二極管的開(kāi)關(guān)管組成的逆變橋2，由濾波電感l(wèi)1、l2和濾波電容c組成的lcl濾波器，由理想電壓源ug和電網(wǎng)阻抗zg組成的公共電網(wǎng)4，電流控制器5，相位補(bǔ)償器6和spwm生成器7。

如圖1和圖2所示，本實(shí)施例中提高lcl型并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性的輸出阻抗校正方法是：在含有源阻尼的lcl型并網(wǎng)逆變器中，加入基于并網(wǎng)電流的相位補(bǔ)償器，構(gòu)建串聯(lián)的虛擬阻抗，用于校正逆變器輸出阻抗的阻抗角，通過(guò)提高弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器的相角裕度，改善逆變器并網(wǎng)電流波形質(zhì)量，提高弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性。

本實(shí)施例中提高lcl型并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性的輸出阻抗校正方法按如下步驟進(jìn)行：

步驟1：將并網(wǎng)點(diǎn)電壓采樣信號(hào)upcc_s、并網(wǎng)電流采樣信號(hào)ig_s和電容電流采樣信號(hào)ic_s通過(guò)電流控制器，得到輸出信號(hào)ui1＝(iref-ig_s)(kp+ki/s)-ic_s；

所述電容電流采樣信號(hào)ic_s是指構(gòu)成lcl濾波器中的濾波電容c的電流采樣信號(hào)；iref是并網(wǎng)電流的指令信號(hào)，由并網(wǎng)點(diǎn)電壓采樣信號(hào)upcc_s通過(guò)鎖相環(huán)獲得；kp為并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器gi(s)的比例系數(shù)，ki為并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器gi(s)的積分系數(shù)，s為復(fù)頻域變量。

步驟2：將并網(wǎng)電流采樣信號(hào)ig_s通過(guò)相位補(bǔ)償器gfc(s)，得到輸出信號(hào)為ui2；

步驟3:調(diào)制信號(hào)vm為：vm＝ui1-ui2，將所述調(diào)制信號(hào)vm輸入到spwm生成器，產(chǎn)生pwm信號(hào)控制逆變器的開(kāi)關(guān)管。

本實(shí)施例中所提出的相位補(bǔ)償器gfc(s)，其表達(dá)式為式(1)：

式(1)中，k為相位補(bǔ)償器gfc(s)的增益，p為極點(diǎn)角頻率，z為零點(diǎn)角頻率；增益k、極點(diǎn)角頻率p和零點(diǎn)角頻率z的參數(shù)值由下述條件決定：

(1)、增益k的取值由高頻抗擾性能決定，如式(2)所表達(dá)：

|gfc(s)|max＝k≤kmax(2)

式(2)中，|gfc(s)|max為相位補(bǔ)償器gfc(s)的最大模值，kmax為k的最大取值，為了提高gfc(s)的高頻抗擾性能，取kmax為1。

(2)、極點(diǎn)角頻率p不小于其最小值pmin，pmin如式(3)所表達(dá)：

pmin＝max{pcmin,pomin}(3)

式(3)中，pcmin是由電流跟蹤截止頻率確定的最小p值，pomin是由逆變器本體穩(wěn)定性確定的最小p值。

pcmin由電流跟蹤截止頻率決定，p越大截止頻率越大。由于z幾乎不影響截止頻率，令z＝0，假設(shè)ωc為期望的逆變器電流跟蹤的截止角頻率，pcmin由式(4)獲得：

式(4)中：

由lcl并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)設(shè)定的各參數(shù)分別是：lcl濾波器中逆變器側(cè)電感l(wèi)1和網(wǎng)側(cè)電感l(wèi)2，由開(kāi)關(guān)管構(gòu)成的逆變橋的逆變橋增益ginv，并網(wǎng)電流采樣系數(shù)ki2，并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器gi(s)的比例系數(shù)kp，以及并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器gi(s)的積分系數(shù)ki。

pomin由逆變器本體穩(wěn)定性確定。加入相位補(bǔ)償器后的逆變器本體穩(wěn)定性可由zos/zo判斷，且p越大其穩(wěn)定性越好。由于z幾乎不影響逆變器本體穩(wěn)定性，令z＝0,假設(shè)pmos為期望的zos/zo的相角裕度，pomin由式(5)獲得：

式(5)中：

lcl濾波器中的電容c，以及濾波電容的電流采樣系數(shù)ki1為lcl并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)設(shè)定參數(shù)；ωos為虛擬的串聯(lián)阻抗zos和逆變器輸出阻抗zo的交點(diǎn)角頻率,ωos由式(6)獲得：

式(6)中，j為虛數(shù)單位；

在gfc(s)中，用jωos替換s算子得到gfc(jωos)；

在gi(s)中，用jωos替換s算子得到gi(jωos)；

(3)、相位補(bǔ)償控制會(huì)影響系統(tǒng)基波增益，為保證較好的基波跟蹤性能，基波增益應(yīng)滿足設(shè)計(jì)要求；假設(shè)gm為期望的電流基波增益，零點(diǎn)角頻率z不大于其最大值z(mì)max，zmax由式(7)獲得：

式(7)中，ω0為電流基波角頻率；

(4)、弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性由zg/zo判斷，假設(shè)pm為期望的阻抗比zg/zo的相角裕度，零點(diǎn)角頻率z不小于其最小值z(mì)min，zmin由式(8)獲得：

式(8)中：

zg根據(jù)并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)設(shè)定；

ωg為逆變器輸出阻抗zo和電網(wǎng)阻抗zg的交點(diǎn)角頻率，ωg由式(9)獲得：

式(9)中，j為虛數(shù)單位，gi(jωg)是在gi(s)中用jωg替換s算子獲得；

(5)、極點(diǎn)角頻率p不大于其最大值pmax，pmax由式(10)獲得：

根據(jù)以上式(1)～(10)獲得參數(shù)k、p、z的取值范圍。

為驗(yàn)證本發(fā)明提出的阻抗角校正方法的有效性，在matlab/simulink中搭建額定容量為6kw單相并網(wǎng)逆變器模型。圖3為加入相位補(bǔ)償器前后逆變器輸出阻抗的波特圖，其中zo為不加入相位補(bǔ)償器的逆變器輸出阻抗，z'os為加入相位補(bǔ)償器的逆變器輸出阻抗，zg為電網(wǎng)阻抗。從圖3中可以看出，當(dāng)電網(wǎng)阻抗為2.6mh時(shí)，逆變器輸出阻抗和電網(wǎng)阻抗交點(diǎn)a處的相角裕度由原來(lái)的-0.6°提高到31.3°，系統(tǒng)的穩(wěn)定性大幅提高。圖4為弱電網(wǎng)下不加入相位補(bǔ)償器時(shí)并網(wǎng)電流波形，此時(shí)電網(wǎng)阻抗為2.6mh，可以看出并網(wǎng)電流發(fā)生了振蕩。圖5為弱電網(wǎng)下加入相位補(bǔ)償器時(shí)的并網(wǎng)電流波形，由于此時(shí)逆變器的輸出阻抗的阻抗角得到很好的補(bǔ)償，系統(tǒng)的穩(wěn)定性得到提高，并網(wǎng)電流波形質(zhì)量也達(dá)到極大改善。本發(fā)明所提出的基于阻抗角校正的并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性改善方法，能很好地改善弱電網(wǎng)下系統(tǒng)的穩(wěn)定性。