本發(fā)明涉及功率因素校正電路技術(shù)領(lǐng)域，尤其是一種交錯并聯(lián)無橋PFC電路的控制器及其控制方法。

背景技術(shù)：

為了提高功率因數(shù)、降低輸入電流諧波含量，在電力電子設(shè)備中大多采用PFC電路即功率因數(shù)校正電路進行調(diào)節(jié)。和傳統(tǒng)的PFC電路相比，無橋PFC電路結(jié)構(gòu)簡單且效率高，因為不存在輸入整流橋，可以減小導(dǎo)通損耗，提高功率密度。PFC的交錯并聯(lián)技術(shù)，是指將兩路結(jié)構(gòu)相同的PFC電路的輸入及輸出并聯(lián)，各PFC單元的工作信號頻率一致，其開關(guān)管控制相角互相錯開一定角度如180度，使輸入電流紋波可以部分或者完全抵消，從而大大減小了輸入電流的紋波。傳統(tǒng)的有源PFC電路都是采用集成模擬控制芯片來實現(xiàn)的，如UC3854、L4981A/B等，但是模擬控制芯片本身存在一些缺陷，如元器件容易老化及熱漂移、控制方法不靈活，功率難以做大等。

隨著數(shù)字控制技術(shù)的不斷發(fā)展，采用DSP來實現(xiàn)中大功率PFC控制的方法，已經(jīng)廣泛地應(yīng)用于電力電子技術(shù)領(lǐng)域。這種數(shù)字化控制方法不僅彌補了模擬電路的缺陷，而且它還具有一些模擬電路無法比擬的優(yōu)點，如可以采用軟件的辦法取代某些硬件電路，如濾波電路、PI調(diào)節(jié)器電路等，這就大大簡化了硬件電路，簡化了電路的復(fù)雜性并降低了電路的成本，而且可以實現(xiàn)更加先進的PFC控制方法，系統(tǒng)維護升級方便等。但是純粹的通過DSP軟件控制也存在一些缺點，如軟件控制頻率和開關(guān)頻率之間的矛盾、始終滯后一個開關(guān)節(jié)拍的控制延時、復(fù)雜的數(shù)學(xué)建模和算法設(shè)計、對DSP的運算速度有較高要求、PI參數(shù)整定難、對電路參數(shù)敏感等問題。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的首要目的在于提供一種對外部CPU的要求低，使DSP可以實行較長的控制周期，同時又可以實現(xiàn)很高的開關(guān)頻率，保證輸入電流的諧波失真度小，控制的魯棒性好的交錯并聯(lián)無橋PFC電路的控制器。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用了以下技術(shù)方案：一種交錯并聯(lián)無橋PFC電路的控制器，包括DSP處理器、D/A變換器和電流跟蹤控制電路，所述DSP處理器的信號輸入端分別接A相電網(wǎng)電壓e_sa、直流參考電壓V_dcr和直流反饋電壓V_dc，所述DSP處理器的信號輸出端與D/A變換器的信號輸入端相連，D/A變換器的信號輸出端與電流跟蹤控制電路的信號輸入端相連，電流跟蹤控制電路的信號輸出端輸出兩路PWM脈沖信號至交錯并聯(lián)PFC變換器，所述交錯并聯(lián)PFC變換器由第一無橋PFC電路和第二無橋PFC電路交錯并聯(lián)組成。

所述DSP處理器包括PLL鎖相環(huán)、第一減法器、PI調(diào)節(jié)環(huán)和乘法器，所述PLL鎖相環(huán)的輸入端接A相電網(wǎng)電壓e_sa，所述PLL鎖相環(huán)的輸出端接乘法器的第一輸入端，所述第一減法器的輸入端分別接直流參考電壓V_dcr和直流反饋電壓V_dc，所述第一減法器的輸出端與PI調(diào)節(jié)環(huán)的輸入端相連，PI調(diào)節(jié)環(huán)的輸出端接乘法器的第二輸入端，乘法器的輸出端輸出參考電流數(shù)字量i_af至D/A變換器的信號輸入端。

所述DSP處理器采用TMS320F8035芯片。

所述電流跟蹤控制電路包括第二減法器，其輸入端分別接參考電流模擬量和采樣電網(wǎng)電流i_sa，其輸出端與放大器的輸入端相連；所述放大器的第一輸出端與第三減法器的第一輸入端相連，第三減法器的第二輸入端接第一三角波發(fā)生移相電路的輸出端，第三減法器的輸出端與第一比較器的輸入端相連，第一比較器的輸出端與第一判斷邏輯電路的輸入端相連，第一判斷邏輯電路的輸出端輸出PWM1脈沖信號至第一無橋PFC電路的驅(qū)動電路；所述放大器的第二輸出端與第四減法器的第一輸入端相連，第四減法器的第二輸入端接第二三角波發(fā)生移相電路的輸出端，第四減法器的輸出端與第二比較器的輸入端相連，第二比較器的輸出端與第二判斷邏輯電路的輸入端相連，第二判斷邏輯電路的輸出端輸出PWM2脈沖信號至第二無橋PFC電路的驅(qū)動電路。

所述第一無橋PFC電路包括輸入濾波電感L1、續(xù)流二極管D1、續(xù)流二極管D2以及由MOS管Q1和MOS管Q2組成的雙向開關(guān)管；所述第二無橋PFC電路包括輸入濾波電感L2、續(xù)流二極管D3、續(xù)流二極管D4以及由MOS管Q3和MOS管Q4組成的雙向開關(guān)管；第一無橋PFC電路和第二無橋PFC電路共用直流母線和中線，第一無橋PFC電路和第二無橋PFC電路的輸出直流側(cè)采用電容CD1、電容CD2串聯(lián)。

所述第一判斷邏輯電路和第二判斷邏輯電路的輸入端還接過零比較電路的輸出端，所述過零比較電路的輸入端接A相電網(wǎng)電壓信號e_sa。

本發(fā)明的另一目的在于提供一種交錯并聯(lián)無橋PFC電路的控制器的控制方法，該方法包括下列順序的步驟：

(1)將交錯并聯(lián)PFC變換器輸入的電網(wǎng)電流采樣，即采樣電網(wǎng)電流i_sa；

(2)將交錯并聯(lián)PFC變換器輸出的直流反饋電壓V_dc輸入DSP處理器；

(3)將A相電網(wǎng)電壓e_sa輸入DSP處理器，求取電網(wǎng)電壓相位信號；

(4)將步驟二所述的直流反饋電壓V_dc與給定的直流參考電壓V_dcr之間的差值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)環(huán)得到調(diào)節(jié)量i_d；

(5)將步驟四所述的調(diào)節(jié)量i_d與步驟三所述的電網(wǎng)電壓相位信號相乘，得到參考電流數(shù)字量i_af；

(6)將步驟五所述的參考電流數(shù)字量i_af經(jīng)D/A變換器變換輸出，得到參考電流模擬量

(7)將步驟一所述的采樣電網(wǎng)電流i_sa與步驟六所述的參考電流模擬量進行比較，求取電流跟蹤誤差；

(8)將步驟七所述的電流跟蹤誤差經(jīng)放大后與兩路相位相差180°的三角載波進行比較，得兩路與三角載波同頻率的脈沖信號，其相位相差180°；

(9)將步驟八所述的兩路相位相差180°的脈沖信號分別與步驟三所述的電網(wǎng)電壓相位信號進行異或邏輯處理，得到兩路PWM脈沖，用于控制第一無橋PFC電路和第二無橋PFC電路的開關(guān)管。

由上述技術(shù)方案可知，本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明無需進行復(fù)雜的數(shù)學(xué)建模和算法設(shè)計，PFC的數(shù)字控制方法得到大幅度簡化，常規(guī)的PFC控制通常包括電壓環(huán)、電流給定計算和電流跟蹤控制環(huán)三個控制環(huán)節(jié)，其中電流跟蹤環(huán)通常采用PI控制環(huán)的數(shù)字實現(xiàn)較為復(fù)雜，且實時性要求高；采用數(shù)模結(jié)合控制方法，將實時性要求較高的電流跟蹤控制環(huán)用模擬電路實現(xiàn)，使PFC控制電路的控制效果得到提高，在同樣的數(shù)字控制資源前提條件下，可以有效提高電流計算處理頻率，這樣有助于進一步提高輸入功率因數(shù)和減小輸入電流THD。同時，控制器不再有電流內(nèi)環(huán)的參數(shù)整定問題，這也導(dǎo)致了本發(fā)明對電路參數(shù)的變動不再敏感，魯棒性好。

附圖說明

圖1為交錯并聯(lián)PFC變換器的電路原理圖；

圖2為第一無橋PFC電路的電路原理圖；

圖3為第二無橋PFC電路的電路原理圖；

圖4為DSP處理器、D/A變換器和電流跟蹤控制電路的原理框圖；

圖5為電流跟蹤控制電路的原理框圖。

具體實施方式

如圖1所示，一種交錯并聯(lián)無橋PFC電路的控制器，包括DSP處理器1、D/A變換器2和電流跟蹤控制電路3，所述DSP處理器1的信號輸入端分別接A相電網(wǎng)電壓e_sa、直流參考電壓V_dcr和直流反饋電壓V_dc，所述DSP處理器1的信號輸出端與D/A變換器2的信號輸入端相連，D/A變換器2的信號輸出端與電流跟蹤控制電路3的信號輸入端相連，電流跟蹤控制電路3的信號輸出端輸出兩路PWM脈沖信號至交錯并聯(lián)PFC變換器4，所述交錯并聯(lián)PFC變換器4由第一無橋PFC電路5和第二無橋PFC電路6交錯并聯(lián)組成。本控制器采用以DSP處理器1為核心的數(shù)摸控制方式，其中指令電流運算由數(shù)字電路實現(xiàn)，電流跟蹤控制則由模擬電路實現(xiàn)。選用TMS320F8035芯片完成輸出直流電壓穩(wěn)壓、電流指令計算，計算結(jié)果經(jīng)D/A變換器2輸出，用于實現(xiàn)電流跟蹤?？刂菩盘朠WM1和PWM2經(jīng)驅(qū)動電路產(chǎn)生驅(qū)動信號G1和G2，用于實現(xiàn)對交錯并聯(lián)PFC變換器4的控制。

如圖2、3所示，所述第一無橋PFC電路5包括輸入濾波電感L1、續(xù)流二極管D1、續(xù)流二極管D2以及由MOS管Q1和MOS管Q2組成的雙向開關(guān)管；所述第二無橋PFC電路6包括輸入濾波電感L2、續(xù)流二極管D3、續(xù)流二極管D4以及由MOS管Q3和MOS管Q4組成的雙向開關(guān)管；第一無橋PFC電路5和第二無橋PFC電路6共用直流母線和中線，第一無橋PFC電路5和第二無橋PFC電路6的輸出直流側(cè)采用電容CD1、電容CD2串聯(lián)。

如圖4所示，所述DSP處理器1包括PLL鎖相環(huán)、第一減法器7、PI調(diào)節(jié)環(huán)和乘法器，所述PLL鎖相環(huán)的輸入端接A相電網(wǎng)電壓e_sa，所述PLL鎖相環(huán)的輸出端接乘法器的第一輸入端，所述第一減法器7的輸入端分別接直流參考電壓V_dcr和直流反饋電壓V_dc，所述第一減法器7的輸出端與PI調(diào)節(jié)環(huán)的輸入端相連，PI調(diào)節(jié)環(huán)的輸出端接乘法器的第二輸入端，乘法器的輸出端輸出參考電流數(shù)字量i_af至D/A變換器2的信號輸入端。所述DSP處理器1采用TMS320F8035芯片。

如圖5所示，所述電流跟蹤控制電路3包括第二減法器8，其輸入端分別接參考電流模擬量和采樣電網(wǎng)電流i_sa，其輸出端與放大器的輸入端相連；所述放大器的第一輸出端與第三減法器9的第一輸入端相連，第三減法器9的第二輸入端接第一三角波發(fā)生移相電路的輸出端，第三減法器9的輸出端與第一比較器11的輸入端相連，第一比較器11的輸出端與第一判斷邏輯電路的輸入端相連，第一判斷邏輯電路的輸出端輸出PWM1脈沖信號至第一無橋PFC電路5的驅(qū)動電路；所述放大器的第二輸出端與第四減法器10的第一輸入端相連，第四減法器10的第二輸入端接第二三角波發(fā)生移相電路的輸出端，第四減法器10的輸出端與第二比較器12的輸入端相連，第二比較器12的輸出端與第二判斷邏輯電路的輸入端相連，第二判斷邏輯電路的輸出端輸出PWM2脈沖信號至第二無橋PFC電路6的驅(qū)動電路。所述第一判斷邏輯電路和第二判斷邏輯電路的輸入端還接過零比較電路的輸出端，所述過零比較電路的輸入端接A相電網(wǎng)電壓信號e_sa。

本方法包括：

(1)將交錯并聯(lián)PFC變換器輸入的電網(wǎng)電流采樣，即采樣電網(wǎng)電流i_sa；

(2)將交錯并聯(lián)PFC變換器4輸出的直流反饋電壓V_dc輸入DSP處理器1；

(3)將A相電網(wǎng)電壓e_sa輸入DSP處理器1，求取電網(wǎng)電壓相位信號；

(4)將步驟二所述的直流反饋電壓V_dc與給定的直流參考電壓V_dcr之間的差值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)環(huán)得到調(diào)節(jié)量i_d；

(5)將步驟四所述的調(diào)節(jié)量i_d與步驟三所述的電網(wǎng)電壓相位信號相乘，得到參考電流數(shù)字量i_af；

(6)將步驟五所述的參考電流數(shù)字量i_af經(jīng)D/A變換器2變換輸出，得到參考電流模擬量

(7)將步驟一所述的采樣電網(wǎng)電流i_sa與步驟六所述的參考電流模擬量進行比較，求取電流跟蹤誤差；

(8)將步驟七所述的電流跟蹤誤差經(jīng)放大后與兩路相位相差180°的三角載波進行比較，得兩路與三角載波同頻率的脈沖信號，其相位相差180°；

(9)將步驟八所述的兩路相位相差180°的脈沖信號分別與步驟三所述的電網(wǎng)電壓相位信號進行異或邏輯處理，得到兩路PWM脈沖，用于控制第一無橋PFC電路5和第二無橋PFC電路6的開關(guān)管。

如圖4所示，DSP處理器1采樣輸出直流反饋電壓V_dc和A相電網(wǎng)電壓e_sa送入DSP處理器1的兩路AD通道；對直流反饋電壓V_dc進行采樣后，經(jīng)過數(shù)字電壓PI調(diào)節(jié)環(huán)，得到電網(wǎng)輸入?yún)⒖茧娏鞯姆逯礽_d，以此控制輸出電壓恒定。采樣A相電網(wǎng)電壓e_sa，求取過零點，在A網(wǎng)電源電壓過零時，DSP處理器1輸出電網(wǎng)電壓過零信號a，同時使電網(wǎng)電壓相位角θ復(fù)位為零，然后每個PWM周期增加2π/256電角度(一個電網(wǎng)周期包含256個直流電壓調(diào)節(jié)周期)。在每個直流電壓調(diào)節(jié)周期根據(jù)θ角查詢正弦表，將峰值i_d乘以相應(yīng)正弦表值，可得參考電流數(shù)字量i_af。將此參考電流數(shù)字量i_af經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換器2轉(zhuǎn)換，輸出參考電流模擬量用作電流跟蹤控制的參考量。

如圖5所示，采用模擬控制方式進行兩并聯(lián)支路電流跟蹤控制，即可得到兩路交錯移相的PWM的占空比，以此控制功率管即可完成交錯并聯(lián)無橋PFC的控制。

電流跟蹤控制采用跟蹤型PWM，使用的是三角波比較方式，這種方式是先將參考電流模擬量與采樣電網(wǎng)電流i_sa的偏差△i經(jīng)放大器A放大，結(jié)果與第一路三角波信號SJB1比較，得到脈沖信號b1；與第二路三角波信號SJB2(相位與SJB1相差180°)比較，得到脈沖信號b2；

當(dāng)偏差△i大于三角波信號時,脈沖信號b1(b2)為高電平；當(dāng)偏差△i小于三角波信號時,脈沖信號b1(b2)為低電平。同時，對A相電網(wǎng)電壓e_sa進行過零判斷，設(shè)定當(dāng)A相電網(wǎng)電壓e_sa小于0時，DSP處理器1輸出信號a為高電平；當(dāng)A相電網(wǎng)電壓e_sa大于0時，DSP處理器1輸出信號a為低電平。最后，信號a與信號b1進行異或邏輯處理，輸出PWM1信號；信號a與信號b2進行異或邏輯處理，輸出PWM2信號，分別經(jīng)過驅(qū)動電路用于控制第一無橋PFC電路5和第二無橋PFC電路6。這樣組成的一個控制器是基于把△i控制為最小來設(shè)計的。器件的開關(guān)頻率固定且等于三角載波的頻率，兩支路三角載波之間相位相差180°，通過載波移相，可以減小注入電網(wǎng)的開關(guān)諧波的含量。這樣有利于無源濾波器的設(shè)計，可以很好的濾除開關(guān)諧波。

綜上所述，本發(fā)明無需進行復(fù)雜的數(shù)學(xué)建模和算法設(shè)計，PFC的數(shù)字控制方法得到大幅度簡化；采用數(shù)模結(jié)合控制方法，將實時性要求較高的電流跟蹤控制環(huán)用模擬電路實現(xiàn)，使PFC控制電路的控制效果得到提高，在同樣的數(shù)字控制資源前提條件下，可以有效提高電流計算處理頻率，這樣有助于進一步提高輸入功率因數(shù)和減小輸入電流THD。同時，控制器不再有電流內(nèi)環(huán)的參數(shù)整定問題，這也導(dǎo)致了本發(fā)明對電路參數(shù)的變動不再敏感，魯棒性好。