本發(fā)明涉及電力電子技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)及控制方法。

背景技術(shù)：

隨著新能源發(fā)電、微網(wǎng)、高壓直流輸電等交直流混合系統(tǒng)的發(fā)展，作為功率交換接口的電力電子變流器在電力系統(tǒng)中得到越來越多的使用。并網(wǎng)變流器作為一類重要的電力電子裝置，主要包括用于基波應(yīng)用的風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變器、光伏并網(wǎng)逆變器、靜止無功發(fā)生器和用于電網(wǎng)諧波治理的并聯(lián)電力有源濾波器。

電網(wǎng)電壓在理想狀態(tài)下是三相對稱的，但在實際電網(wǎng)中，常會出現(xiàn)電網(wǎng)電壓三相不平衡，包括正常性的小值不平衡與故障性的暫態(tài)不對稱電壓跌落。很小的不平衡電壓將造成并網(wǎng)變流器的電流高度不平衡與畸變，進(jìn)而導(dǎo)致直流側(cè)母線電壓發(fā)生振蕩，影響電網(wǎng)的穩(wěn)定性。工作穩(wěn)定、響應(yīng)迅速的基波頻率和相位跟蹤系統(tǒng)是確保并網(wǎng)變流器穩(wěn)定運(yùn)行的關(guān)鍵，目前大多采用工頻軟件鎖相算法實現(xiàn)電網(wǎng)電壓的基波頻率和相位實時檢測，此種方法抗干擾性強(qiáng)，無需高精度高精密元件就能獲得理想的檢測精度。與電網(wǎng)正常運(yùn)行下的控制策略相類似，并網(wǎng)變流器在電網(wǎng)不平衡狀態(tài)下的內(nèi)環(huán)控制主要有電流控制和直接功率控制兩種，通常采用抑制有功功率二倍頻脈動來消除直流側(cè)母線電壓二次諧波為控制目標(biāo)的風(fēng)機(jī)控制策略。然而，必要的正負(fù)序分量分離所帶來的延時將使電流反饋量存在幅值與相位誤差，影響整個控制系統(tǒng)的動態(tài)性能。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的是并網(wǎng)變流器輸出正負(fù)序分量分離所帶來的延時使電流反饋量存在幅值與相位誤差、導(dǎo)致整個系統(tǒng)動態(tài)性能差的問題。

本發(fā)明通過下述技術(shù)方案實現(xiàn)：

一種并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)，包括：clark變換模塊，用于對并網(wǎng)變流器輸出的三相電壓信號進(jìn)行clark變換以獲得αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓；延時消除模塊，用于對αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓進(jìn)行延時消除以獲得消除延時后的αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓；park變換模塊，用于根據(jù)初始輸出相位對消除延時后的αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓進(jìn)行park變換以獲得d軸信號和q軸信號；pi調(diào)節(jié)器，用于對q軸信號進(jìn)行pi調(diào)節(jié)以獲得電網(wǎng)電壓估計值和頻率調(diào)節(jié)誤差；積分模塊，用于對電網(wǎng)電壓估計值進(jìn)行積分處理以獲得初始輸出相位；放大模塊，用于對頻率調(diào)節(jié)誤差進(jìn)行放大處理以獲得相位補(bǔ)償量；疊加模塊，用于對初始輸出相位和相位補(bǔ)償量進(jìn)行疊加處理以獲得最終輸出相位。

本發(fā)明提供的并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)能夠準(zhǔn)確快速地提取基波正序電壓的幅值、相位以及頻率，精度和動態(tài)特性遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)鎖相算法。并且，本發(fā)明提供的系統(tǒng)可以通過軟件編程實現(xiàn)，抗干擾性強(qiáng)；通過采用閉環(huán)控制，穩(wěn)定性高，跟蹤速度較快，暫態(tài)響應(yīng)時間小于20ms，鎖相頻率范圍較為寬泛，約45～60hz，不受系統(tǒng)電壓的諧波和瞬時跌落等工況的干擾，為并網(wǎng)變流器提供準(zhǔn)確的系統(tǒng)同步相位信號。

可選的，所述延時消除模塊的傳遞函數(shù)其中，n＝2^m且m為正整數(shù)，s為復(fù)數(shù)頻率，e為自然常數(shù)，j為虛數(shù)單位，t＝0.02秒。

可選的，所述放大模塊的放大系數(shù)

可選的，所述延時消除模塊的傳遞函數(shù)其中，m為大于1的正整數(shù)，s為復(fù)數(shù)頻率，e為自然常數(shù)，j為虛數(shù)單位，t＝0.02秒。由于電網(wǎng)電壓的諧波含量頻譜較廣，對αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓進(jìn)行多次延時消除處理可以進(jìn)一步改善濾波性能。

可選的，所述放大模塊的放大系數(shù)

基于上述并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)，本發(fā)明還提供一種并網(wǎng)變流器輸出控制方法，包括：以直流母線電壓平均值為被控量，在直流電壓反饋通道中加入陷波器；分別在正負(fù)序雙旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下設(shè)置正負(fù)序電流解耦控制器，其中，正序有功電流指令由直流外環(huán)決定，負(fù)序有功電流指令為零，正序無功電流指令根據(jù)調(diào)度無功電壓控制系統(tǒng)產(chǎn)生的無功調(diào)節(jié)目標(biāo)獲得，負(fù)序無功電流指令根據(jù)獲得，為并網(wǎng)變流器輸出電流的負(fù)序q軸分量，為電網(wǎng)電壓負(fù)序d軸分量，為并網(wǎng)變流器輸出電流的正序q軸分量，為電網(wǎng)電壓正序d軸分量，ω0為基波頻率，lg為并網(wǎng)變流器并網(wǎng)電感；經(jīng)過pi調(diào)節(jié)進(jìn)行電流跟蹤控制，并考慮dq坐標(biāo)系下的電流解耦控制；將經(jīng)過電流解耦控制后獲取的信號分別與正負(fù)序雙旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓分量進(jìn)行疊加，疊加后的信號的相位為權(quán)利要求1至5任一項所述的并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)中的最終輸出相位；對疊加后的信號進(jìn)行雙坐標(biāo)變換以獲得調(diào)制信號，并將調(diào)制信號通過pwm變換輸出至并網(wǎng)變流器的igbt的控制端。

本發(fā)明提供的并網(wǎng)變流器輸出控制方法，采用正負(fù)序雙電流解耦控制策略，能夠顯著提高并網(wǎng)變流器所在設(shè)備在電網(wǎng)電壓不平衡時的適應(yīng)能力。

可選的，所述陷波器的中心頻率為基波頻率的兩倍。

可選的，所述陷波器的傳遞函數(shù)為其中，ζ為阻尼系數(shù)。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下的優(yōu)點和有益效果：

本發(fā)明提供的并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)及控制方法，在系統(tǒng)電壓不平衡或畸變時能夠準(zhǔn)確地獲得并網(wǎng)變流器輸出電壓的基波頻率和相位信息，減小因正負(fù)序分量分離所帶來的延時使電流反饋量存在的幅值與相位誤差。在此基礎(chǔ)上提出的并網(wǎng)變流器輸出控制方法，采用正負(fù)序雙電流解耦控制策略，能夠顯著提高并網(wǎng)變流器所在設(shè)備在電網(wǎng)電壓不平衡時的適應(yīng)能力。

附圖說明

此處所說明的附圖用來提供對本發(fā)明實施例的進(jìn)一步理解，構(gòu)成本申請的一部分，并不構(gòu)成對本發(fā)明實施例的限定。在附圖中：

圖1是本發(fā)明實施例的并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2是本發(fā)明實施例進(jìn)行一次延時消除處理時延時消除模塊的頻率特性曲線；

圖3是本發(fā)明實施例進(jìn)行多次延時消除處理時延時消除模塊的頻率特性曲線；

圖4是本發(fā)明實施例的并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)的小信號模型；

圖5是本發(fā)明實施例的并網(wǎng)變流器輸出控制策略的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6是本發(fā)明實施例在電網(wǎng)a相電壓跌落至0.5p.u.時鎖相環(huán)系統(tǒng)輸出的效果示意圖；

圖7是本發(fā)明實施例在電網(wǎng)a相電壓跌落至0.5p.u.時并網(wǎng)變流器和機(jī)側(cè)變流器控制效果示意圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚明白，下面結(jié)合實施例和附圖，對本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)說明，本發(fā)明的示意性實施方式及其說明僅用于解釋本發(fā)明，并不作為對本發(fā)明的限定。

實施例1

圖1是本實施例的并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖，所述并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)包括clark變換模塊11、延時消除模塊12、park變換模塊13、pi調(diào)節(jié)器14、積分模塊15、放大模塊16以及疊加模塊17。

具體地，所述clark變換模塊11用于對并網(wǎng)變流器輸出的三相電壓信號va、vb以及vc進(jìn)行clark變換以獲得αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓vα和vβ，即將并網(wǎng)變流器輸出的三相電壓信號va、vb以及vc從abc坐標(biāo)系下變換到αβ坐標(biāo)系下。本領(lǐng)域技術(shù)人員知曉clark變換的具體實現(xiàn)方法，在此不再贅述。

所述延時消除模塊12用于對αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓vα和vβ進(jìn)行延時消除(dsc，delayedsignalcancellation)以獲得消除延時后的αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓和本實施例提供所述延時消除模塊12的一種傳遞函數(shù)為：

其中，n為延時因子，n＝2^m且m為正整數(shù)，s為復(fù)數(shù)頻率，e為自然常數(shù)，j為虛數(shù)單位，t＝0.02秒。所述延時消除模塊12對應(yīng)的頻域傳遞函數(shù)如下：

由式(2)可得：

其中，k＝0,±1,±2,±3,…，g為頻域傳遞函數(shù)的幅值，φ為頻域傳遞函數(shù)的相角，ω為輸入信號各組成頻率，為基波頻率。當(dāng)n＝4時，所述延時消除模塊12的頻率特性曲線如圖2所示?？梢钥闯?，當(dāng)n＝4時，所述延時消除模塊12可以有效濾除4k-1次諧波，但4k+1次諧波則毫無衰減，對基波信號沒有相位滯后和幅值衰減。

由于電網(wǎng)電壓的諧波含量頻譜較廣，為了改善濾波性能，可以對αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓vα和vβ進(jìn)行多次延時消除?；诖?，本實施例提供所述延時消除模塊12的另一種傳遞函數(shù)為：

當(dāng)m＝5時，所述延時消除模塊12的頻率特性曲線如圖3所示。不難看出，所述延時消除模塊12在整數(shù)次諧波頻率處可完全消除諧波含量，由此顯著地改善鎖相環(huán)系統(tǒng)的控制精度。

所述park變換模塊13用于根據(jù)初始輸出相位對消除延時后的αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓和進(jìn)行park變換以獲得d軸信號vd和q軸信號vq，即將消除延時后的αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓和從αβ坐標(biāo)系下變換到dq坐標(biāo)系下。本領(lǐng)域技術(shù)人員知曉park變換的具體實現(xiàn)方法，在此不再贅述。

所述pi調(diào)節(jié)器14用于對q軸信號vq進(jìn)行pi調(diào)節(jié)以獲得電網(wǎng)電壓估計值和頻率調(diào)節(jié)誤差δωi，所述積分模塊15用于對所述電網(wǎng)電壓估計值進(jìn)行積分處理以獲得所述初始輸出相位所述放大模塊16用于對所述頻率調(diào)節(jié)誤差δωi進(jìn)行放大處理以獲得相位補(bǔ)償量所述疊加模塊17用于對所述初始輸出相位和所述相位補(bǔ)償量進(jìn)行疊加處理以獲得最終輸出相位θo，所述pi調(diào)節(jié)器14的相位滯后效應(yīng)通過所述放大模塊16構(gòu)成的前饋通路進(jìn)行補(bǔ)償。其中，所述pi調(diào)節(jié)器14的比例系數(shù)kp、所述pi調(diào)節(jié)器14的積分系數(shù)ki以及所述放大模塊16的放大系數(shù)可根據(jù)實際需求進(jìn)行設(shè)置。以對αβ坐標(biāo)系下的兩相電壓vα和vβ進(jìn)行五次延時消除為例，即以m＝5為例，本實施例提供上述參數(shù)的一種具體值。

首先，建立圖1所示的并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)的小信號模型，如圖4所示。其中，所述延時消除模塊12的傳遞函數(shù)為：

則基于小信號模型的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

其中，延遲環(huán)節(jié)可用一階pade變換來近似，即為：

綜合式(6)和式(7)，本實施例提供的鎖相環(huán)系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

令假設(shè)鎖相環(huán)系統(tǒng)的相位裕度為55°，則計算得到kp＝440、ki＝48361。其中，ζ為阻尼系數(shù)，鎖相環(huán)系統(tǒng)的相位裕度可設(shè)計在40°至60°之間。

此外，所述放大模塊16的放大系數(shù)為：

根據(jù)該前饋環(huán)節(jié)可有效補(bǔ)償延時信號消除產(chǎn)生的相位誤差，實現(xiàn)電網(wǎng)電壓基頻相位的精確跟蹤。

實施例2

根據(jù)實施例1提供的并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)，本實施例提供一種在電網(wǎng)不平衡條件下的并網(wǎng)變流器輸出控制方法。當(dāng)電網(wǎng)三相不平衡時，電壓負(fù)序分量將會導(dǎo)致并網(wǎng)變流器輸出瞬時功率兩倍頻波動，進(jìn)而引起直流母線電壓的波動。該波動過大則會觸發(fā)變流器的直流過電壓/欠電壓保護(hù)。為避免上述現(xiàn)象，需要對并網(wǎng)變流器輸出負(fù)序電流加以控制。

根據(jù)瞬時功率理論，計算并網(wǎng)變流器輸出有功功率為：

pc＝pc0++pc0-+p1cos(2ω0t)+p2sin(2ω0t)式(10)

式中，

其中，pc0+為平均有功功率正序分量，pc0-為平均有功功率負(fù)序分量，p1為2倍工頻的有功波動分量的余弦項，p2為2倍工頻的有功波動分量的正弦項，為并網(wǎng)變流器交流輸出側(cè)電壓的正序d軸分量，為并網(wǎng)變流器輸出電流的正序d軸分量，為并網(wǎng)變流器交流輸出側(cè)電壓的正序q軸分量，為并網(wǎng)變流器輸出電流的正序q軸分量，為并網(wǎng)變流器交流輸出側(cè)電壓的負(fù)序d軸分量，為并網(wǎng)變流器輸出電流的負(fù)序d軸分量，為并網(wǎng)變流器交流輸出側(cè)電壓的負(fù)序q軸分量，為并網(wǎng)變流器輸出電流的負(fù)序q軸分量。

為了消除直流母線電壓的兩倍工頻波動，需滿足p1＝p2＝0。若定義正序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d⁺軸與正序電壓矢量重合，則電網(wǎng)電壓矢量在正負(fù)序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d^p/q^p與dⁿ/qⁿ軸分量為：

其中，為電網(wǎng)電壓正序d軸分量，為電網(wǎng)電壓正序q軸分量，為電網(wǎng)電壓負(fù)序d軸分量，為電網(wǎng)電壓負(fù)序q軸分量。

依據(jù)疊加原理，得到正負(fù)序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下正序分量的電壓方程分別表示為：

正負(fù)序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下負(fù)序分量的電壓方程分別表示為：

其中，rg為并網(wǎng)變流器并網(wǎng)電阻，lg為并網(wǎng)變流器并網(wǎng)電感。

根據(jù)式(10)至式(14)，建立圖5所示的電網(wǎng)電壓不平衡條件下的正負(fù)序雙電流環(huán)控制策略圖。為充分為電網(wǎng)提供無功電流支撐，可根據(jù)電網(wǎng)調(diào)度員或并網(wǎng)導(dǎo)則的要求，注入指定的正序無功電流。在此基礎(chǔ)上，并網(wǎng)變流器的剩余容量用于控制負(fù)序電流分量，以減少直流母線電壓的波動。若正序無功電流指令較小，則通過控制負(fù)序電流分量可完全消除直流母線電壓的波動；若為較大的正序無功電流指令，則可利用并網(wǎng)變流器剩余容量，最大程度地減少直流母線電壓波動。

為了避免直流電壓波動對并網(wǎng)變流器輸出電流造成影響，并網(wǎng)變流器以直流母線電壓平均值udc為被控量，在直流電壓反饋通道中加入中心頻率為兩倍基波頻率的陷波器，所述陷波器的傳遞函數(shù)為其中，陷波器的阻尼系數(shù)ζ＝0.7，如圖5所示。

為了實現(xiàn)并網(wǎng)變流器正負(fù)序電流的控制，分別在正負(fù)序雙旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下設(shè)置正負(fù)序電流解耦控制器，其中，正序有功電流指令由直流電壓控制外環(huán)決定，負(fù)序有功電流指令為零，正序無功電流指令根據(jù)調(diào)度無功電壓控制系統(tǒng)產(chǎn)生的無功調(diào)節(jié)目標(biāo)獲得，負(fù)序無功電流指令則根據(jù)下式得到：

進(jìn)一步，經(jīng)過pi調(diào)節(jié)進(jìn)行電流跟蹤控制，并考慮dq坐標(biāo)系下的電流解耦控制；將經(jīng)過電流解耦控制后獲取的信號分別與正負(fù)序雙旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓分量進(jìn)行疊加，疊加后的信號的相位θpll為實施例1所述的并網(wǎng)變流器輸出鎖相環(huán)系統(tǒng)中的最終輸出相位θo；對疊加后的信號進(jìn)行雙坐標(biāo)變換以獲得調(diào)制信號ucαβref，并將調(diào)制信號ucαβref通過pwm變換輸出至并網(wǎng)變流器的igbt的控制端。

為了驗證本實施例的并網(wǎng)變流器輸出控制方法的有效性和正確性，圖6和圖7分別為直驅(qū)風(fēng)機(jī)系統(tǒng)在電網(wǎng)a相電壓跌落至0.5p.u.時鎖相環(huán)系統(tǒng)輸出的效果示意圖以及并網(wǎng)變流器和機(jī)側(cè)變流器控制效果示意圖。圖6的波形從上到下依次為網(wǎng)側(cè)三相電壓、鎖相環(huán)系統(tǒng)提取的電壓正負(fù)序分量、鎖相環(huán)系統(tǒng)提取的基波頻率以及鎖相環(huán)系統(tǒng)提取的基波相位，圖7的波形從上到下依次為網(wǎng)側(cè)三相電壓、網(wǎng)側(cè)電流、直流側(cè)電容電壓、網(wǎng)側(cè)功率、機(jī)側(cè)功率、機(jī)側(cè)電流、轉(zhuǎn)速以及根據(jù)最大功率跟蹤控制獲取的轉(zhuǎn)速參考值。

從圖6和圖7可以看出，當(dāng)電網(wǎng)a相電壓跌落至50％時，鎖相環(huán)系統(tǒng)能夠準(zhǔn)確地提取電壓的正負(fù)序分量，為同步坐標(biāo)系下的控制環(huán)節(jié)提供準(zhǔn)確及時的電壓基波相位信息。直流側(cè)穩(wěn)定在給定值1050v附近，無二倍頻波動分量。同時，網(wǎng)側(cè)三相電流互差120°，三相電流畸變率較小，輸出的有功功率仍保持不變，機(jī)側(cè)與故障前的波形較為一致。從控制策略中各電流控制環(huán)和直流電壓控制環(huán)的誤差來看，盡管發(fā)生電壓三相不平衡后電流環(huán)的dq軸參考值發(fā)生變化，但dq軸的電流仍能跟蹤上電流參考值的變化，確保了電流環(huán)的穩(wěn)定輸出，同時直流側(cè)電壓控制也一直保持穩(wěn)定運(yùn)行，機(jī)側(cè)無明顯變化。

以上所述的具體實施方式，對本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果進(jìn)行了進(jìn)一步詳細(xì)說明，所應(yīng)理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實施方式而已，并不用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。