開關(guān)電源的同步整流控制方法及其控制模塊的制作方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明涉及開關(guān)電源技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種開關(guān)電源的同步整流控制方法及其控制模塊。
【背景技術(shù)】
[0002]工業(yè)與民用都經(jīng)常需要把各種電網(wǎng)交流電壓變成直流，而且大部份是隔離的直流電，隨著國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)對(duì)各種用電器的工作效率的進(jìn)一步要求，目前對(duì)用電器中的變換器(一般為開關(guān)電源)的變換效率要求越來(lái)越高。其它國(guó)家也非常重視，如美國(guó)的能源署就制訂了很多標(biāo)準(zhǔn)來(lái)規(guī)范開關(guān)電源的效率，其中80PLUS系列標(biāo)準(zhǔn)對(duì)電源的效率要求很高，金牌以上的電源必需使用同步整流(Synchronous rectifier)才能滿足效率要求。
[0003]高效率開關(guān)電源一般包括功率級(jí)、變壓器、同步整流電路以及同步整流控制電路。通常，功率級(jí)可以將輸入電壓變成交流電壓，交流電壓經(jīng)過(guò)變壓器變成副邊交流電壓，副邊交流電壓經(jīng)過(guò)同步整流電路轉(zhuǎn)換成期待的直流電壓加在負(fù)載上，期待的直流電壓一般叫輸出電壓，從而完成從輸入的直流電壓到輸出電壓的轉(zhuǎn)換，其中同步整流控制電路通過(guò)控制同步整流電路中的同步整流開關(guān)管的開通和關(guān)斷來(lái)實(shí)現(xiàn)同步整流，代替?zhèn)鹘y(tǒng)的整流二極管來(lái)實(shí)現(xiàn)整流。
[0004]同步整流技術(shù)是高效率開關(guān)電源中應(yīng)用廣泛的技術(shù)，采用通態(tài)電阻極低的金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，簡(jiǎn)稱MOSFET，或MOS管)取代整流二極管，以降低整流損耗、提高開關(guān)電源的整機(jī)效率。
[0005]同步整流開關(guān)管工作在仿二極管模式，但其導(dǎo)通壓降比二極管要低，這樣來(lái)提高開關(guān)電源的整機(jī)效率。同步整流開關(guān)管簡(jiǎn)稱為同步整流管，根據(jù)同步整流管在關(guān)斷前的瞬間，流過(guò)同步整流管的電流是否為零，可以將同步整流管所在開關(guān)電源的工作模式，分為連續(xù)模式(Continuous Current mode，簡(jiǎn)稱 CCM)、斷續(xù)模式(Discontinuous Current mode，簡(jiǎn)稱DCM)以及臨界模式(Critical Current mode，CrCM)。在CCM模式下，同步整流開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電流不為零，而在DCM/CrCM模式下，同步整流開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電感電流為零。在DCM模式下，可以消除輸出濾波環(huán)流，減小磁損和開關(guān)損耗，同時(shí)防止反灌電流，從而提高可靠性。
[0006]由于現(xiàn)代高速超大規(guī)模集成電路的尺寸不斷減小，功耗不斷降低，供電電源的電壓也隨之要求越來(lái)越低。很多領(lǐng)域的直流母線電壓由原來(lái)的48V降為24V，甚至降至12V。例如電腦主板中，CPU的工作電壓目前已低至1.0V左右，電流卻是近70A，這個(gè)工作電壓就是由12V的母線電壓經(jīng)BUCK電路降壓而來(lái)。在這個(gè)系統(tǒng)中，電壓要經(jīng)過(guò)三級(jí)變換，第一級(jí)，由輸入的市電經(jīng)過(guò)PFC電路(Power Factor Correct1n)變換為342V至380V左右的直流高壓，其目的提高開關(guān)電源的功率因數(shù)，減小輸入電流諧波；第二級(jí)，為主功率拓?fù)?，目前常用半?LLC 電路(Series-Parallel Resonance Circuit)，實(shí)現(xiàn)從 380V 降至 12V 并實(shí)現(xiàn)電氣隔離；第三級(jí)，再由12V經(jīng)BUCK電路降至IV左右電壓。
[0007]由于是多級(jí)變換，為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的高效率，每一級(jí)的變換效率都要高，這就要求主功率級(jí)不能使用傳統(tǒng)的肖特基二極管(SBD)、快恢復(fù)開關(guān)二極管(FPD)等作為輸出整流管，其正向壓降約為0.4V-0.6V，甚至達(dá)IV，大電流時(shí)的通態(tài)功耗很大，在輸出電壓12V的主功率級(jí)變換器的損耗中，將占主要比重，這一級(jí)采用同步整流可以提高系統(tǒng)的變換效率?，F(xiàn)代高速集成電路的電源電壓，前文已描述過(guò)，已達(dá)IV左右，已降低到幾乎可以與SBD或FRD正向壓降可比的程度。所以必需采用三級(jí)變換，由第三級(jí)BUCK電路把12V降至IV左右的工作電壓。
[0008]綜上，同步整流在上述三級(jí)變換中至關(guān)重要。
[0009]同步整流的驅(qū)動(dòng)方式有電壓型驅(qū)動(dòng)和電流型驅(qū)動(dòng)兩種。按照同步整流管的門極驅(qū)動(dòng)電壓的來(lái)源，又可以分為自驅(qū)動(dòng)(Self driven)和外驅(qū)動(dòng)(Externally driven)，外驅(qū)動(dòng)又稱為控制驅(qū)動(dòng)(Control driven)。組合起來(lái)就有多種同步整流方案，以下分別敘述:
[0010]1、外驅(qū)動(dòng)同步整流
[0011]外驅(qū)動(dòng)同步整流管的門極電壓需要從附加的外設(shè)驅(qū)動(dòng)電路獲得。為了實(shí)現(xiàn)同步，驅(qū)動(dòng)電路必需由變換器的主功率開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)控制。如中國(guó)專利號(hào)為ZL200810092272.3的發(fā)明，就是通過(guò)71、72這兩個(gè)電容取代了原同步變壓器獲得驅(qū)動(dòng)信號(hào);
[0012]外驅(qū)動(dòng)同步整流的缺點(diǎn)是驅(qū)動(dòng)電路復(fù)雜，需要有檢測(cè)控制、定時(shí)邏輯、同步變壓器等。
[0013]2、電壓型(或電流型)自驅(qū)動(dòng)同步整流
[0014]檢測(cè)同步整流管所在的回路的某一電壓或電流，作為同步整流管的門極驅(qū)動(dòng)電壓，稱為電壓型自驅(qū)動(dòng)同步整流或電流型自驅(qū)動(dòng)同步整流。
[0015]如中國(guó)專利號(hào)為ZL200810004176.9的發(fā)明，就是通過(guò)驅(qū)動(dòng)繞組Na檢測(cè)同步整流管SR所在的回路電壓獲得驅(qū)動(dòng)信號(hào)的；
[0016]如中國(guó)專利號(hào)為ZL 200810131057.X的發(fā)明，就是通過(guò)電流互感器CT檢測(cè)同步整流管SR所在的回路電流獲得驅(qū)動(dòng)信號(hào)的；
[0017]自驅(qū)動(dòng)同步整流的主要缺點(diǎn)是:
[0018](I)不同的開關(guān)電源拓?fù)?，需要用不同的?qū)動(dòng)方式；
[0019](2)在一定的時(shí)間段，變壓器漏感引起的振蕩等，影響驅(qū)動(dòng)電壓，降低效率；
[0020](3)驅(qū)動(dòng)電路都存在延時(shí)，同步整流管SR也存在開啟延時(shí)，收到關(guān)斷信號(hào)時(shí)，到同步整流管SR關(guān)斷時(shí)，都存在延時(shí)，引起輸出電壓通過(guò)仍未及時(shí)關(guān)斷的同步整流管SR向變壓器繞組或電感反向供電，降低效率，俗稱反灌。特別是輕載時(shí)，在較小占空比時(shí)很嚴(yán)重，效率下降得甚至不如使用肖特基二極管的電路，在日益高頻化的開關(guān)電源中尤為明顯。
[0021]基于上述的情況，在一些專利中提出了預(yù)測(cè)式控制方法或類似的方案，如美國(guó)專利號(hào)為US6055170A的發(fā)明，就是根據(jù)開關(guān)電源的特性提出了采用本周期的同步整流導(dǎo)通時(shí)間來(lái)預(yù)測(cè)下一周期的同步整流導(dǎo)通時(shí)間，從而做到精準(zhǔn)控制，且能夠自適應(yīng)CCM、DCM下的同步整流的驅(qū)動(dòng)方案。
[0022]圖1示出了應(yīng)用于開關(guān)電源的預(yù)測(cè)式同步整流控制工作波形，其中波形A為同步整流管SRMOS的漏極與源級(jí)之間的電壓波形VDS ;波形B為流經(jīng)同步整流管SRMOS漏極與源級(jí)之間的電流波形IDS ;波形C為同步整流管SRMOS的驅(qū)動(dòng)波形。從波形可以看到，對(duì)于開關(guān)電源時(shí)間上連續(xù)的三個(gè)工作周期T1、T2、T3中，在Tl周期中，同步整流管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)根據(jù)上一周期的導(dǎo)通時(shí)間進(jìn)行脈沖寬度設(shè)定，由于上一周期的導(dǎo)通時(shí)間tl較短，在Tl周期中提前關(guān)斷同步整流管SRMOS，多余的時(shí)間里，電流只能從同步整流管SRMOS的體二極管通過(guò)，此時(shí)VDS電壓保持體二極管的導(dǎo)通壓降，該體二極管的導(dǎo)通時(shí)間將會(huì)被檢測(cè)到，并作為下一周期的導(dǎo)通時(shí)間預(yù)測(cè)基準(zhǔn)；在T2周期內(nèi)，通過(guò)檢測(cè)Tl周期的導(dǎo)通時(shí)間后設(shè)定本周期同步整流管SRMOS的導(dǎo)通時(shí)間為t2，考慮到同步整流管SRMOS有提前動(dòng)作的需要，所述時(shí)間t2包括了提前動(dòng)作的死區(qū)時(shí)間，在T2周期內(nèi)，由于導(dǎo)通時(shí)間較為合適，同步整流管SRMOS的體二極管導(dǎo)通時(shí)間符合死區(qū)時(shí)間設(shè)定要求，在T3周期中，同步整流管SRMOS的導(dǎo)通時(shí)間t3基本與t2相等，除非檢測(cè)到同步整流管SRMOS的體二極管的導(dǎo)通時(shí)間不符合死區(qū)時(shí)間要求。
[0023]而由于所述的預(yù)測(cè)式控制方案是一種經(jīng)驗(yàn)控制，也就是采用過(guò)去的導(dǎo)通時(shí)間來(lái)作為當(dāng)前的導(dǎo)通時(shí)間控制依據(jù)，這就導(dǎo)致控制方案在處理突然變化的情況時(shí)出現(xiàn)異常。
[0024]圖2示出了一種異常情況下的預(yù)測(cè)式同步整流控制工作波形，其中波形A為同步整流管SRMOS的漏極與源級(jí)之間的電壓波形VDS ;波形B為流經(jīng)同步整流管SRMOS漏極與源級(jí)之間的電流波形IDS ;波形C為同步整流管SRMOS的驅(qū)動(dòng)波形。從波形可以看到，對(duì)于開關(guān)電源時(shí)間上連續(xù)的三個(gè)工作周期T1、T2、T3中，在Tl周期中，同步整流管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)根據(jù)上一周期的導(dǎo)通時(shí)間進(jìn)行脈沖寬度設(shè)定，由于導(dǎo)通時(shí)間tl較為合適，同步整流管SRMOS的體二極管導(dǎo)通時(shí)間符合死區(qū)時(shí)間設(shè)定要求，在T2周期中，同步整流管SRMOS的導(dǎo)通時(shí)間t2基本與tl相等；然而，由于T2周期內(nèi)，開關(guān)電源的占空比發(fā)生突然變化，同步整流管SRMOS的導(dǎo)通時(shí)間縮短，在這樣的情況下，同步整流管SRMOS會(huì)在T2周期結(jié)束后繼續(xù)保持導(dǎo)通，而此時(shí)開關(guān)電源的主開關(guān)管已經(jīng)導(dǎo)通，出現(xiàn)上文所述的反灌現(xiàn)象。
[0025]所述縮短時(shí)間的幅度較小的情況下，反灌現(xiàn)象會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗增大，同時(shí)也會(huì)導(dǎo)致出現(xiàn)電壓尖峰，同步整流管的電壓應(yīng)力增大；所述縮短時(shí)間的幅度較大的情況下，由于反灌電流的上升速度極大，此時(shí)很容易導(dǎo)致主開關(guān)管和同步整流管的電流應(yīng)力超標(biāo)，進(jìn)而導(dǎo)致開關(guān)變換器損壞。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0026]有鑒如此，本發(fā)明要解決現(xiàn)有同步整流電路存在的上述問(wèn)題，提供一種開關(guān)電源的同步整流控制方法，是一種動(dòng)態(tài)控制方法，通過(guò)響應(yīng)反饋信號(hào)提前預(yù)備同步整流管的動(dòng)態(tài)控制，以使同步整流管提前于主控制電路開始作出調(diào)整，并與主控制電路的變化節(jié)奏保持同步，從而避免開關(guān)電源的占空比發(fā)生突然變化的情況下，因同步整流管的調(diào)整不及時(shí)而導(dǎo)致的反灌現(xiàn)象，同步整流控制的可靠性得以大幅度提高。
[0027]與此相應(yīng)，本發(fā)明還提供一種開關(guān)電源的同步整流控制模塊，以通過(guò)響應(yīng)反饋信號(hào)提前預(yù)備同步整流管的