本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器，屬于電能變換領域。

背景技術：

非接觸供電利用磁場耦合實現(xiàn)“無線供電”，即采用原副邊完全分離的非接觸變壓器，通過高頻磁場的耦合傳輸電能，使得在能量傳遞過程中原邊(供電側)和副邊(用電側)無物理連接。與傳統(tǒng)的接觸式供電相比，非接觸供電使用方便、安全，無火花及觸電危險，無積塵和接觸損耗，無機械磨損和相應的維護問題，可適應多種惡劣天氣和環(huán)境，便于實現(xiàn)自動供電，具有良好的應用前景。

一個完整的無線電能傳輸系統(tǒng)由電氣隔離的原邊和副邊組成。整個系統(tǒng)包括3個核心單元：高頻電能變換單元、諧振補償單元和非接觸變換單元。其中，非接觸變換單元屬于松耦合，其相比于緊耦合變壓器存在低耦合、大漏感的缺點，如果不進行補償，整個系統(tǒng)中會存在大量的無功功率，大大降低了系統(tǒng)傳輸功率和系統(tǒng)整體效率，制約了非接觸供電技術的推廣和應用。同時由于無線電能傳輸系統(tǒng)的原副邊完全分離，實際應用中會存在原副邊相對位置改變以及正對氣隙距離變化等多種工況，導致變壓器的電路參數(shù)發(fā)生較大變化，從而影響非接觸變換器的工作性能。除了原副邊相對位置變化引起的非接觸變壓器電路參數(shù)變化，類似于普通電源，無線電能傳輸系統(tǒng)應該能夠適應不同的應用對象、負載屬性及功率等級。

為了降低非接觸供電系統(tǒng)對一次供電側的電力容量需求，以及提高二次側能量傳輸能力。通常在非接觸變壓器的原副邊，分別采用電容補償?shù)姆绞絹硐└械挠绊?，也就是無線電能傳輸系統(tǒng)中的諧振補償單元。chwei-senwang；stielau,o.h.；covic,g.a.,"designconsiderationsforacontactlesselectricvehiclebatterycharger,"industrialelectronics,ieeetransactionson,vol.52,no.5,pp.1308,1314,oct.2005給出了原副邊串并、串串、并并和并串四種基本補償形式的特性分析。其他不同的補償方式也有不同的文章對其進行了探討。對不同的補償拓撲進行歸納總結可以發(fā)現(xiàn)：1、不同的補償網絡有不同的輸入輸出特性，且非接觸變換器的輸出特性是與耦合系數(shù)密切相關的；2、原副邊補償電容的取值都是在非接觸變壓器原副邊氣隙固定的情況下計算得到的，當原副邊氣隙變化或出現(xiàn)偏移錯位情況時，即耦合系數(shù)發(fā)生改變時，諧振頻率點會偏移原來的設計參考點，大大限制了非接觸供電系統(tǒng)的能量傳輸能力和適用性；3、一種補償拓撲能夠為用電設備提供的電壓、電流、功率都是有限的。

為了提高原副邊錯位偏移情況下非接觸供電系統(tǒng)的能量傳輸能力，奧克蘭mickelbudhia,johnt.boys,granta.covicandchang-yuhuang,"developmentofasingle-sidedfluxmagneticcouplerforelectricvehicleiptchargingsystems"ieeetransactionsonindustrialelectronics,vol.60,no.1,january2013提出在非接觸變壓器副邊兩繞組(被簡稱dd繞組)中間疊加與副邊繞組重疊的第三繞組(被簡稱q繞組)，減小次級輸出功率的橫向錯位敏感度，較好地解決了錯位時處于“進、出磁通完全抵消”的“感應盲點”而影響變壓器功率傳輸能力的問題。但是這種ddq的繞組結構僅能改善非接觸變壓器在橫向錯位條件下的輸出特性，對原副邊垂直距離的變化(即氣隙變化)，這種“ddq”的繞組結構的輸出特性仍有很大變化?？紤]到實際應用中非接觸變壓器原副邊之前氣隙大小以及錯位情況的不確定性，仍需要進一步探討研究。

如何能得到一種高效可靠的無線電能傳輸電路，即能夠提高非接觸變換器在變壓器原副邊氣隙變化以及錯位情況的輸出穩(wěn)定性；又能夠適應不同負載用電需求，成為本發(fā)明的設計重點。

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：針對上述現(xiàn)有技術，提出一種電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器，有效提高變耦合系數(shù)條件下輸出特性的穩(wěn)定性。

技術方案：一種電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路，包括第一非接觸變換模塊支路和第二非接觸變換模塊支路；所述第一非接觸變換模塊支路由第一輸入源、第一原邊補償網絡、第一非接觸變壓器、第一副邊補償網絡、第一整流電路、第一濾波網絡依次串聯(lián)連接組成，所述第二非接觸變換模塊支路由第二輸入源、第二原邊補償網絡、第二非接觸變壓器、第二副邊補償網絡、第二整流電路、第二濾波網絡依次串聯(lián)組成，所述第一濾波網絡的輸出和第二濾波網絡的輸出串聯(lián)或并聯(lián)連接后接在負載兩端；對于所述第一非接觸變壓器和第二非接觸變壓器，流入其中一路非接觸變壓器原邊繞組的電流為恒定量，流入另一路非接觸變壓器原邊繞組的電流為隨負載及耦合系數(shù)變化的變化量。

進一步的，流入其中一路非接觸變壓器原邊繞組的恒定電流通過lc變換網絡或控制電路的方式實現(xiàn)。

進一步的，所述第一輸入源和第二輸入源為交流恒壓源或交流恒流源，或直流輸入源加逆變電路變換得到。

進一步的，兩路非接觸變換模塊中的第一原邊補償網絡和第二原邊補償網絡、第一副邊補償網絡和第二副邊補償網絡為串聯(lián)單電容補償、并聯(lián)單電容補償、串并聯(lián)電容補償、并串聯(lián)電容補償、串/并聯(lián)lc網絡補償、lcl形式補償、lcc形式補償，或者以上任意結構的組合形式。

進一步的，兩路非接觸變換模塊的副邊電路共用，形成原邊雙繞組副邊單繞組的非接觸變壓器結構。

進一步的，第一非接觸變壓器和第二非接觸變壓器的繞組結構為單線圈結構、雙線圈結構或多線圈結構，原邊磁芯和/或副邊磁芯的結構為u型、i型、兩邊柱底部沿側邊向外擴展的邊沿擴展型、十字形或者上述形狀的組合。

有益效果：本發(fā)明所提出的一種電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路與現(xiàn)有技術相比的主要技術特點是，利用非接觸變換器在恒壓源激勵下輸出特性與非接觸變壓器原副邊耦合系數(shù)(互感)成反比，在恒流源激勵下輸出特性與非接觸變壓器原副邊耦合系數(shù)(互感)成正比的特性，將電壓源與電流源復合激勵，組合輸出，消除或大大減小因耦合系數(shù)(互感)的改變而引起的系統(tǒng)輸出特性的變化，其有利于后級電路的設計，提升了單一非接觸供電系統(tǒng)在不同使用條件下的能量傳輸能力，有效地提高了系統(tǒng)的容錯性和適用性。

附圖說明

圖1是傳統(tǒng)的單電源激勵的非接觸變換電路。

圖2是單電源激勵的ac/ac非接觸變換單元的通用電路，圖2(a)為單電壓源激勵及其對應補償網絡電路示意圖，圖2(b)為單電流源激勵及其對應補償網絡電路示意圖。

圖3是圖2所示單電源激勵ac/ac非接觸變換單元不同端口的二端網絡等效電路示意圖，圖3(a)是輸入源與原邊補償網絡的等效二端網絡示意圖，圖3(b)是輸入源與原邊補償網絡的通用等效二端網絡示意圖，圖3(c)是非接觸變壓器原邊輸入端口右側等效阻抗電路示意圖，圖3(d)是基于非接觸變壓器的互感模型得到的非接觸變壓器輸出端口左側二端網絡，圖3(e)是通用流壓、壓流轉換電路示意圖。

圖4(a)是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路實施例一電路結構示意圖，圖4(b)、圖4(c)、圖4(d)均為圖4(a)的等效變換電路。

圖5是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路實施例二電路示意圖。

圖6(a)是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路實施例三電路結構示意圖，圖6(b)是圖6(a)的基波等效電路。

圖7是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路實施例四電路示意圖。

圖8是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路實施例五電路示意圖。

圖9是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路實施例六電路示意圖。

圖10是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路實施例七電路示意圖。

圖11(a)是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路測試實例一所用非接觸變壓器結構圖，圖11(b)是測試實例一重載條件下輸出電壓增益仿真結果，圖11(c)是測試實例一輕載條件下輸出電壓增益仿真結果。

圖12是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路測試實例二在不同負載條件下輸出電壓的仿真結果。

圖13是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路結構示意圖。

具體實施方式

下面結合附圖對本發(fā)明做更進一步的解釋。

圖1是傳統(tǒng)的單電源激勵的非接觸變換電路，包括逆變橋、非接觸變壓器、原副邊補償網絡和輸出整流濾波部分。逆變橋的可選電路很多，包括推挽、半橋、全橋電路等，根據(jù)其輸入電源特性又可分為電壓源饋電逆變橋和電流源饋電逆變橋。為凸顯本發(fā)明的設計重點，取圖1中的虛線框內的ac/ac非接觸變換單元為本發(fā)明的研究對象。將逆變橋輸出等效為一個交流源，整流濾波電路等效為一個負載電阻。

圖2為單電源激勵的ac/ac非接觸變換單元的通用電路，包括輸入交流源1、原邊補償網絡2、非接觸變壓器3、副邊補償網絡4、等效負載5。根據(jù)輸入電源特性的不同，可以將非接觸變換器分為電壓源輸入型非接觸變換器與電流源輸入型非接觸變換器，不同的輸入源特性需對應不同的補償拓撲結構，分別如圖2(a)與圖2(b)所示。補償網絡由電感、電容等諧振元件組成，其中zp1、zp2、zs1、zs2分別為電壓源輸入型非接觸變換器原、副邊補償t網絡串聯(lián)補償電抗參數(shù)，gp、gs分別為電壓源輸入型非接觸變換器原、副邊補償t網絡并聯(lián)補償電導參數(shù)；gp1、gp2、gs1、gs2分別為電流源輸入型非接觸變換器原、副邊補償π網絡并聯(lián)補償電導參數(shù)，zp、zs分別為電流源輸入型非接觸變換器原、副邊補償π網絡串聯(lián)補償電抗參數(shù)。當串聯(lián)補償電抗參數(shù)為零時，對應支路短路；當并聯(lián)補償電導參數(shù)為零時，對應支路斷路。因此，通過改變補償t網絡與π網絡參數(shù)的值，可以實現(xiàn)不同的補償方式。

圖3為圖2所示單電源激勵ac/ac非接觸變換單元不同端口的二端網絡等效電路?；诖骶S南定理與諾頓定理，可以將圖2中的輸入交流源1與原邊補償網絡2等效成一個以ab為端口二端網絡，等效的二端網絡的外特性與原電路拓撲輸出外特性相同。考慮到原邊補償網絡參數(shù)的取值的不同可能性，存在圖2(a)所示的四種可能的等效電路形式，其中ve1、ve2、ie1、ie2為等效后的受控源，zev、zei、gev、gei為ab左側二端網絡除源阻抗。根據(jù)戴維南等效，一個受控電壓源串聯(lián)一個阻抗可以等效為一個受控電流源并聯(lián)一個阻抗，即可以認為圖2(a)中圖①與圖④等效；由電壓源與電流源的特性可知，電壓源并聯(lián)阻抗等效為電壓源，電流源串聯(lián)阻抗等效為電流源。因此可以將單電源激勵非接觸變換器的輸入交流源1與原邊補償網絡2進一步等效為如圖3(b)所示兩種二端網絡，其中受控電壓源ve、受控電流源ie與輸入交流電源、補償網絡中的電感、電容等諧振元件參數(shù)、工作頻率相關，除源阻抗ze與補償網絡中的電感、電容等諧振元件參數(shù)、工作頻率相關，均與非接觸變壓器的電路參數(shù)無關。

基于非接觸變壓器的互感模型與阻抗的串并聯(lián)關系，可以將圖2中端口ab的右側電路非接觸變壓器3、副邊補償網絡4、負載電阻5等效為圖3(c)所示的二端網絡，其中zts為非接觸變換器次級回路阻抗。同樣基于非接觸變壓器的互感模型，可以得到cd端口左側的二端網絡如圖3(d)所示。而cd端口右側的二端網絡為無源的阻抗連接網絡，由副邊諧振網絡的電感、電容與負載電阻串并聯(lián)連接而成，與非接觸變壓器的電路參數(shù)無關。

基于圖3所示單電源激勵ac/ac非接觸變換單元不同端口的二端網絡等效電路，可以求解得到負載電阻兩端的輸出電壓。當ab端口左側二端網絡等效為受控電壓源串聯(lián)除源阻抗時，負載兩端輸出電壓可以表示為：

其中h為負載電阻在cd右側二端無源網絡上的電壓分壓系數(shù)。由前面的分析可知，式(1)中zts、h、ze、ve均與非接觸變壓器參數(shù)無關，因此當jωlp+ze＝0時，輸出電壓隨非接觸變壓器原副邊的互感成反比變化，此時流入原邊繞組的電流隨非接觸變壓器互感及負載變化而變化。

當ab端口左側二端網絡等效為受控電流源時，即流入原邊繞組的電流為恒定值時，負載兩端輸出電壓可以表示為：

從式(2)可以看到，輸入交流電源(1)與原邊補償網絡(2)等效為受控電流源時，輸出電壓隨非接觸變壓器原副邊的互感成線性變化。結合式(1)與式(2)，可以發(fā)現(xiàn)非接觸變壓器輸入端口分別為電壓源與電流源輸入時，非接觸變壓器負載電阻兩端的電壓分別隨非接觸變壓器互感變化呈相反的變化趨勢，即當非接觸變壓器為電壓源輸入時，輸出電壓隨互感m遞減變化；而當非接觸變壓器為電流源輸入時，輸出電壓隨互感m遞增變化。

基于這樣的電路特性，可以說明本發(fā)明的工作原理，并由此引出本發(fā)明的技術方案與實施方式。

值得注意的是本發(fā)明的電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器中的電流源特指流入非接觸變壓器原邊繞組的電流為恒流源，可以為實際電流源激勵串聯(lián)變壓器原邊繞組，或者通過實際外加電壓源激勵串聯(lián)lc拓撲變換得到，如圖3(e)左側電路所示，或者通過控制電路控制流入原邊繞組的電流為恒定量；本發(fā)明中的電壓源可以為實際電壓源，也可以通過實際外加電流源激勵并聯(lián)lc拓撲變換得到，如圖3(e)右側電路所示。

實施例一：

圖4給出了本發(fā)明電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器第一種實施例的電路結構圖。圖4(a)所示非接觸變換電路為dc-dc變換電路，兩路非接觸變換器，支路1與支路2在直流輸入側并聯(lián)連接，直流輸出側串聯(lián)連接而成。每一路非接觸變換模塊均包括直流輸入電壓源1_1、逆變器1_2、原邊補償網絡2、非接觸變壓器3、副邊補償網絡4、整流電路5_1、濾波電路5_2、負載電阻5_3，其中直流輸入電壓源1_1與負載電阻5_3為兩路公用。為區(qū)別支路1與支路2，用附圖標記“f”表示支路1，附圖標記“s”表示支路2，兩路非接觸變換模塊中電路元器件的第一個下標“f”或“s”用以區(qū)分支路1與支路2，第二個下標用以區(qū)分各支路中相同的元器件。圖4(a)所示電路中，uin為直流輸入電壓源，sx1～sx4為原邊逆變全橋開關管，cxp為原邊補償電容，cxs為副邊補償電容，lxp為非接觸變壓器原邊繞組自感，lxs為非接觸變壓器副邊繞組自感，mx為非接觸變壓器原副邊繞組互感，lxq為串聯(lián)補償電感，dx1～dx4為副邊整流二極管，cxf為濾波電容，rl為負載電阻，下標中的x表示“f”或“s”。

直流輸入電壓源1_1與逆變電路f1_2的輸出為一個交流方波，因此可以將端口fafb的左側電路等效成一個方波交流輸入電壓源ufab；同理端口sasb的左側電路也可以等效成一個方波交流輸入電壓源usab；兩路非接觸變換器整流后直流側進行串聯(lián)，兩路共用同一負載，基于電路基本定理，可以將負載電阻5_3等效成兩個電阻rfl、rsl串聯(lián)，從而可以將兩路非接觸變換模塊在源側與負載側解開，等效后電路如圖4(b)所示。為提高非接觸變換器的效率，一般設計變換器工作在諧振頻率點附近，諧振電感電流近似正弦，則可以采用基波近似分析法，將諧振網絡中的變量都用其基波分量近似替代。當整流橋連續(xù)導通時，其橋臂中點的電壓和電流始終同相，則副邊整流橋5_1、濾波環(huán)節(jié)5_2及負載5_3均可等效為一個線性電阻re?；诨ǚ治?，可以將圖4(a)所示實施例電路拓撲進一步等效為圖4(c)所示，圖中uxs、ixs、uxo、ixo分別為輸入電壓、電流，輸出電壓、電流的基波分量，下標中的x表示“f”或“s”。從圖4(c)可以看到，各支路組成單元與圖2(a)一一對應。

支路1的原邊補償網絡f2與非接觸變壓器f3的原邊自感構成lcl補償拓撲，設計lfq與非接觸變壓器f3的原邊自感l(wèi)fp相等，cfp與lfp諧振，副邊補償網絡f4為單電容串聯(lián)補償，串聯(lián)補償電容cfs與非接觸變壓器f3的副邊自感l(wèi)fs諧振。在諧振頻率點處，基于戴維南等效原邊輸入電壓源f1與原邊補償網絡f3等效為一個受控電流源，如圖4(d)所示，此時流入支路1原邊繞組的電流僅與實際電壓源激勵和諧振電感l(wèi)fq的感抗有關，當電壓源激勵uin恒定時，流入支路1原邊繞組的電流為恒定值，不隨非接觸變壓器原副邊位置變化及負載變化而變化。支路2的原邊補償網絡s2為串聯(lián)電容補償，補償電容csp與非接觸變壓器s3的原邊自感l(wèi)sp諧振，非接觸變壓器s3的副邊自感與副邊補償網絡s4構成lcl補償拓撲，設計lsq與非接觸變壓器s3的副邊自感l(wèi)ss相等，css與lss諧振。支路2端口ab二端網絡為輸入電壓源串聯(lián)諧振阻抗，當變壓器耦合系數(shù)變化或者負載變化時，等效到原邊的輸入阻抗變化，流入支路2非接觸變壓器原邊繞組的電流也會發(fā)生變化。因此本發(fā)明實施例兩路非接觸變換模塊的非接觸變壓器輸入端口分別為電壓源與電流源輸入。下面基于變壓器的互感模型，討論兩路非接觸變換模塊的輸出特性。諧振電感電容滿足：

其中ω0為諧振頻率。圖4(c)所示支路1非接觸變換器的輸入電壓、電流，輸出電壓滿足：

其中zfr為支路1非接觸變換器副邊的反射阻抗，對式(4)進行化簡，完全補償時，支路1的輸入阻抗zfin與輸出電壓有效值ufos分別為：

其中ufs為輸入電壓的基波有效值。從式(5)可以看到，輸出電壓ufos與支路1非接觸變壓器原副邊互感mf正相關，且輸出電壓與負載電阻值無關；輸入阻抗在完全補償頻率點處始終為純阻，阻抗大小與負載電阻與互感相關。

同理可以求出支路2在完全補償點處的輸入阻抗zsin與輸出電壓有效值usos分別為：

其中uss為支路2輸入電壓的基波有效值。從式(6)可以看到，輸出電壓usos與支路2非接觸變壓器原副邊互感ms成反比，且輸出電壓與負載電阻值無關；輸入阻抗在完全補償頻率點處始終為純阻，阻抗大小與負載電阻與互感相關。結合式(5)與式(6)可知，總輸出電壓增益uo為：

無線充電系統(tǒng)中，非接觸變壓器的原邊一般固定，副邊可移動，當非接觸變壓器的原副邊發(fā)生相對運動時，本實施例中兩幅非接觸變壓器的副邊相對原邊運動方向相同，兩幅變壓器的互感m變化趨勢相同，結合式(7)可知，本發(fā)明實施例一的輸出電壓隨互感m的變化非單調，通過合理設計變壓器參數(shù)，可有效地實現(xiàn)兩路非接觸變換模塊輸出電壓相互補償，提高變耦合系數(shù)條件下系統(tǒng)總輸出電壓的穩(wěn)定性；同時從式(7)可以看出，完全補償條件下本發(fā)明實施例一的輸出電壓與負載電阻無關，即在變負載條件下能實現(xiàn)輸出電壓恒定；結合式(5)與(6)中兩路非接觸變換模塊輸入阻抗表達式，可以發(fā)現(xiàn)完全補償條件下本發(fā)明實施例一的輸入阻抗始終為純阻性，即可取工作頻率略大于完全補償頻率保證兩路非接觸變換模塊始終工作在弱感性區(qū)，實現(xiàn)開關管的zvs，提高系統(tǒng)效率。

當偏離完全補償點時，若支路1與支路2中的非接觸變壓器的原副邊的氣隙同時變小，即mf，ms同時變大，此時lfp、lfs、lsp、lss都隨之改變，支路1和支路2的恒定增益點向低頻移動，且支路1的電壓增益變大，支路2的電壓增益變低，若此時工作頻率也向低頻移動則整體電壓增益可以得到補償；若支路1與支路2中的非接觸變壓器的原副邊的氣隙同時變大，即mf，ms同時變小，此時lfp、lfs、lsp、lss都隨之改變，支路1和支路2的恒定增益點向高頻移動，且支路1的電壓增益變小，支路2的電壓增益變大，若此時工作頻率也向高頻移動則整體電壓增益可以得到補償。

為了使輸出電壓增益適應更寬范圍互感變化，需保證輸出電壓極值點所對應的互感值在工作區(qū)間內。由式(7)數(shù)學函數(shù)特性可知，需設計兩路非接觸變壓器參數(shù)在完全補償點處滿足式(8)。

非接觸變壓器f3和第二非接觸變壓器s3的繞組結構為單線圈結構、雙線圈結構或多線圈結構，原邊磁芯和/或副邊磁芯的結構為u型、i型、兩邊柱底部沿側邊向外擴展的邊沿擴展型、十字形或者上述形狀的組合。

實施例二：

圖5給出了本發(fā)明電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器第二種實施例的電路結構圖。圖5所示兩路非接觸變換器，支路1與支路2在直流輸出側串聯(lián)連接。支路1由交流輸入電流源f1、原邊補償網絡f2、非接觸變壓器f3、副邊補償網絡f4、整流電路f5_1、濾波電路f5_2、負載電阻5_3組成，其中直流輸入電壓源1_1與負載電阻5_3為兩路公用；支路2由直流輸入電壓源s1_1、逆變器s1_2、原邊補償網絡s2、非接觸變壓器s3、副邊補償網絡s4、整流電路s5_1、濾波電路s5_2、負載電阻5_3組成。對比圖5與圖4(a)可以發(fā)現(xiàn)，實施例二與實施例一的區(qū)別在于輸入源，在圖4(a)所示實施例一中，支路1的非接觸變壓器原邊端口的輸入電流源由直流輸入電壓源1_1、逆變器f2、原邊補償網絡f3等效變換得到；而圖5所示實施例二中，支路1的非接觸變壓器原邊端口的輸入電流源為外加直流激勵源f1?；诖骶S南等效可知，當實施例二中交流輸入電流源滿足：

式(9)中等號右邊參數(shù)為圖4所示實施例一中的電路參數(shù)。當式(9)成立時，根據(jù)二端口等效模型可知，實施例二與實施例一有完全相同的輸出特性，這里不再贅述。

實施例三：

圖6給出了本發(fā)明電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器第三種實施例的電路結構圖。圖6所示兩路非接觸變換器，支路1與支路2在直流輸入側并聯(lián)連接，直流輸出側并聯(lián)連接而成。每一路非接觸變換模塊均包括直流輸入電壓源1_1、逆變器1_2、原邊補償網絡2、非接觸變壓器3、副邊補償網絡4、整流電路5_1、濾波電路5_2、負載電阻5_3，其中直流輸入電壓源1_1與負載電阻5_3為兩路公用。為區(qū)別支路1與支路2，用“f”表示支路1，“s”表示支路2，兩路非接觸變換模塊中電路元器件的第一個下標“f”或“s”用以區(qū)分支路1與支路2，第二個下標用以區(qū)分各支路中相同的元器件。圖6所示電路中，uin為直流輸入電壓源，sx1～sx4為原邊逆變全橋開關管，cxp為原邊補償電容，cxs為副邊補償電容，lxp為非接觸變壓器原邊繞組自感，lxs為非接觸變壓器副邊繞組自感，mx為非接觸變壓器原副邊繞組互感，lxq為串聯(lián)補償電感，dx1～dx4為副邊整流二極管，cxf為濾波電容，rl為負載電阻，下標中的x表示“f”或“s”。

類似實施例一的分析方法，基于基波等效可以將圖6(a)等效成圖6(b)，圖中uxs、ixs、uxo、ixo分別為輸入電壓、電流，輸出電壓、電流的基波分量，下標中的x表示“f”或“s”。支路1的原邊補償網絡f2為lc網絡，實現(xiàn)輸入電壓源轉換成輸入電流源，電容cfp與lfq諧振，副邊補償網絡f4為單電容并聯(lián)補償，并聯(lián)補償電容cfs與非接觸變壓器f3的副邊自感l(wèi)fs諧振。在諧振頻率點處，基于戴維南等效原邊輸入電壓源f1與原邊補償網絡f3等效為一個受控電流源，則流入支路1原邊繞組的電流僅與實際電壓源激勵和諧振電感l(wèi)fq的感抗有關，當電壓源激勵uin恒定時，流入支路1原邊繞組的電流為恒定值，不隨非接觸變壓器原副邊位置變化及負載變化而變化。支路2的原邊補償網絡s2為串聯(lián)電容補償，補償電容csp與非接觸變壓器s3的原邊自感l(wèi)sp諧振，副邊補償網絡s4的串聯(lián)補償電容css與非接觸變壓器s3的副邊自感l(wèi)ss諧振。支路2端口ab二端網絡為輸入電壓源串聯(lián)諧振阻抗，當變壓器耦合系數(shù)變化或者負載變化時，等效到原邊的輸入阻抗變化，流入支路2非接觸變壓器原邊繞組的電流也會發(fā)生變化。因此本發(fā)明實施例兩路非接觸變換模塊的非接觸變壓器輸入端口分別為電壓源與電流源輸入。

基于變壓器的互感模型，可以得到兩路非接觸變換模塊的輸出特性。支路1非接觸變換器的輸入電壓、電流，輸出電壓滿足：

其中，ω0為諧振頻率，zfr為支路1非接觸變換器副邊的反射阻抗，支路2非接觸變換器的輸入電壓、電流，輸出電壓滿足：

其中zsr為支路2非接觸變換器副邊的反射阻抗，分別對式(10)、式(11)進行化簡，可以得到完全補償時支路1與支路2的輸出電流有效值ifos、isos分別為：

其中ufs、uss分別為兩路輸入電壓的基波有效值。從式(12)可以看到，輸出電流ifos與支路1非接觸變壓器原副邊互感mf正相關，且輸出電流與負載電阻值無關；輸出電流isos與支路2非接觸變壓器原副邊互感ms成反比，且與負載電阻值無關。則實施例三兩路非接觸變換器并聯(lián)輸出總電流為：

本實施例中兩幅非接觸變壓器的副邊相對原邊運動方向相同，兩幅變壓器的互感m變化趨勢相同，結合式(13)可知，本發(fā)明實施例三的輸出電流隨互感m的變化非單調，通過合理設計變壓器參數(shù)，可有效地實現(xiàn)兩路非接觸變換模塊輸出電流相互補償，提高變耦合系數(shù)條件下系統(tǒng)總輸出電流的穩(wěn)定性；同時從式(13)可以看出，完全補償條件下本發(fā)明實施例三的輸出電流與負載電阻無關，即在變負載條件下能實現(xiàn)輸出電流恒定。

為了使輸出電流增益適應更寬范圍互感變化，需保證輸出電流極值點所對應的互感值在工作區(qū)間內。由式(13)數(shù)學函數(shù)特性可知，需設計兩路非接觸變壓器參數(shù)在完全補償點處滿足式(14)。

實施例四：

圖7給出了本發(fā)明電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器第四種實施例的電路結構圖。圖7所示兩路非接觸變換器，支路1與支路2在直流輸出側并聯(lián)連接。支路1由直流輸入電壓源f1_1、逆變器f1_2、原邊補償網絡f2、非接觸變壓器f3、副邊補償網絡f4、整流電路f5_1、濾波電路f5_2、負載電阻5_3組成，其中直流輸入電壓源1_1與負載電阻5_3為兩路公用；支路2由交流輸入電流源s1、原邊補償網絡s2、非接觸變壓器s3、副邊補償網絡s4、整流電路s5_1、濾波電路s5_2、負載電阻5_3組成。圖7所示電路中，uin為直流輸入電壓源，iin為交流輸入電流源，sf1～sf4為原邊逆變全橋開關管，cxp為原邊補償電容，cxs為副邊補償電容，lxp為非接觸變壓器原邊繞組自感，lxs為非接觸變壓器副邊繞組自感，mx為非接觸變壓器原副邊繞組互感，lxq為串聯(lián)補償電感，dx1～dx4為副邊整流二極管，cxf為濾波電容，rl為負載電阻，下標中的x表示“f”或“s”。

支路1的原邊補償網絡f2為單電容串聯(lián)補償，串聯(lián)補償電容cfp與非接觸變壓器f3的原邊自感l(wèi)fp諧振，副邊補償網絡f4也為單電容串聯(lián)補償，串聯(lián)補償電容cfs與非接觸變壓器f3的副邊自感l(wèi)fs諧振。支路2的原邊補償網絡s2為串聯(lián)電容補償，補償電容csp與非接觸變壓器s3的原邊自感l(wèi)sp諧振，非接觸變壓器s3的副邊自感l(wèi)ss與副邊補償網絡s4構成lcl補償網絡，實現(xiàn)壓流轉換，設計諧振電感l(wèi)sq與非接觸變壓器s3的副邊自感l(wèi)ss相等，電容cfp與lfq諧振。從圖7可以看到，支路1端口ab二端網絡為輸入電壓源串聯(lián)諧振阻抗，支路2端口ab二端網絡為輸入電流源串聯(lián)諧振阻抗，可等效為一個輸入電流源。因此本發(fā)明實施例兩路非接觸變換模塊的非接觸變壓器輸入端口分別為電壓源與電流源輸入。

采用基波分析方法，基于變壓器的互感模型，可以得到兩路非接觸變換模塊的輸出特性。支路1非接觸變換器的輸入電壓、電流，輸出電壓滿足：

其中ω0為諧振頻率，zfr為支路1非接觸變換器副邊的反射阻抗，支路2非接觸變換器的輸入電壓、電流，輸出電壓滿足：

其中zsr為支路2非接觸變換器副邊的反射阻抗，

分別對式(15)、式(16)進行化簡，可以得到完全補償時支路1與支路2的輸出電流有效值ifos、isos，輸入阻抗zfin、zsin分別為：

其中ufs、iss分別為兩路輸入電壓、輸入電流的基波有效值。從式(17)可以看到，輸出電流ifos與支路1非接觸變壓器原副邊互感mf成反比，且輸出電流與負載電阻值無關；輸出電流isos與支路2非接觸變壓器原副邊互感ms成正比，且與負載電阻值無關；兩路非接觸變換器的輸入阻抗在完全補償頻率點處始終為純阻，阻抗大小與負載電阻與互感相關。則實施例四兩路非接觸變換器并聯(lián)輸出總電流為：

本實施例中兩幅非接觸變壓器的副邊相對原邊運動方向相同，兩幅變壓器的互感m變化趨勢相同，結合式(18)可知，本發(fā)明實施例四的輸出電流隨互感m的變化非單調，通過合理設計變壓器參數(shù)，可有效地實現(xiàn)兩路非接觸變換模塊輸出電流相互補償，提高變耦合系數(shù)條件下系統(tǒng)總輸出電流的穩(wěn)定性；同時從式(18)可以看出，完全補償條件下本發(fā)明實施例四的輸出電流與負載電阻無關，即在變負載條件下能實現(xiàn)輸出電壓恒定；從式(17)中兩路非接觸變換模塊輸入阻抗表達式，可以發(fā)現(xiàn)完全補償條件下本發(fā)明實施例四的輸入阻抗始終為純阻性，即可取工作頻率略大于完全補償頻率保證兩路非接觸變換模塊始終工作在弱感性區(qū)，實現(xiàn)開關管的zvs，提高系統(tǒng)效率。

為了使輸出電流增益適應更寬范圍互感變化，需保證輸出電流極值點所對應的互感值在工作區(qū)間內。由式(18)數(shù)學函數(shù)特性可知，需設計兩路非接觸變壓器參數(shù)在完全補償點處滿足式(19)。

實施例五：

圖8給出了本發(fā)明電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器第五種實施例的電路結構圖。圖8所示兩路非接觸變換器，支路1與支路2在直流輸出側并聯(lián)連接。支路1由交流輸入電流源f1、原邊補償網絡f2、非接觸變壓器f3、副邊補償網絡f4、整流電路f5_1、濾波電路f5_2、負載電阻5_3組成；支路2由交流輸入電流源s1、原邊補償網絡s2、非接觸變壓器s3、副邊補償網絡s4、整流電路s5_1、濾波電路s5_2、負載電阻5_3組成。圖8所示電路中，ixin為交流輸入電流源，cxp為原邊補償電容，cxs為副邊補償電容，lxp為非接觸變壓器原邊繞組自感，lxs為非接觸變壓器副邊繞組自感，mx為非接觸變壓器原副邊繞組互感，dx1～dx4為副邊整流二極管，lxf為濾波電感，cxf為濾波電容，rl為負載電阻，下標中的x表示“f”或“s”。

支路1的原邊補償網絡f2為單電容并聯(lián)補償，并聯(lián)補償電容cfp與非接觸變壓器f3的原邊自感l(wèi)fp諧振，副邊補償網絡f4為單電容串聯(lián)補償，串聯(lián)補償電容cfs與非接觸變壓器f3的副邊自感l(wèi)fs諧振，基于戴維南等效與諾頓等效，可以將一個電流源并聯(lián)阻抗等效變換為一個電壓源串聯(lián)阻抗，則支路1端口ab左側電路可以等效為一個受控電壓源的二端網絡。支路2的原邊補償網絡s2為串聯(lián)電容補償，補償電容csp與非接觸變壓器s3的原邊自感l(wèi)sp諧振，副邊補償網絡s4為單電容并聯(lián)補償，并聯(lián)補償電容css與非接觸變壓器s3的副邊自感l(wèi)ss諧振，支路2端口ab二端網絡為輸入電流源串聯(lián)諧振阻抗，可等效為一個輸入電流源。因此本發(fā)明實施例兩路非接觸變換模塊的非接觸變壓器輸入端口分別為電壓源與電流源輸入。

采用基波分析方法，基于變壓器的互感模型，可以得到兩路非接觸變換模塊的輸出特性。支路1非接觸變換器的輸入電壓、電流，輸出電壓滿足：

其中ω0為諧振頻率，zfr為支路1非接觸變換器副邊的反射阻抗，支路2非接觸變換器的輸入電壓、電流，輸出電壓滿足：

其中zsr為支路2非接觸變換器副邊的反射阻抗，

分別對式(20)、式(21)進行化簡，可以得到完全補償時支路1與支路2的輸出電流有效值ifos、isos分別為：

其中ifin、isin分別為兩路輸入電流的基波有效值。從式(22)可以看到，輸出電流ifos與支路1非接觸變壓器原副邊互感mf成反比，且輸出電流與負載電阻值無關；輸出電流isos與支路2非接觸變壓器原副邊互感ms成正比，且與負載電阻值無關。則實施例五兩路非接觸變換器并聯(lián)輸出總電流為：

本實施例中兩幅非接觸變壓器的副邊相對原邊運動方向相同，兩幅變壓器的互感m變化趨勢相同，結合式(23)可知，本發(fā)明實施例五的輸出電流隨互感m的變化非單調，通過合理設計變壓器參數(shù)，可有效地實現(xiàn)兩路非接觸變換模塊輸出電流相互補償，提高變耦合系數(shù)條件下系統(tǒng)總輸出電流的穩(wěn)定性；同時從式(23)可以看出，完全補償條件下本發(fā)明實施例五的輸出電流與負載電阻無關，即在變負載條件下能實現(xiàn)輸出電流恒定。

為了使輸出電流增益適應更寬范圍互感變化，需保證輸出電流極值點所對應的互感值在工作區(qū)間內。由式(23)數(shù)學函數(shù)特性可知，需設計兩路非接觸變壓器參數(shù)在完全補償點處滿足式(24)。

實施例六：

圖9給出了本發(fā)明電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器第六種實施例的電路結構圖。圖9所示兩路非接觸變換器，支路1與支路2在直流輸出側并聯(lián)連接。支路1由交流輸入電壓源f1、原邊補償網絡f2、非接觸變壓器f3、副邊補償網絡f4、整流電路f5_1、濾波電路f5_2、負載電阻5_3組成；支路2由交流輸入電流源s1、原邊補償網絡s2、非接觸變壓器s3、副邊補償網絡s4、整流電路s5_1、濾波電路s5_2、負載電阻5_3組成。圖9所示電路中，ufin為交流輸入電壓源，isin為交流輸入電流源，cxp為原邊補償電容，cxs為副邊補償電容，lxp為非接觸變壓器原邊繞組自感，lxs為非接觸變壓器副邊繞組自感，mx為非接觸變壓器原副邊繞組互感，lst1、lst2、cst為支路2副邊補償t網絡的諧振電感、電容，dx1～dx4為副邊整流二極管，lxf為濾波電感，cxf為濾波電容，rl為負載電阻，下標中的x表示“f”或“s”。

支路1的原邊補償網絡f2、副邊補償網絡f4均為單電容串聯(lián)補償，串聯(lián)補償電容cfp、cfs分別與非接觸變壓器f3的原邊自感l(wèi)fp、副邊自感l(wèi)fs諧振。支路2的原邊補償網絡s2為串聯(lián)電容補償，補償電容csp與非接觸變壓器s3的原邊自感l(wèi)sp諧振，副邊補償網絡s4為由一個串聯(lián)補償電容串聯(lián)lcl的t網絡構成，串聯(lián)補償電容css與非接觸變壓器s3的副邊自感l(wèi)ss諧振，lcl型t網絡用于實現(xiàn)壓流轉換，設計諧振電感l(wèi)st1與lst2，諧振電容cst與lst2諧振，當諧振電感l(wèi)st1與非接觸變壓器s3的副邊自感l(wèi)ss感值相等時，可以將串聯(lián)補償電容css與諧振電感l(wèi)st1等效用導線替換。支路1端口ab二端網絡為輸入電壓源串聯(lián)諧振阻抗，支路2端口ab二端網絡為輸入電流源串聯(lián)諧振阻抗，可等效為一個輸入電流源。因此本發(fā)明實施例兩路非接觸變換模塊的非接觸變壓器輸入端口分別為電壓源與電流源輸入。

采用基波分析方法，基于變壓器的互感模型，可以得到兩路非接觸變換模塊的輸出特性。支路1非接觸變換器的輸入電壓、電流，輸出電壓滿足：

其中ω0為諧振頻率，zfr為支路1非接觸變換器副邊的反射阻抗，支路2非接觸變換器的輸入電壓、電流，輸出電壓滿足：

其中zsr為支路2非接觸變換器副邊的反射阻抗：

分別對式(25)、式(26)進行化簡，可以得到完全補償時支路1與支路2的輸出電流有效值ifos、isos分別為：

其中ufin、isin分別為兩路輸入電壓、電流的基波有效值。從式(27)可以看到，輸出電流ifos與支路1非接觸變壓器原副邊互感mf成反比，且輸出電流與負載電阻值無關；輸出電流isos與支路2非接觸變壓器原副邊互感ms成正比，且與負載電阻值無關。則實施例五兩路非接觸變換器并聯(lián)輸出總電流為：

本實施例中兩幅非接觸變壓器的副邊相對原邊運動方向相同，兩幅變壓器的互感m變化趨勢相同，結合式(28)可知，本發(fā)明實施例六的輸出電流隨互感m的變化非單調，通過合理設計變壓器參數(shù)，可有效地實現(xiàn)兩路非接觸變換模塊輸出電流相互補償，提高變耦合系數(shù)條件下系統(tǒng)總輸出電流的穩(wěn)定性；同時從式(28)可以看出，完全補償條件下本發(fā)明實施例六的輸出電流與負載電阻無關，即在變負載條件下能實現(xiàn)輸出電流恒定。

為了使輸出電流增益適應更寬范圍互感變化，需保證輸出電流極值點所對應的互感值在工作區(qū)間內。由式(28)數(shù)學函數(shù)特性可知，需設計兩路非接觸變壓器參數(shù)在完全補償點處滿足式(29)。

實施例七：

圖10給出了本發(fā)明電壓源與電流源復合激勵的非接觸變換器第七種實施例的電路結構圖。區(qū)別于前面所說的實施例一到實施例六，實施例七中的電壓源與電流源激勵作用于同一個非接觸變壓器3的原邊兩段繞組lfp、lsp上，副邊單繞組輸出。實施例七由交流輸入電壓源f1、第一個原邊繞組的補償網絡f2、交流輸入電流源s1、第二個原邊繞組的補償網絡s2、非接觸變壓器3、副邊補償網絡4、整流電路5_1、濾波電路5_2、負載電阻5_3組成。圖9所示電路中，ufin為交流輸入電壓源，isin為交流輸入電流源，lfp、lsp分別為非接觸變壓器原邊兩段繞組的自感，cfp、csp分別為非接觸變壓器原邊兩段繞組的補償電容，ls為非接觸變壓器副邊繞組自感，cs為副邊補償電容，mf、ms分別為非接觸變壓器兩個原邊與副邊繞組的互感，mfs為非接觸變壓器原邊兩段繞組之間的互感，d1～d4為副邊整流二極管，lf為濾波電感，cf為濾波電容，rl為負載電阻。原邊繞組lfp的輸入端口ab左側的二端網絡為輸入電壓源串聯(lián)諧振阻抗，原邊繞組lsp的輸入端口ab左側的二端網絡為輸入電流源串聯(lián)諧振阻抗，可等效為一個輸入電流源。因此本發(fā)明實施例非接觸變壓器兩路原邊繞組輸入端口分別為電壓源與電流源輸入。

采用基波分析方法，基于變壓器的互感模型，可以得到圖10所示非接觸變換單路基本的輸入輸出關系：

當原邊兩繞組對稱繞制時，可以認為兩路繞組參數(shù)相同，其繞組自感統(tǒng)一用lp表示，兩路原邊繞組與副邊繞組互感統(tǒng)一用m表示，耦合系數(shù)統(tǒng)一用k表示，則由式(30)可以解得輸出電壓uo在完全補償頻率點處的表達式為：

其中m0為完全補償設計點處的原副邊互感值，設計副邊補償電容補償副邊自感值。從式(31)可以看到，輸出電壓隨互感m的變化非單調。同時由式(30)也可推導得到原邊兩路繞組在完全補償點處的交流輸入阻抗分別為：

其中kfs為原邊兩繞組之間的耦合系數(shù)。則當y為實數(shù)時，可以推得變參數(shù)條件下輸入阻抗zfin始終為弱感性時原邊兩路繞組之間的耦合系數(shù)需要滿足的條件為：

即在完全補償點處，非接觸變壓器的耦合系數(shù)需滿足：

將式(35)代入式(33)，可以將輸入阻抗zsin近似化簡為：

zsin≈y+jω0lp(1-kfs)(35)

設計ω0lp(1-k12)＞＞y時，輸入阻抗zsin近似為純感性。為了實現(xiàn)開關管的zvs，需要輸入阻抗純阻，因此需要在電流源輸入一路串聯(lián)電容補償阻抗，補償電容csp的容值近似為：

測試實例一：

為驗證本發(fā)明的可行性，以圖3所示電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路為例，進行了psim電路仿真驗證。本實例中所采用非接觸變壓器均為邊沿拓展型非接觸變壓器，如圖11(a)所示，本發(fā)明同樣適用于其它變壓器結構。下表為本測試所采用的非接觸變壓器的原副邊自感、互感以及耦合系數(shù)隨氣隙變化的具體參數(shù)。

表1：非接觸變壓器(f3)參數(shù)

表2：非接觸變壓器(s3)參數(shù)

支路1，支路2具體的原副邊補償電容取值見下表3。

表3：諧振元件參數(shù)

支路1和支路2的補償電容在10cm氣隙條件下基于式(3)計算得到。在直流輸入電壓為400v固定的情況下，改變變壓器原副邊之間的氣隙間距，非接觸組合供電電路的輸出電壓值見表4，不同負載條件下輸出電壓隨耦合系數(shù)變化曲線如圖11(b)、圖11(c)所示。從中可以看出本發(fā)明所提出的電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路可以有效提高大氣隙變化時非接觸供電系統(tǒng)輸出特性的穩(wěn)定程度，同時保持輸出電壓特性在變負載條件下的輸出穩(wěn)定性。

表4(a)：大負載(rmin)條件下兩路輸出電壓與總輸出電壓

表4(a)：小負載(rmax)條件下兩路輸出電壓與總輸出電壓

測試實例二：

為驗證本發(fā)明的可行性，以圖10所示電壓源與電流源復合激勵非接觸變換電路為例，進行了仿真驗證。本實例中所用非接觸變壓器為原邊雙繞組，副邊單繞組非接觸變壓器，原邊兩路非接觸變壓器對稱繞制，兩路原邊繞組自感相等，與副邊繞組的互感值近似相等。表5為本測試所采用的非接觸變壓器的原副邊自感、互感以及耦合系數(shù)隨氣隙變化的具體參數(shù)。

表5：非接觸變壓器(3)參數(shù)

支路1，支路2具體的原副邊補償電容取值，輸入源等見下表。

表6：補償電容容值與輸入源

輸入交流電壓源激勵與輸入交流電流源相位差180°，工作頻率為91khz。在變負載條件下改變變壓器原副邊之間的氣隙間距，非接觸組合供電電路的輸出電壓如圖12所示。從中可以看出本發(fā)明所提供的非接觸組合供電電路可以有效提高大氣隙變化時非接觸供電系統(tǒng)輸出特性的穩(wěn)定程度。為了實現(xiàn)輸入電流源側對應逆變器的軟開關，實際應用中可以在電流源輸入側串聯(lián)電容與小阻的方法將輸入阻抗調整到弱感性。

以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發(fā)明的保護范圍。