本發(fā)明涉及一種高壓整流裝置及其控制方法，具體涉及一種級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)及其控制方法，屬于高壓大功率電力電子領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

電能作為人們生活所必需的能源，其覆蓋范圍和應(yīng)用程度代表著我國綜合國力，隨著經(jīng)濟(jì)和科技的發(fā)展，特別是電力電子技術(shù)迅猛發(fā)展，被大規(guī)模地運(yùn)用在了電力領(lǐng)域。由于傳統(tǒng)的整流系統(tǒng)不是受功率管的耐壓和開關(guān)頻率限制，就是受應(yīng)用場合空間體積重量的限制，所以未來新型多電平變流器的研究必定向高效、小巧、控制更加靈活的方向發(fā)展。

在大功率變流器的應(yīng)用中，人們希望電力電子裝置能夠擁有較大的運(yùn)行功率，但現(xiàn)有的功率開關(guān)器件在擁有高開關(guān)頻率時，往往難以承受較高的電壓；反之，當(dāng)開關(guān)器件有較大的功率承受力時，其所能達(dá)到的開關(guān)頻率常常不高，由三相整流橋構(gòu)成的整流裝置，由于受到功率開關(guān)管的耐壓值及其開關(guān)頻率的限制，通常無法達(dá)到很大的容量，不符合電力系統(tǒng)的高壓范圍。要想在高壓領(lǐng)域進(jìn)行整流就必須利用級聯(lián)的方式來提高系統(tǒng)的工作電壓和輸出功率，級聯(lián)型H橋PWM整流器以其無需多重化變壓器，占地面積小，效率高，而且還具有調(diào)劑速度快，運(yùn)行范圍寬等優(yōu)點(diǎn)被廣泛研究。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是為解決現(xiàn)有三相整流橋構(gòu)成的整流裝置，由于受到功率開關(guān)管的耐壓值及其開關(guān)頻率的限制，通常無法達(dá)到很大的容量，不符合電力系統(tǒng)的高壓范圍以及空間體積重量大，使用不便的問題，提出了一種級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)及其控制方法。

本發(fā)明為解決上述問題采取的技術(shù)方案是：本發(fā)明的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)包括：三相交流電源、信號檢測單元、控制單元、隔離驅(qū)動單元和整流電路單元；

所述三相交流電源的輸出端連接信號檢測單元的輸入端，所述信號檢測單元的輸出端連接控制單元的輸入端，所述信號控制單元的輸出端連接驅(qū)動單元的輸入端，所述驅(qū)動單元的輸出端連接整流電路單元的輸入端；整流電路單元的輸出端連接信號檢測單元；

所述信號檢測單元采用電流霍爾模塊CHB-25NP，實(shí)現(xiàn)三相電流檢測，霍爾傳感器副邊電流由電阻R_M進(jìn)行采樣得到電阻R_M兩端電壓U_M，經(jīng)過隔離、偏置、低通濾波和嵌位處理后輸入到DSP的A/D轉(zhuǎn)換口進(jìn)行處理；所述信號檢測單元的作用是檢測出交流側(cè)電感電流、電源電壓；

所述控制單元包括核心控制器DSP和現(xiàn)場可編程門陣列FPGA；所述控制單元的作用是實(shí)現(xiàn)交流側(cè)三相電流采樣、電源電壓采樣、各級聯(lián)橋直流側(cè)電容電壓采樣、電流電壓雙閉環(huán)控制、CPS-SPWM波生成；所述控制部分采用單極倍頻調(diào)制，令相位為180°的一組正弦調(diào)制波和三角波相比較產(chǎn)生PWM波，以控制開關(guān)管動作，將調(diào)制波v_T與三角載波ν_r相比較，若v_T大于ν_r則T1輸出高電平，開關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，反之，S2開通，S1關(guān)斷；同理，令-ν_T與ν_r比較控制S3，S4狀態(tài)；

所述隔離驅(qū)動單元的作用是將信號經(jīng)隔離放大來驅(qū)動功率管；

所述整流電路單元采用星形接法，每相都采用6個H橋級聯(lián)的方式，通過電感，直接接入電網(wǎng)。

進(jìn)一步地，所述信號檢測單元，采用電壓霍爾模塊CHV-50P來檢測電源電壓和直流側(cè)電容電壓。

所述的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)的控制方法，采用了適用于級聯(lián)H橋多電平變流器的載波相移正弦波脈寬調(diào)制策略，采用三級控制方式，先控制整體直流側(cè)電壓，再控制相間電壓平衡，最后控制相內(nèi)電壓平衡，具體步驟為：

步驟a、給定一個直流側(cè)的電壓值U_ref，U_ref與實(shí)際反饋回來的各級直流側(cè)電壓U_dc總和的平均值進(jìn)行比較，其差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后，得到調(diào)節(jié)直流側(cè)電壓的指令信號I_dref，將I_dref作為有功電流給定信號，進(jìn)行CHBR直流側(cè)與交流側(cè)的能量交換，從而將U_dc調(diào)節(jié)至給定值U_ref；

步驟b、采用輸出調(diào)制波補(bǔ)償?shù)姆椒ㄆ胶庀嚅g電壓，U_dca、U_dcb、U_dcc為每相直流側(cè)電容電壓的平均值，計算三相直流側(cè)電壓平均值U_dc為參考電壓，A，B，C各相直流側(cè)電壓平均值分別與之作差比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)，輸出量與實(shí)際電流的直流量作差比較，進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，再分別與三相交流進(jìn)行倍乘，輸出量Δu_cA、Δu_cB、Δu_cC即為相間直流電壓變化對調(diào)制波的微小調(diào)節(jié)量；

步驟c、對各相內(nèi)部電容電壓進(jìn)行平衡控制，通過對各正弦調(diào)制波進(jìn)行微調(diào)實(shí)現(xiàn)對這些電容電壓的控制，所需補(bǔ)償電壓調(diào)節(jié)信號由系統(tǒng)是發(fā)出還是吸收無功決定，若吸收無功，則所補(bǔ)償電壓調(diào)節(jié)信號應(yīng)該為正，若發(fā)出無功，則所補(bǔ)償電壓調(diào)節(jié)信號應(yīng)該為負(fù)，經(jīng)過以上三級控制法控制直流側(cè)電壓所需調(diào)制比之和，即為最終三相電壓調(diào)制波u_am、u_bm、u_cm。

進(jìn)一步地，步驟a的具體步驟為：

步驟a1、對DSP系統(tǒng)的工作環(huán)境進(jìn)行配置、系統(tǒng)中相關(guān)變量的初始化、各中斷的初始化、判斷是否開啟中斷子程序等，接著進(jìn)入接收和發(fā)送數(shù)據(jù)的循環(huán)中，同時等待中斷事件的發(fā)生，當(dāng)中斷被開啟，暫時停止主循環(huán)，進(jìn)入到相應(yīng)的中斷服務(wù)子程序中進(jìn)行各種運(yùn)算和配置PWM控制信號；

步驟a2、捕獲中斷子程序檢測電網(wǎng)頻率，完成數(shù)字鎖相環(huán)，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點(diǎn)來開啟捕獲中斷子程序，當(dāng)捕獲中斷子程序被開啟，讀取當(dāng)前計數(shù)器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，并將預(yù)置的正弦表指針清零；

步驟a3、通過A/D中斷子程序完成直流側(cè)電壓樣、經(jīng)過PI調(diào)節(jié)，得到給定的有功電流信號，無功電流的給定信號為0，然后通過電流內(nèi)環(huán)控制、電壓均衡控制及三相調(diào)制波的計算，改變開關(guān)管的開通時間，從而調(diào)節(jié)U_dc；

步驟a4、如果信號檢測單元檢測到系統(tǒng)出現(xiàn)過流現(xiàn)象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護(hù)電路封鎖所有脈沖信號來保護(hù)系統(tǒng)硬件電路；如果未檢測到過流現(xiàn)象，則執(zhí)行步驟a5；

步驟a5、當(dāng)中斷完成后，返回主循環(huán)，繼續(xù)等待下一次中斷的發(fā)生。

進(jìn)一步地，步驟b的具體步驟為：

步驟b1、捕獲中斷子程序檢測電網(wǎng)頻率，完成數(shù)字鎖相環(huán)，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點(diǎn)來開啟捕獲中斷子程序，當(dāng)捕獲中斷子程序被開啟，讀取當(dāng)前計數(shù)器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，并將預(yù)置的正弦表指針清零；

步驟b2、首先計算出程序中給定的三相電壓平均值，用A/D中斷采樣到的每相直流側(cè)電容電壓的實(shí)際值與給定值相減，差值進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，然后在通過電流環(huán)的PI控制器最終進(jìn)行電壓的平衡；

步驟b3、如果信號檢測單元檢測到系統(tǒng)出現(xiàn)過流現(xiàn)象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護(hù)電路封鎖所有脈沖信號來保護(hù)系統(tǒng)硬件電路；如果未檢測到過流現(xiàn)象，則執(zhí)行步驟b4；

步驟b4、當(dāng)中斷完成后，返回主循環(huán)，繼續(xù)等待下一次中斷的發(fā)生。

進(jìn)一步地，步驟c的具體步驟為：

步驟c1、捕獲中斷子程序檢測電網(wǎng)頻率，完成數(shù)字鎖相環(huán)，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點(diǎn)來開啟捕獲中斷子程序，當(dāng)捕獲中斷子程序被開啟，讀取當(dāng)前計數(shù)器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，并將預(yù)置的正弦表指針清零；

步驟c2、檢測系統(tǒng)的無功量，如果系統(tǒng)在吸收無功，則在A/D中斷中，改變開關(guān)管的時間，使其進(jìn)行正向的電壓調(diào)節(jié)，反之則進(jìn)行負(fù)向調(diào)節(jié)；

步驟c3、如果信號檢測單元檢測到系統(tǒng)出現(xiàn)過流現(xiàn)象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護(hù)電路封鎖所有脈沖信號來保護(hù)系統(tǒng)硬件電路；如果未檢測到過流現(xiàn)象，則執(zhí)行步驟c4；

步驟c4、當(dāng)中斷完成后，返回主循環(huán)，繼續(xù)等待下一次中斷的發(fā)生。

有益效果：

第一，本發(fā)明的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)的整流電路單元與電網(wǎng)直接連接，省去大量功率器件，降低了損耗，因此可以適當(dāng)提高開關(guān)管的電壓等級；

第二，本發(fā)明的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)結(jié)構(gòu)省去大量功率器件，且控制方法簡單，實(shí)現(xiàn)的電平數(shù)量大大增加，并且各功率模塊能平均分配電壓，提高功率管的耐壓值；

第三，本發(fā)明的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)的控制部分采用單極倍頻調(diào)制，令相位為180°的一組正弦調(diào)制波和三角波相比較產(chǎn)生PWM波，以控制開關(guān)管動作，將調(diào)制波v_T與三角載波ν_r相比較，若v_T大于ν_r則T1輸出高電平，開關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，反之，S2開通，S1關(guān)斷；同理，令-ν_T與ν_r比較控制S3，S4狀態(tài)，這樣在開關(guān)管動作一次情況下，總的輸出電壓有兩次脈動，即輸出電壓波形脈動頻率是器件開關(guān)頻率的兩倍，這樣就提高了等效開關(guān)頻率，能以低開關(guān)頻率實(shí)現(xiàn)高開關(guān)頻率的效果，降低損耗，而且還提高輸出波形質(zhì)量；

第四，本發(fā)明的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)省去體積、重量極大的變壓器，體積更加小巧，控制更靈活；

第五，本發(fā)明的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)的控制方法，先對整體直流側(cè)的電壓進(jìn)行平衡，使直流側(cè)的電壓能達(dá)到給定值，然后進(jìn)行三相每相的電壓平衡，使其每相的直流電壓相等，由于同型號的每個電容之間也會存在差異，所以進(jìn)一步的進(jìn)行相內(nèi)電壓平衡，減小電容之間差異產(chǎn)生的影響，這種三級控制方法能更好地平衡各相以及各個單元直流側(cè)電容電壓；

第六，本發(fā)明的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)的控制方法采用DSP+FPGA的控制方式，DSP作為運(yùn)算和控制部分，F(xiàn)PGA用來產(chǎn)生PWM波，這樣大大提高了控制、運(yùn)算速度，提高了整個裝置的響應(yīng)時間。

附圖說明

圖1系統(tǒng)整體框圖；

圖2 H橋級聯(lián)模塊與電網(wǎng)的連接圖；

圖3單極倍頻調(diào)制原理圖；

圖4隔離驅(qū)動電路；

圖5電壓過零檢測電路原理圖；

圖6電流檢測電路原理圖；

圖7三相DQ系統(tǒng)控制框圖；

圖8相間電壓平衡控制框圖；

圖9直流側(cè)電壓平衡控制框圖；

圖10有功、無功電流控制框圖；

圖11前饋解耦等效控制框圖；

圖12系統(tǒng)主程序流程圖；

圖13捕獲中斷子程序流程圖；

圖14 A/D中斷子程序流程圖；

圖15故障保護(hù)中斷子程序流程圖；

圖16主控制算法流程圖；

圖17交流側(cè)A相電壓、電流(放大10倍)波形；

圖18 A相中各H橋單元交流側(cè)輸出電壓波形；

圖19級聯(lián)H橋A相交流側(cè)輸出總的電壓波形；

圖20三相直流側(cè)電壓波形；

圖21 A相直流側(cè)六個電容電壓波形。

具體實(shí)施方式

具體實(shí)施方式一：結(jié)合圖1-3說明本實(shí)施方式，本實(shí)施方式的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)如圖1所示，包括：三相交流電源、信號檢測單元、控制單元、隔離驅(qū)動單元和整流電路單元；

所述三相交流電源的輸出端連接信號檢測單元的輸入端，所述信號檢測單元的輸出端連接控制單元的輸入端，所述信號控制單元的輸出端連接驅(qū)動單元的輸入端，所述驅(qū)動單元的輸出端連接整流電路單元的輸入端；整流電路單元的輸出端連接信號檢測單元；

所述信號檢測單元采用電流霍爾模塊CHB-25NP，實(shí)現(xiàn)三相電流檢測，霍爾傳感器副邊電流由電阻R_M進(jìn)行采樣得到電阻R_M兩端電壓U_M，經(jīng)過隔離、偏置、低通濾波和嵌位處理后輸入到DSP的A/D轉(zhuǎn)換口進(jìn)行處理；所述信號檢測單元的作用是檢測出交流側(cè)電感電流、電源電壓；

所述控制單元包括核心控制器DSP和現(xiàn)場可編程門陣列FPGA；所述控制單元的作用是實(shí)現(xiàn)交流側(cè)三相電流采樣、電源電壓采樣、各級聯(lián)橋直流側(cè)電容電壓采樣、電流電壓雙閉環(huán)控制、CPS-SPWM波生成；所述控制部分采用單極倍頻調(diào)制，令相位為180°的一組正弦調(diào)制波和三角波相比較產(chǎn)生PWM波，以控制開關(guān)管動作，將調(diào)制波v_T與三角載波ν_r相比較，若v_T大于ν_r則T1輸出高電平，開關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，反之，S2開通，S1關(guān)斷；同理，令-ν_T與ν_r比較控制S3，S4狀態(tài)；

所述隔離驅(qū)動單元的作用是將信號經(jīng)隔離放大來驅(qū)動功率管；

所述整流電路單元采用星形接法，每相都采用6個H橋級聯(lián)的方式，通過電感，直接接入電網(wǎng)。

具體實(shí)施方式二：如圖4所示，本實(shí)施方式在具體實(shí)施方式一的基礎(chǔ)上進(jìn)一步限定，所述隔離驅(qū)動單元的電路中采用光耦TLP250芯片，光耦的使用，能夠減少信號延遲，實(shí)現(xiàn)了強(qiáng)電和弱電的隔離，提高了可靠性。

具體實(shí)施方式三：本實(shí)施方式在具體實(shí)施方式一的基礎(chǔ)上進(jìn)一步限定，如圖5所示，所述信號檢測單元，采用電壓霍爾模塊CHV-50P把三相電壓降為幅值為5±0.5V的與電網(wǎng)同頻同相的正弦信號，該信號經(jīng)過處理電路最終得到0～3.3V的方波信號，以滿足DSP2812對輸入電壓的要求，通過DSP捕獲單元CAP3捕獲該方波信號的下降沿，即可得到電網(wǎng)電壓的過零點(diǎn)。

具體實(shí)施方式四：結(jié)合附圖說明本實(shí)施方式，本實(shí)施方式的級聯(lián)型H橋PWM整流系統(tǒng)控制方法，采用了適用于級聯(lián)H橋多電平變流器的載波相移正弦波脈寬調(diào)制策略，采用三級控制方式，先控制整體直流側(cè)電壓，再控制相間電壓平衡，最后控制相內(nèi)電壓平衡，具體方法為：

步驟a、如圖7所示檢測電路檢測出交流側(cè)電感電流、電源電壓，如圖10所示，基于Clark變換和Park變換計算出系統(tǒng)的有功電流i_d和無功電流i_q，由于要實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行，則以0作為無功指令信號，直流側(cè)給定電壓與反饋電壓之差經(jīng)PI調(diào)節(jié)作為有功電流指令，如圖11所示，引入i_d、i_q的前饋解耦控制實(shí)現(xiàn)對輸入V_d、V_q的補(bǔ)償，對有功和無功進(jìn)行獨(dú)立控制，從而控制整體輸出直流電壓和交流電流與電源電壓的相位，變換得到電壓的直流分量，通過反變換得到負(fù)載平衡情況下的調(diào)制波u_ca、u_cb、u_cc。

本步驟的具體方法是：

步驟a1、如圖12所示對DSP系統(tǒng)的工作環(huán)境進(jìn)行配置、系統(tǒng)中相關(guān)變量的初始化、各中斷的初始化、判斷是否開啟中斷子程序等，接著進(jìn)入接收和發(fā)送數(shù)據(jù)的循環(huán)中，同時等待中斷事件的發(fā)生，當(dāng)中斷被開啟，暫時停止主循環(huán)，進(jìn)入到相應(yīng)的中斷服務(wù)子程序中進(jìn)行各種運(yùn)算和配置PWM控制信號；

步驟a2、如圖13所示捕獲中斷子程序檢測電網(wǎng)頻率，完成數(shù)字鎖相環(huán)，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點(diǎn)來開啟捕獲中斷子程序，當(dāng)捕獲中斷子程序被開啟，讀取當(dāng)前計數(shù)器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，并將預(yù)置的正弦表指針清零；

步驟a3、如圖14所示通過A/D中斷子程序完成直流側(cè)電壓樣、經(jīng)過PI調(diào)節(jié)，得到給定的有功電流信號，無功電流的給定信號為0，然后通過電流內(nèi)環(huán)控制、電壓均衡控制及三相調(diào)制波的計算，改變開關(guān)管的開通時間，從而調(diào)節(jié)U_dc；

步驟a4、如圖15所示如果信號檢測單元檢測到系統(tǒng)出現(xiàn)過流現(xiàn)象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護(hù)電路封鎖所有脈沖信號來保護(hù)系統(tǒng)硬件電路；如果未檢測到過流現(xiàn)象，則執(zhí)行步驟a5；

步驟a5、當(dāng)中斷完成后，返回主循環(huán)，繼續(xù)等待下一次中斷的發(fā)生。

步驟b、如圖8所示，采用輸出調(diào)制波補(bǔ)償?shù)姆椒ㄆ胶庀嚅g電壓，U_dca、U_dcb、U_dcc為每相直流側(cè)電容電壓的平均值，計算三相直流側(cè)電壓平均值U_dc為參考電壓，A，B，C各相直流側(cè)電壓平均值分別于之作差比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)，輸出量與實(shí)際電流的直流量進(jìn)行作差比較，進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，再分別與三相交流進(jìn)行倍乘，輸出量Δu_cA、Δu_cB、Δu_cC即為相間直流電壓變化對調(diào)制波的微小調(diào)節(jié)量，本步驟的具體方法是：

步驟b1、如圖13所示捕獲中斷子程序檢測電網(wǎng)頻率，完成數(shù)字鎖相環(huán)，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點(diǎn)來開啟捕獲中斷子程序，當(dāng)捕獲中斷子程序被開啟，讀取當(dāng)前計數(shù)器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，并將預(yù)置的正弦表指針清零；

步驟b2、如圖14所示首先計算出程序中給定的三相電壓平均值，用A/D中斷采樣到的每相直流側(cè)電容電壓的實(shí)際值與給定值相減，差值進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，然后在通過電流環(huán)的PI控制器最終進(jìn)行電壓的平衡；

步驟b3、如圖15所示，如果信號檢測單元檢測到系統(tǒng)出現(xiàn)過流現(xiàn)象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護(hù)電路封鎖所有脈沖信號來保護(hù)系統(tǒng)硬件電路；如果未檢測到過流現(xiàn)象，則執(zhí)行步驟b4；

步驟b4、當(dāng)中斷完成后，返回主循環(huán)，繼續(xù)等待下一次中斷的發(fā)生。

步驟c、各相內(nèi)部電容電壓進(jìn)行平衡控制，如圖9所示，通過對各正弦調(diào)制波進(jìn)行微調(diào)實(shí)現(xiàn)對這些電容電壓的控制，所需補(bǔ)償電壓調(diào)節(jié)信號由系統(tǒng)是發(fā)出還是吸收無功決定，具體若吸收無功，則所補(bǔ)償電壓調(diào)節(jié)信號應(yīng)該為正，若發(fā)出無功，則所補(bǔ)償電壓調(diào)節(jié)信號應(yīng)該為負(fù)，經(jīng)過以上三級控制法控制直流側(cè)電壓所需調(diào)制比之和，即為最終三相電壓調(diào)制波u_am、u_bm、u_cm，本步驟的具體方法是：

步驟c1、如圖13所示，捕獲中斷子程序檢測電網(wǎng)頻率，完成數(shù)字鎖相環(huán)，過零檢測電路通過檢測相電壓信號的過零點(diǎn)來開啟捕獲中斷子程序，當(dāng)捕獲中斷子程序被開啟，讀取當(dāng)前計數(shù)器的值同時在此中斷子程序中啟動定時器T1，并將預(yù)置的正弦表指針清零；

步驟c2、如圖14所示檢測系統(tǒng)的無功量，如果系統(tǒng)在吸收無功，則在A/D中斷中，改變開關(guān)管的時間，使其進(jìn)行正向的電壓調(diào)節(jié)，反之則進(jìn)行負(fù)向調(diào)節(jié)；

步驟c3、如圖15所示如果信號檢測單元檢測到系統(tǒng)出現(xiàn)過流現(xiàn)象，則及時將故障信號反饋給核心控制器DSP，通過過流保護(hù)電路封鎖所有脈沖信號來保護(hù)系統(tǒng)硬件電路；如果未檢測到過流現(xiàn)象，則執(zhí)行步驟c4；

步驟c4、當(dāng)中斷完成后，返回主循環(huán)，繼續(xù)等待下一次中斷的發(fā)生。

控制原理：

通過對級聯(lián)型H橋整流器CHBR的等效電路分析，將整個整流器的損耗等效為固定電阻R，連接電抗器及線路電感等效為電感L，CHBR交流側(cè)輸出電壓為多電平階梯波，諧波含量小，故可忽略諧波而只考慮其基波分量；認(rèn)為系統(tǒng)三相對稱，交流輸出電壓與電容電壓成線性關(guān)系。那么，對于星形接法，在abc坐標(biāo)系下，由基爾霍夫電壓電流定律可得：

引入dq變換式(1)在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下變?yōu)椋?/p>

式中，v_sd，v_sq，v_cd，v_cq分別為電網(wǎng)電壓和CHBR輸出電壓的dq分量，i_d，i_q為CHBR輸出電流的dq分量。根據(jù)式(2)可以得到CHBR輸出電壓v_cd，v_cq的表達(dá)式：

根據(jù)式(3)得到有功、無功電流控制框圖如圖9所示。

可以明顯看出，CHBR系統(tǒng)是一個典型的耦合系統(tǒng)，i_d，i_q通過電抗器耦合，CHBR輸出電壓的變化會影響到輸出電流的變化，并且dq軸相互影響，不利于控制。通過采取一定措施對dq軸解耦，可以使得控制更為簡單，電流變換到dq軸后成為直流量，通過傳統(tǒng)線性PI調(diào)節(jié)即可實(shí)現(xiàn)無靜差調(diào)節(jié)。

前饋解耦控制策略如下，引入變量x₁，x₂：

由(3)和(4)可得：

通過對級聯(lián)型H橋整流器CHBR的等效電路分析，將整個整流器的損耗等效為固定電阻R，連接電抗器及線路電感等效為電感L，CHBR交流側(cè)輸出電壓為多電平階梯波，諧波含量小，故可忽略諧波而只考慮其基波分量；認(rèn)為系統(tǒng)三相對稱，交流輸出電壓與電容電壓成線性關(guān)系。那么，對于星形接法，在abc坐標(biāo)系下，由基爾霍夫電壓電流定律可得：

引入dq變換式(1)在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下變?yōu)椋?/p>

式中，v_sd，v_sq，v_cd，v_cq分別為電網(wǎng)電壓和CHBR輸出電壓的dq分量，i_d，i_q為CHBR輸出電流的dq分量。根據(jù)式(2)可以得到CHBR輸出電壓v_cd，v_cq的表達(dá)式：

根據(jù)式(3)得到有功、無功電流控制框圖如圖10所示。

可以明顯看出，CHBR系統(tǒng)是一個典型的耦合系統(tǒng)，i_d，i_q通過電抗器耦合，CHBR輸出電壓的變化會影響到輸出電流的變化，并且dq軸相互影響，不利于控制。通過采取一定措施對dq軸解耦，可以使得控制更為簡單，電流變換到dq軸后成為直流量，通過傳統(tǒng)線性PI調(diào)節(jié)即可實(shí)現(xiàn)無靜差調(diào)節(jié)。

前饋解耦控制策略如下，引入變量x₁，x₂：

由(3)和(4)可得：

則可得到控制框圖如圖11所示。

通過這種變換將dq軸的電流設(shè)計成兩個PI控制器，其輸出就是中間變量x₁，x₂，這樣就可實(shí)現(xiàn)dq軸電流的解耦控制，CHBR控制系統(tǒng)控制框圖如圖1所示。圖1中控制單元是由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)組成的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制直流側(cè)整體電壓，其給定電壓與實(shí)測電壓相比較經(jīng)PI調(diào)節(jié)作為有功電流指令信號I_dref，由于要實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行，則以0作為無功電流指令I(lǐng)_qref，CHBR輸出電流的dq變換作為電流的內(nèi)環(huán)反饋，指令信號與反饋信號進(jìn)行比較，再進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，最后得到CHBR期望的輸出電壓V_cd和V_cq，由V_cd和V_cq反變換成三相相差120度的調(diào)制波，我們稱之為一級調(diào)制波u_ca，u_cb，u_cc。

圖16為主控制算法流程圖。主要包括指令電流的計算和電流內(nèi)環(huán)控制，其中指令電流計算包括無功指令和有功指令，無功電流指令給定為0，有功電流指令是通過給定電壓與直流側(cè)電壓之差經(jīng)PI調(diào)節(jié)得到。實(shí)測無功電流和有個電流是通過檢測交流側(cè)三相電流再通過abc/dq變換直接得到，電流內(nèi)環(huán)控制的無功電流和有功電流分別與給定信號比較經(jīng)PI調(diào)節(jié)。通過計算出v_cd和v_cq，再經(jīng)過反變換，最終得到主控部分調(diào)制波。

圖17是交流側(cè)A相電壓、電流波形。從圖中可以看出，電壓電流同相，電流信號實(shí)現(xiàn)了快速跟蹤電壓信號的效果，保證了級聯(lián)H橋整流器裝置單位功率因數(shù)運(yùn)行。

圖18是級聯(lián)H橋中A相中各H橋單元的輸出電壓，由仿真可知，各單元輸出為有一定相位差的PWM波，這些波形疊加之后輸出波形為圖19所示，可知交流側(cè)輸出電壓波近似于正弦波，可見采用級聯(lián)方式提高了系統(tǒng)輸出電壓，降低了各次諧波，若級聯(lián)數(shù)增多，則輸出電壓更接近正弦波。

圖20是三相直流側(cè)電壓波形，即每相中直流側(cè)電容上電壓的平均值，經(jīng)過對直流側(cè)母線電壓的閉環(huán)控制后，直流側(cè)母線電壓基本上穩(wěn)定在給定值1000V。

圖21是A相直流側(cè)六個電容電壓波形，從圖中可看出，經(jīng)過相內(nèi)電容電壓的平衡控制，六個電容電壓基本平衡。