專(zhuān)利名稱(chēng)：降低輸入電流畸變的開(kāi)關(guān)方式電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種開(kāi)關(guān)方式電源(SMPS)，特別涉及一種SMPS，它由交流電(AC)即市電電壓導(dǎo)出經(jīng)整流輸入電源電壓，以產(chǎn)生輸出電源電壓。
一般來(lái)說(shuō)，這樣的SMPS帶有一個(gè)全波整流橋，它對(duì)正弦市電電壓進(jìn)行整流并對(duì)輸入濾波電容充電以產(chǎn)生經(jīng)整流輸入電源電壓。濾波電容足夠大以降低基頻和市電電壓的諧波分量的波紋幅度。這樣就可防止在輸出電源電壓中產(chǎn)生波紋電壓。
濾波電容在市電電壓中吸收高峰值的輸入電流窄脈沖。該電流脈沖只在正弦波市電電壓的峰值附近產(chǎn)生。因此，在輸入電流波形中含有不希望的市電電壓頻率的低頻諧波分量。它使得功率因數(shù)降到大約0.65并使市電電源電壓的波形畸變?cè)龃蟆?br> 近來(lái)，人們已經(jīng)關(guān)注修改歐洲標(biāo)準(zhǔn)EN60 555-2，該修改的目的是降低輸入電流波形中這種容許的低頻諧波分量。也希望降低輸入電流波形中低頻諧波分量而不使輸出電源電壓的波紋電壓顯著增大。
實(shí)施本發(fā)明一個(gè)方面的開(kāi)關(guān)方式電源包括一個(gè)交流電源，即市電電源電壓。第一整流器耦合到該市電電源上，對(duì)市電電源電壓整流而未把市電電壓頻率的低頻分量濾出，產(chǎn)生一個(gè)未濾波的、已整流的第一電源電壓。第一開(kāi)關(guān)換裝置響應(yīng)第一開(kāi)關(guān)信號(hào)并耦合到連在第一電源電壓上的電感上，以產(chǎn)生第一組電流脈沖，它的頻率一定高于市電電源電壓的頻率。第一組電流脈沖通過(guò)第二整流器耦合，產(chǎn)生整流輸出電源電流的第一部分。第三整流器耦合到市電電源和一個(gè)濾波電容上，對(duì)市電電源電壓整流并在電容中形成電流脈沖以產(chǎn)生經(jīng)整流的第二電源電壓。第二開(kāi)關(guān)裝置耦合到第二電源電壓上并響應(yīng)第二開(kāi)關(guān)信號(hào)，并在連接在電容上的電感中產(chǎn)生第二組電流脈沖，它的頻率一定高子市電電源電壓的頻率。第二組電流脈沖通過(guò)整流器耦合，以產(chǎn)生輸出電源電流的第二部分。在電容器中，給定電流脈沖的脈沖寬度被加大而峰值被減小。


圖1說(shuō)明一種實(shí)施了本發(fā)明的一個(gè)方面的SMPS，它使用了電流重疊技術(shù)。
圖2a-2h說(shuō)明用于闡述圖1中的SMPS的操作的波形；圖3a-3c說(shuō)明用于闡述圖1中的SMPS的操作的另外的波形；圖4說(shuō)明本發(fā)明的第二個(gè)實(shí)施例；圖5a-5e說(shuō)明闡述圖4裝置的操作的波形；圖6說(shuō)明圖4裝置中輸入功率因數(shù)圖；和圖7說(shuō)明圖4裝置中輸入電流的諧波分量圖。
圖1說(shuō)明一個(gè)實(shí)施本發(fā)明一個(gè)方面的切換模式電源SMPS100，它利用了這里稱(chēng)為電流疊加技術(shù)。圖1中SMPS100適于提供功率，例如，120瓦。提供交流電壓VM的市電電壓源107被耦合到全波整流橋102上，在一個(gè)相對(duì)較小的濾波電容C1中產(chǎn)生全波整流輸入電源電壓V1。電源107的交流電壓VM是正弦波，例如，行頻為50Hz。由于電容C1的電容量小，電壓V1的低頻諧波分量沒(méi)有被電容C1濾出，電壓V1是一個(gè)未濾波、令波整流正弦電壓，通過(guò)開(kāi)關(guān)二極管D1耦合到回掃變壓器T的初級(jí)繞組的一端W2a上。
有可控頻率和工作周期的開(kāi)關(guān)信號(hào)V9通過(guò)電阻R3耦合到電阻R14和MOS開(kāi)關(guān)三極管Q1的柵極上，只有在信號(hào)V9在“高”電平或12伏時(shí)，三極管Q1導(dǎo)通。三極管Q1的漏極耦合到繞組W1的另一端上。信號(hào)V9在型號(hào)為T(mén)DA4605的集成電路(IC)103的一個(gè)輸出端上產(chǎn)生，所述集成電路可用作脈寬調(diào)制器，信號(hào)V9的頻率定在20-50KHz之間。
在信號(hào)V9的一個(gè)給定周期中，在信號(hào)V9達(dá)到“高”電平后，一個(gè)脈沖電流ip1流過(guò)二極管D1。在繞組W1中產(chǎn)生一個(gè)與二極管D1中的電流ip1相等的向上斜升電流ip，并將磁能儲(chǔ)存在變壓器T中。在信號(hào)V9從“高”電平變成“低”電平，三極管Q1立即截止，并產(chǎn)生回掃操作。結(jié)果，在變壓器T的次級(jí)繞組W2，W3，W4和W5中產(chǎn)生回掃脈沖電流。在回掃期間，三極管Q1的漏電壓由一個(gè)緩沖電路限制，緩沖電路未畫(huà)出。
由于回掃電流脈沖，例如由脈沖ip產(chǎn)生的線圈4中的電流脈沖is4，通過(guò)整流二極管D3，D4，D5和D8，在電容C3，C4，C5和C8上，分別產(chǎn)生直流輸出電源電壓V3，V4，V5和V8。電壓V4驅(qū)動(dòng)，例如，水平偏轉(zhuǎn)輸出級(jí)37，電壓V5驅(qū)動(dòng)，例如，電視接收機(jī)的聲頻級(jí)。
考慮到對(duì)電擊危險(xiǎn)，變壓器T把電源107和“熱”接地導(dǎo)線H與“冷”接地導(dǎo)線G相隔離。這里，電壓V3和V8以熱地導(dǎo)線H為基準(zhǔn)，電壓V4和V5以冷地導(dǎo)線G為參考。
在正常工作下，通過(guò)在線圈W3中對(duì)回掃脈沖進(jìn)行濾波和整流并分壓，在電路30中產(chǎn)生指示例如電壓V4的直流檢測(cè)電壓V30。電阻30a是可調(diào)的，用于通過(guò)調(diào)節(jié)電壓V30調(diào)節(jié)輸出電源電壓。檢測(cè)電壓V30連接到集成電路103的檢測(cè)輸入端，管腳1上。電壓V30在集成電路103中與參考電壓103a相比較，電壓V30與參考電壓的差形成誤差電壓103b。誤差電壓103b耦合到停止比較器103c的一個(gè)輸入端上，用以控制信號(hào)V9的脈寬由“高”至“低”變換以調(diào)整輸出電壓V4和V5的電平。
體現(xiàn)本發(fā)明的特征的是電壓V1通過(guò)電阻R13和整流二極管D2的串聯(lián)裝置與濾波電容C2相耦合并在電容C2上產(chǎn)生電源電壓V2。電壓V2是恒定的直流電壓，與電壓V1的峰值電壓成正比。在三極管Q2導(dǎo)通時(shí)，電壓V2通過(guò)MOS開(kāi)關(guān)之二管Q2和開(kāi)關(guān)二極管D6耦合到連接節(jié)點(diǎn)W2a上。節(jié)點(diǎn)W2a連接繞組W1的二極管D1和變壓器T的一個(gè)次級(jí)繞組W2。
在回掃時(shí)，由線圈W2產(chǎn)生的直流電壓V8比電壓V2高大約15V。經(jīng)過(guò)電阻R8和電阻R12的串聯(lián)，電壓V8耦合到晶體管Q2的柵極上，在連接在晶體管Q2的柵極上的三極管Q3截止時(shí)，導(dǎo)通開(kāi)關(guān)晶體管Q2。由于電壓V8高于電壓V2，所以電壓V8足夠?qū)∕OS晶體管Q2。保護(hù)二極管D7連接在晶體管Q2的源極和柵極之間，限制晶體管Q2源極和柵極之間的電壓漂移。
圖1中的信號(hào)V9還控制晶體管Q2的開(kāi)關(guān)操作頻率。為控制三極管Q2的開(kāi)關(guān)操作，圖1中的信號(hào)V9通過(guò)二極管D9耦合到由電阻R7和電容C7組成的斜波發(fā)生器上。齊納二極管D10把電容C7上的斜波信號(hào)V7的最大電壓限制在9.1伏以下。當(dāng)信號(hào)V9為“高”狀態(tài)時(shí)，二極管D9反向偏置，電容C7電壓V2通過(guò)電阻R7充電。結(jié)果，電容C7中的信號(hào)V7線性增大，當(dāng)信號(hào)V9變?yōu)椤暗汀睍r(shí)，二極管D9導(dǎo)通，電容C7立即通過(guò)集成電路103的做在管腳5的低阻值輸出端進(jìn)行放電。
圖2a-2h說(shuō)明用于闡述圖1電路工作的波形。在圖1和2a-2h中相同的符號(hào)和數(shù)字說(shuō)明同樣的裝置和功能。
圖1中信號(hào)V9的脈沖寬度決定電容C7上形成的信號(hào)V7的峰值電平。由于通過(guò)二極管D1耦合到繞組W1上的電壓是全波整流正弦波，所以集成電路103的反饋信號(hào)使信號(hào)V9的脈沖寬度的變化是全波整流電壓V1的函數(shù)。因此，在電壓V1的10毫秒周期內(nèi)，如圖2d所示，信號(hào)V7的峰值和包絡(luò)線的變化也是電壓V1的函數(shù)。在圖2d中，例如，為清楚說(shuō)明，把信號(hào)V7的周期與信號(hào)V1的周期之比放大了。
圖1中信號(hào)V7加在由三極管Q4和三極管Q5組成的比較器的反向輸入端上。電阻R5在三極管Q4和Q5中形成射級(jí)電流。三極管Q4的集電極電阻R4在比較器的輸出端13a上形成輸出信號(hào)V10。
輸出信號(hào)V10耦合到三極管Q3的基極上，以控制三極管Q3的開(kāi)關(guān)操作。三極管Q3的集電極耦合到由電阻R8和電阻R12組成的負(fù)載裝置上，并由電源電壓V8供電，以便三極管Q2的柵極上形成開(kāi)關(guān)信號(hào)V12。
在信號(hào)V9變?yōu)椤案摺焙?，二極管D1立即導(dǎo)通并形成電流ip1。在三極管Q2截止期間，不能形成電流ip2。在比較器的輸出信號(hào)V10為“高”時(shí)，三極管Q2保持截止，這是由于三極管Q3導(dǎo)通而使三極管Q2截止。在信號(hào)V9變?yōu)椤案摺焙?，初?jí)電流ip1和信號(hào)V7以向上斜波方式增大。
在信號(hào)V9的一個(gè)給定開(kāi)關(guān)周期，當(dāng)圖2d中信號(hào)V7達(dá)到高于比較器的一個(gè)閾值電壓V11的較高電平后，圖2e中比較器的輸出信號(hào)V10從“高”變?yōu)椤暗汀彪娖?。?dāng)信號(hào)V10達(dá)到“低”電平時(shí)，由圖2f中信號(hào)V12，圖1中三極管Q3截止而三極管Q2導(dǎo)通。
當(dāng)三極管Q2導(dǎo)通時(shí)，圖1中二極管D6變?yōu)閷?dǎo)通，并引起二極管D1截止。這樣，輸入電源電壓V1與線圈W1去耦合，而電壓V2通過(guò)三極管Q2耦合到繞組W1上。圖1中二極管D6上的初級(jí)電流ip2(如圖2g)使電流ip在電流ip1脈沖停止后連續(xù)不斷，如圖2g和2h所示。
在由圖1集成電路103根據(jù)電壓V30而定的預(yù)定時(shí)間間隔后信號(hào)V9再次變?yōu)椤暗汀彪娖?，并使信?hào)V7變?yōu)椤暗汀?。信?hào)V9還通過(guò)二極管D13耦合到電阻R4和R10之間的節(jié)點(diǎn)13a上。在信號(hào)V9為“低”電平時(shí)，二極管D13導(dǎo)通。信號(hào)V9變?yōu)椤暗汀焙?，圖2e的信號(hào)10立即被強(qiáng)制變“低”，這是由于圖1中二極管D13導(dǎo)通。因此，三極管Q1和Q3被截止。由于三極管Q1截止，盡管三極管Q3的集電極上信號(hào)V12是“高”，三極管Q2也不導(dǎo)通電流。其優(yōu)點(diǎn)是，由于有了二極管D13，在信號(hào)V9為“低”時(shí)，沒(méi)有電流流入電阻R8和R12。這樣，在輸入功率為120瓦時(shí)，減少功率損耗2.5瓦。在信號(hào)V9變?yōu)椤案摺睍r(shí)，二極管D9和D13截止，新的周期開(kāi)始。
圖3a所示輸入功率為100瓦時(shí)，由電充ip1和ip2重疊決定初級(jí)電流ip。形成的主電流iM的波形如圖3b的實(shí)線所示。作為比較，圖3b中虛線波形為傳統(tǒng)電源的主電流iM”，該電源在輸入功率同樣為100瓦時(shí)，在整流橋的輸出端有較大的濾波電容。在電壓VM的每個(gè)半周期內(nèi)，電流ip1的脈沖峰值按基本主頻以正弦波方式為主地變化。電容C2只在主電壓VM的峰值附近通過(guò)電阻R13進(jìn)行充電。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)特征，電阻R13使橋式整流器102的二極管的導(dǎo)通時(shí)間增加，因此，電阻R13減小充電電流i3的變化率和峰值，如圖3b所示。這樣，電流iM的高次諧波分量，如三次、五次、七次、九次和十一次諧波分量，被降低。電流i3的脈沖峰值變低，這是由于儲(chǔ)存在電容C2中的能量只能維持初級(jí)電流ip的一部分。大約65％的功率消耗來(lái)自自電流ip1而35％來(lái)自電流ip2。
閾值電壓V11控制電流ip2的脈沖寬度與電流ip1的脈沖寬度的比率。由于在全波整流電壓V1的給定周期內(nèi)電壓V30中含有的波紋電壓，所以每個(gè)脈寬調(diào)制信號(hào)V9的脈沖寬度和信號(hào)V7的峰值在電壓V1為零時(shí)達(dá)到最大而在電壓V1最大時(shí)達(dá)到最小值。為形成由三極管Q4和Q5組成的比較器所需的閾值電壓V11，信號(hào)V7通過(guò)二極管D12耦合到一個(gè)由電阻R9和電容C10并聯(lián)裝置上。電容C10上形成的電壓根據(jù)信號(hào)V7的峰值的低頻包跡線變化，這里，高頻分量被濾掉了。電容C10上的電壓通過(guò)二極管D11耦合到電容C9和三極管Q5的基極上。二極管D11和電容C9作為一個(gè)最小電壓值檢測(cè)器，用以檢測(cè)信號(hào)V7的峰值包跡的最小值。二極管D13的正向電壓由二極管D11的反向電壓進(jìn)行溫度補(bǔ)償。信號(hào)V7的峰值包跡的變化是電壓V1的函數(shù)。電容C9上形成的限制電平或閾值電壓V11在電壓V1的一個(gè)周期內(nèi)由信號(hào)V9的脈沖寬度最小值決定。電壓V11加在由三極管Q4和Q5組成的比較器的正向輸入端。
在恒定負(fù)載下，電壓V11的電平相對(duì)恒定。因此，電流ip1的每個(gè)脈沖的寬度是一樣的。同時(shí)，電流ip2的脈沖寬度從電壓V1為零時(shí)的最大值變到電壓V1最大時(shí)的最小值。
例如，負(fù)載增加使每個(gè)信號(hào)V9周期內(nèi)V9的脈沖寬度增大。這樣，信號(hào)V9的最小脈沖寬度增加而使電壓V11增大。電壓V11的增加在每個(gè)信號(hào)V9的脈沖期間延遲信號(hào)V10變“低”和三極管變?yōu)閷?dǎo)通的時(shí)刻。這就使得脈沖電流ip1的脈沖寬度增大。由于信號(hào)V9的脈沖寬度也增大了，三極管Q2的導(dǎo)通時(shí)間與三極管Q1的導(dǎo)通時(shí)間的比率的變化將比，例如，電壓V11為恒定電壓時(shí)的小，這樣，輸出電壓V4的波紋電壓受負(fù)載變化的影響將比電壓V11是常數(shù)時(shí)小。同樣，電流i3與ip1的比率的受負(fù)載影響的變化減小。因此，電流iM的諧波分量或功率因數(shù)也較少負(fù)載影響。
在預(yù)定的增加負(fù)載的條件下，電流i2的峰值被限幅。負(fù)載進(jìn)一步的增加使電流i1的峰值被限幅。負(fù)載的更進(jìn)一步的增加，如次級(jí)邊側(cè)的短路，將使集成電路103工作在脈沖串方式。
在信號(hào)V9的每個(gè)周期，當(dāng)圖2c中信號(hào)V9達(dá)到“高”電平時(shí)，集成電路103管腳2的電容C6(如圖1)被充以電流，充電電流為由電壓V2通過(guò)電阻R2產(chǎn)生恒定電流i2與由電壓V1通過(guò)電阻R1產(chǎn)生的全波整流正弦電流i1的和。當(dāng)圖2C的信號(hào)V9在“低”電平時(shí)，圖2b的電壓V6被鉗位在1伏，這是由圖1的集成電路103決定的。當(dāng)圖2c的信號(hào)V9達(dá)到“高”電平時(shí)，圖1中電容C6產(chǎn)生斜波電壓V6，如圖2b所示。由于電容C6被全波整流電壓V1產(chǎn)生的電流i1充電，所以電流i1的波形與電壓V1相同。在集成電路103中，電壓V6耦合到過(guò)載比較器103d的一個(gè)輸入端。在過(guò)載條件下，當(dāng)電壓V6足夠大而觸發(fā)比較器103d時(shí)，信號(hào)V9就產(chǎn)生“高”至“低”變換。這樣，電壓V6決定在過(guò)載條件下產(chǎn)生的信號(hào)V9的最大脈沖寬度。電壓V6就決定SMPS100所提供的最大功率。
電壓V6的變化率或峰值電平電壓V1的周期內(nèi)是變化的，使得當(dāng)電壓V1為最小值時(shí)信號(hào)V9的脈沖寬度的上限，在過(guò)載條件產(chǎn)生之前大于電壓V1為最大值時(shí)的脈寬上限，同樣，對(duì)于電壓V1峰值時(shí)產(chǎn)生的信號(hào)V9的脈沖寬度的給定上限時(shí)，在遠(yuǎn)離電壓V1的峰值處得到信號(hào)V9脈沖的更大的脈沖寬度和更大的整流范圍。
在集成電路103中，電壓V6耦合到停止比較器103c的一個(gè)輸入端。在正常工作下，除了電壓V30，電壓V6控制信號(hào)V9的脈沖寬度。結(jié)果，當(dāng)電壓V1為峰值時(shí)，電壓V6使信號(hào)V9的脈沖寬度比電壓V1小于其峰值時(shí)的要小。這樣，信號(hào)V9的脈沖寬度由電壓V6按正向饋給方式調(diào)制。正向饋給方式使輸出電壓V4，V5，V8和V3的波紋電壓減小。
當(dāng)SMPS100用于電視接收機(jī)時(shí)，由開(kāi)/關(guān)信號(hào)決定何時(shí)要求電視接收機(jī)工作在備用工作方式，何時(shí)工作在正常工作方式。耦合在線圈W4上并由SMPS100驅(qū)動(dòng)的負(fù)載大小由開(kāi)/關(guān)控制信號(hào)ON/OFF決定，開(kāi)/關(guān)信號(hào)由微處理器(未畫(huà)出)產(chǎn)生。信號(hào)ON/OFF是以冷地導(dǎo)線G為參考。
由信號(hào)ON/OFF啟動(dòng)的備用工作方式的檢測(cè)由檢測(cè)器31完成并產(chǎn)生一個(gè)以熱地導(dǎo)體H為參考的開(kāi)/關(guān)控制信號(hào)V13。在備用工作方式下，耦合在線圈W4和W5上的負(fù)載明顯小于正常工作方式時(shí)的負(fù)載。由于負(fù)載減小，在備用方式下，檢測(cè)電壓V30就增加。所以，集成電路103減小信號(hào)V9的脈沖寬度。信號(hào)V9的頻率也增大到回掃變壓器T的諧振頻率，大約100KHz。
檢測(cè)器31響應(yīng)由信號(hào)V9決定的線圈W3中的脈沖，并根據(jù)線圈W3中的脈沖頻率，檢測(cè)線圈W4和W5上耦合的負(fù)載大小，在檢測(cè)器31中，線圈W3中的脈沖通過(guò)由電阻32和電容33組成的低通濾波器耦合到整流器34上。整流器34在電容35上產(chǎn)生一個(gè)直流電壓，表示線圈W3中脈沖轉(zhuǎn)折邊界之間的間隔和長(zhǎng)度。
在備用工作方式下，線圈W3提供一個(gè)100KHz的近似于正弦的電壓，這個(gè)電壓被由電阻32和電容33組成的低通濾波器衰減。因此，電容35的電壓降低，以至不能使檢測(cè)器31的輸出三極管36導(dǎo)通。使得信號(hào)V13處于“高”電平。另一方面，在正常工作方式下，頻率較低并且三極管36保持連續(xù)導(dǎo)通，信號(hào)V13處于“低”電平。這樣，頻率檢測(cè)器31產(chǎn)生以熱接地H為參考的信號(hào)V13，指示出備用/正常工作方式。
信號(hào)V13通過(guò)二極管D14耦合到三極管Q3的基極上。信號(hào)V13使三極管Q3導(dǎo)通而不管信號(hào)V9的電平高低。因此，三極管Q2在備用方式下關(guān)閉，使電流ip2為零，在這種情況下，直流電流流過(guò)電阻R8和R12，并經(jīng)三極管Q3到地。電阻R12是正向溫度系數(shù)電阻，它變熱而阻值明顯增加。這樣，在備用方式下，電阻R8上的損耗進(jìn)一步降低。由于三極管Q2在備用方式下總是關(guān)閉的，電路總損耗進(jìn)一步降低。采用這種技術(shù)有兩個(gè)優(yōu)點(diǎn)。第一，備用輸入功率從14瓦降低到10瓦。第二，在備用方式下，由于只有電流ip1一個(gè)電流分量，諧波明顯減少。
在備用工作方式下，電壓V3，V4和V5也被穩(wěn)壓。但是，由于漏電感，檢測(cè)電壓V30與輸出電壓V4的比率使得在備用方式下，電壓V4比在正常方式下大一些。驅(qū)動(dòng)輸出級(jí)37的電壓V4的增大使分量強(qiáng)度增加，這是所不希望的。
開(kāi)/關(guān)控制信號(hào)V13通過(guò)電阻38和二極管39的串聯(lián)裝置耦合到集成電路103的管腳1的檢測(cè)輸入端，使檢測(cè)電壓V30的電平增大，引起信號(hào)V9的工作周期降低。因此，相對(duì)于設(shè)有通過(guò)二極管39耦合的信號(hào)的影響時(shí)，電壓V4降低了。例如，根據(jù)電壓V4選擇電路元件的值在備用方式下比在正常方式下小。
圖4說(shuō)明本發(fā)明的第二個(gè)實(shí)施例，它與圖1中的相似，不同之處在以下說(shuō)明。圖5a-5e說(shuō)明用于解釋圖4電路的工作的波形。圖1，2a-2h，3a，3c，4和5a-5e中相同符號(hào)和數(shù)字表示相同的元件和功能，只在在圖4中相應(yīng)元件上增加了撇號(hào)(′)。在圖4的SMPS100′中，三極管Q2′是雙極性晶體管。三極管Q2′的基極電流由半波整流二極管D8′和基極電阻R8′提供。信號(hào)V10′從三極管Q5′的集電極分流出，并通過(guò)由三極管Q6′形成的反相級(jí)耦合到三極管Q3′的基極上。當(dāng)需要導(dǎo)通三極管Q3′時(shí)，三極管Q6′的集電極電壓相對(duì)較大。因此，基極電阻70′是一個(gè)相對(duì)較大的電阻。因?yàn)殡娮?0′較大，電路較不靈敏，容許信號(hào)V9′為“低”電平和要求之極管Q3′關(guān)閉時(shí)的信號(hào)V9′的電平誤差。
增大負(fù)載使電阻R13′兩端的電壓降較大。因此，當(dāng)三極管Q2′導(dǎo)通時(shí)，三極管Q2′的基極電壓也降低。由于基極電壓降低，基極電流也增加。在三極管Q2′的集電極電流增加時(shí)，對(duì)于保持三極管的飽和，增大基極電流是所希望的。信號(hào)V13′在備用方式下耦合到三極管Q6′的基極上，使三極管Q6′導(dǎo)通。
當(dāng)負(fù)載發(fā)生短路時(shí)，未示出，線圈W3′兩端的電壓為零。因此，三極管36′變關(guān)閉。使得電壓V30′增加，使信號(hào)V9′的工作周期降低，從而提供短路保護(hù)。
當(dāng)電源負(fù)載小于一個(gè)預(yù)定的值時(shí)，例如80瓦，耦合在三極管Q5′的基極上的二極管200′把三極管Q5′的基極電壓鉗位在4伏。因此，三極管Q5′的基極電壓不能低于該電壓。這樣，在低負(fù)載狀態(tài)下，二極管200′形成三極管Q2′的導(dǎo)通間隔的最大值或最大工作周期。這樣，在負(fù)載進(jìn)一步降低的情況下，由電流i3′決定的功率因數(shù)不會(huì)降低。由于有三極管Q2′的工作周期的上限，電阻R13′的值在負(fù)載降低時(shí)可比三極管Q2′的是作周期的最大值可進(jìn)一步增大時(shí)的值小。因此，電阻R13′的功率損耗可小于設(shè)有正二極管200′的鉗位時(shí)的功率損耗。由于電源輸出端的濾波電容足夠大，在低負(fù)載下也能減小波紋電壓，使得三極管Q2′的工作周期的上限并不引起電源輸出的波紋電壓。
在圖6中，一組曲線說(shuō)明圖4中電阻R13′的不同值時(shí)的功率因數(shù)的變化，它是電源輸入功率的函數(shù)。在輸入功率是100瓦時(shí)，對(duì)應(yīng)于電阻R13′的效率因數(shù)η也同時(shí)示出。
圖7中，給出電阻R13′為22歐姆和100歐姆時(shí)，圖4的輸入電流iM的諧波分量的一組曲線。作為比較，對(duì)于給定標(biāo)準(zhǔn)的諧波分量允許的最大值也同時(shí)示出。
權(quán)利要求
1.一種開(kāi)關(guān)方式電源，包括一個(gè)交流電源(107)，即市電電源電壓(VM)；一個(gè)第一整流器(102)，耦合到上述市電電源上，對(duì)上述市電電源電壓整流，但不對(duì)上述市電電源電壓的總頻率(100Hz)低頻分量進(jìn)行濾波而產(chǎn)生未濾波的已整流的第一電源電壓(V1)；一個(gè)第一開(kāi)關(guān)裝置(Q1)，響應(yīng)第一開(kāi)關(guān)信號(hào)(V9)并耦合到施加上述第一電源電壓的電感(W1)上，以產(chǎn)生第一組電流脈沖(ip1)，其頻率高于上述市電電源電壓頻率，通過(guò)第二整流器(D4)耦合上述第一組電流脈沖，產(chǎn)生整流輸出電流(iS4)的第一部分；一個(gè)濾波電容(C2)；一個(gè)第三整流器(D2)，耦合到上述市電電源和上述電容上，對(duì)上述市電電源電壓整流，在上述電容上形成電流脈沖(i3)，在上述電容中產(chǎn)生整流第二電源電壓(V2)；一個(gè)第二開(kāi)關(guān)裝置(Q2)，耦合到上述第二電源電壓上并響應(yīng)第二開(kāi)關(guān)信號(hào)(V12)，在電感(W1)中產(chǎn)生耦合到上述電容上的第二組電流脈沖(ip2)，其頻率高于上述市電電源電壓的頻率；通過(guò)整流器(D4)耦合上述第二組電流脈沖，以產(chǎn)生上述輸出電源電流的第二部分；其特征是裝置(R13)耦合到上述電容上，用以延長(zhǎng)上述電容器中給定電流脈沖的脈沖寬度，降低脈沖的峰值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的電源，其特征是，上述延長(zhǎng)脈沖寬度裝置(R13)包括一個(gè)電阻(R13)，它與上述電容(C2)串聯(lián)；
3.根據(jù)權(quán)利要求2的電源，其特征是，上述第一組電流脈沖(iP1)產(chǎn)生在旁路上述電阻(R13)的電流通路中。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的電流，其特征是，脈寬調(diào)制器(103)響應(yīng)反饋信號(hào)(V30)，對(duì)上述第一第二組電流脈沖(iP1，iP2)中的一個(gè)(iP1或iP2)電流脈沖進(jìn)行脈寬調(diào)制。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的電源，其特征是，上述電感(W1)包括一個(gè)回掃變壓器(T)的一個(gè)線圈。
6.根據(jù)權(quán)利要求1的電流，其特征是，不進(jìn)行低頻分量濾波使第一組電流脈沖(iP1)避免顯著增加在上述市電輸入電源電流(iM)中的所述諧波分量。
7.根據(jù)權(quán)利要求1的電源，其特征是，上述第一組流脈沖(iP2)減小了上述電源輸出(V4)波紋分量。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的電源，其特征是，上述電容電流脈沖(i3)使市電輸入電源電流(iM)的諧波分量增加，降低功率因數(shù)，并且，上述降低峰值裝置(R13)降低上述電容電流脈沖增加上述市電輸入電源電流中上述諧波分量及增大上述功率因數(shù)的趨勢(shì)。
9.根據(jù)權(quán)利要求1的電源，其特征是，至少在上述市電電源電壓的上述周期的一部分期間，當(dāng)上述第一電源電壓(VM＝0)的值小于其峰值時(shí)，產(chǎn)生每個(gè)第一(iP1)和第二(iP2)組電流脈沖。
10.根據(jù)權(quán)利要求1的電源，其特征是，上述電容電流脈沖(i3)的頻率較低(100Hz)，它與上述主電源電壓的上術(shù)頻率有關(guān)，并遠(yuǎn)低于上述第一組流脈沖(iP1)的頻率(20KHz)。
11.一種開(kāi)關(guān)方式電源，包括一個(gè)交流電源(107)，即市電電源電壓(VM)和市電電源電流(iM)；一個(gè)濾波電容(C2)；一個(gè)第一整流器(D2)，耦合到上述市電電源和上述電容上，對(duì)上述市電電源電壓整流，并在上述電容中產(chǎn)生一定頻率(100Hz)的電流脈沖(i3)，其頻率與上述市電電源電壓(V2)的上述頻率有關(guān)，在上述電容的一端(在D2和Q2之間)產(chǎn)生第二電源電壓，上述電容電流脈沖使上述主電源電流畸變而使上述市電電源的功率因數(shù)降低；其特征是，裝置(R13)耦合到上述電容上，延長(zhǎng)給定電流脈沖的脈沖寬度，降低給定電流脈沖的峰值以降減小畸變和增大功率因數(shù)；第一開(kāi)關(guān)裝置(Q1，D1)，響應(yīng)第一開(kāi)關(guān)信號(hào)(V9)，并在耦合到上述市電電源(107)的電感(W1)中產(chǎn)生第一組電流脈沖(iP1)，其頻率(20KHz)遠(yuǎn)高于上述市電電源電壓的上述頻率(50Hz)，上述第二組電流脈沖(iP1)經(jīng)整流器(D4)耦合，產(chǎn)生整流輸出電源電流(iS4)的第一部分，在上述市電電源電壓的一個(gè)周期內(nèi)，上述第一組電流脈沖的值按增大上述功率因數(shù)的方式變化；第二開(kāi)關(guān)裝置(Q2，D2)響應(yīng)第二開(kāi)關(guān)信號(hào)，在耦合到形成第二電源電壓的節(jié)點(diǎn)上的電感(W1)中產(chǎn)生第二組電流脈沖(iP2)，其頻率遠(yuǎn)高于上述市電電源電壓的上述頻率，上述第二組電流脈沖經(jīng)整流器(D4)耦合，產(chǎn)生上述整流輸出電流的第二部分，使上述電源的輸出的波紋分量降低。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，上述第二組電流脈沖(iP2)給定電流脈沖，靠近上述第一組電流脈沖的相應(yīng)電流脈沖出現(xiàn)。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的電源，其特征是，在(VM的)上述周期內(nèi)，第一組電流脈沖(iP1)的大小與第二組電流脈沖(iP2)之比是變化的。
14.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，上述第一組(iP1)和第二組(iP2)電流脈沖在變壓器(T)中產(chǎn)生，并經(jīng)變壓器耦合到負(fù)載電路(37)上。
15.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，上述第一組(iP1)和第二組(iP2)電流脈沖在上述變壓器的同一個(gè)繞組(W1)中產(chǎn)生。
16.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，上述市電電源電壓(VM)的幅度與發(fā)生在市電電源電壓在其峰值時(shí)(VM＝325V)的電流脈沖(iP1)的上述第一組電流脈沖的值的比率與上述市電電源電壓的值與發(fā)生在市電電源電源遠(yuǎn)小于(VM＝0)其峰值時(shí)的電流脈沖第一組的電流脈沖的值的比率大致相同。
17.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，裝置(Q4，Q5，Q3)響應(yīng)在上述市電電源電壓周期內(nèi)變化的控制信號(hào)(V7)，使上述第二組電流脈沖的值在上述市電電源電壓的周期內(nèi)按使上述波紋降低的方式變化。
18.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，上述第一組電流脈沖的電流通路與產(chǎn)生所述第二電源電壓(V2)的節(jié)點(diǎn)(D2與Q2之間)之間是隔斷的。
19.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，上述第一開(kāi)關(guān)裝置(Q1，D1)包括一個(gè)整流器(D1)耦合到上述市電電源(107)上，對(duì)上述市電電源電壓(VM)進(jìn)行整流，但未從上述整流主電流電壓(V1)中濾波掉上述整流過(guò)的市電電源電壓中的低頻諧波分量，從而在上述周期內(nèi)整流市電電源電壓的變化產(chǎn)生所述第一組電流脈沖(iP1)的振幅調(diào)制。
20.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，脈寬調(diào)制器(Q5，Q4，Q3，103)響應(yīng)指示上述波紋分量的反饋信號(hào)(V30)，使所述第二組電流脈沖(iP2)的值按減小上述(例如V4的)波紋分量的方式變化。
21.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，脈寬調(diào)制器(103)響應(yīng)反饋信號(hào)(V30)，對(duì)所述第一組電流脈沖(iP1)進(jìn)行脈寬調(diào)制，對(duì)電源輸出進(jìn)行調(diào)整。
22.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，脈寬調(diào)制器(103)響應(yīng)反饋信號(hào)(V30)使上述第一組(iP1)和第二組(iP2)的電流脈沖按調(diào)整電源輸出的方式在同方向上變化。
23.根據(jù)權(quán)利要求11的電源，其特征是，電流脈沖的上述第一組電流脈沖(iP1)相應(yīng)于電流脈沖的上述第二組(iP2)電流脈沖按電流交錯(cuò)方式和電流疊加方式之一產(chǎn)生。
24.一種開(kāi)關(guān)方式電源，包括一個(gè)交流電源，即市電電源電壓(107)；一個(gè)濾波電容器(C2)；一個(gè)整流器(D2)耦合到上述市電電源和上述電容上，對(duì)市電電源電壓整流，在上述電容中產(chǎn)生電流脈沖(i3)，形成整流第一電源電壓(V2)；裝置(R13)耦合到上述電容器上，在上述電容中，延長(zhǎng)給定電流脈沖的脈沖寬度并降低其峰值；其特征在于第一切換裝置(Q2)耦合到上述第一電源電壓上并響應(yīng)第一開(kāi)關(guān)信號(hào)(V12)，在電感(W1)中形成耦合在上述電容上的一定頻率的(20KHz)第一組電流脈沖(iP2)，其頻率遠(yuǎn)高于上述主電源電壓的頻率(50Hz)上述第一組電流脈沖經(jīng)整流器(D4)耦合，形成整流輸出電流(iS4)的第一部分；第二整流器(102)耦合到上述市電電源上，對(duì)主電源電壓整流，產(chǎn)生整流第二電源電壓(V1)；和第二開(kāi)關(guān)裝置(Q1，D1)相響應(yīng)第二開(kāi)關(guān)信號(hào)(V9)，通過(guò)旁路上述電容的電流通路，耦合到電感(W1)上，上述第二電源電壓加載到線圈(W1)上，并形成頻率遠(yuǎn)高于上述市電電源電壓的第二組電流脈沖(iP1)，上述第二組電流脈沖經(jīng)第二整流器(D4)耦合，產(chǎn)生上述整流輸出電流的第二部分。
全文摘要
一種開(kāi)關(guān)方式電源中，交流市電電源電壓未經(jīng)低通濾波而產(chǎn)生全波整流直流市電電源電壓。未濾波整流電壓加到回掃變壓器的一個(gè)線圈上。由整流電壓在線圈中產(chǎn)生第一組電流脈沖，其頻率遠(yuǎn)高于主電源電壓的頻率，其峰值根據(jù)整流電壓按增大功率因數(shù)的方式變化。整流電壓經(jīng)由電阻和低通濾波電容串聯(lián)成的整流器進(jìn)一步整流，在電容上產(chǎn)生電流脈沖，電容上的電壓經(jīng)第二開(kāi)關(guān)三極管耦合到線圈上，在線圈上產(chǎn)生第二組電流脈沖，以降低電源的一個(gè)輸出的波紋分量。
文檔編號(hào)H02M3/155GK1085696SQ93117810
公開(kāi)日1994年4月20日 申請(qǐng)日期1993年9月16日 優(yōu)先權(quán)日1992年9月17日
發(fā)明者M·梅蓋德 申請(qǐng)人:Rca·湯姆森許可公司