諧振轉換器的基于磁化電流的控制的制作方法
【專利摘要】本公開涉及諧振轉換器的基于磁化電流的控制，具體地描述了一種諧振轉換器，其包括至少一個電源開關。至少一個電源開關的特征在于小于或等于第一閾值的非線性系數(shù)和小于或等于第二閾值的品質因數(shù)。品質因數(shù)與至少一個電源開關的導通阻抗和至少一個電源開關的輸出電荷相關聯(lián)。
【專利說明】
諧振轉換器的基于磁化電流的控制
技術領域
[0001]本公開涉及諧振轉換器領域，更具體地，涉及諧振轉換器的基于磁化電流的控制。
【背景技術】
[0002]諧振電路(也稱為“諧振箱”)能夠使諧振轉換器通過調(diào)整其電源開關的開關頻率來改變其增益(例如，補償其輸入處的變化和/或負載的要求)。諧振轉換器可以在大范圍的開關頻率上操作其電源開關來在剛好的時間處實現(xiàn)剛好的輸出電壓或電流。為了提高效率并降低功率損失，一些諧振轉換器執(zhí)行零電壓開關(ZVS)或零電流開關(ZCS)技術。
[0003]—些諧振轉換器依賴于來自諧振電路的磁化電流(例如，在LLC轉換器的情況下)或負載電流(例如，在相移ZVS轉換器的情況下)來對它們對應的電源開關的輸出電容進行充電，從而在合理的死區(qū)時間量內(nèi)實現(xiàn)ZVS或ZCS。磁化電流或負載電流的電平依賴于與零電壓導通期間充電的電源開關相關聯(lián)的輸出電容的量。
[0004]通常，一些電源開關可以要求大磁化電流來執(zhí)行ZVS操作。大磁化電流的使用可以使得在電源開關兩端出現(xiàn)電壓瞬變，其具有較大的變化率(dv/dt)。這些電壓瞬變會引起損害并導致不想要的電容耦合，這會使得諧振轉換器在不應該傳送能量時傳送能量(例如，從諧振轉換器的初級側向次級側)?？蛇x地，一些電源開關將要求最小量的負載電流來執(zhí)行ZVS操作。當負載電流小于要求的最小量時，依賴負載電流對其電源開關的輸出電容進行充電可抑制相移ZVS轉換器在輕負載或無負載條件期間執(zhí)行ZVS。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005]通常，描述能夠使諧振轉換器(例如，隔離諧振轉換器和非隔離諧振轉換器)以提高的效率在負載條件的較寬范圍內(nèi)連續(xù)地維持輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍的技術和電路。在一個示例中，本公開的目的在于提供一種諧振轉換器，其包括至少一個電源開關，其中至少一個電源開關的特征在于小于或等于第一閾值的非線性系數(shù)以及小于或等于第二閾值的品質因數(shù)。品質因數(shù)與至少一個電源開關的導通阻抗和至少一個電源開關的輸出電荷相關聯(lián)。
[0006]在另一示例中，本公開的目的在于提供一種包括諧振轉換器的電源電路。諧振轉換器包括至少一個半橋，其具有小于或等于5的有效非線性系數(shù)和小于或等于80hm*nC的品質因數(shù)。品質因數(shù)與至少一個半橋的導通阻抗和至少一個半橋的輸出電荷相關聯(lián)。
[0007]在另一示例中，本公開的目的在于提供一種系統(tǒng)，其包括被配置為提供電能的電源、控制器單元、被配置為接收電能的負載以及被配置為轉換用于負載的電能的諧振轉換器。諧振轉換器包括被控制器單元控制的至少一個半橋。至少一個半橋具有小于或等于5的有效非線性系數(shù)以及小于或等于80hm*nC的品質因數(shù)。品質因數(shù)與至少一個半橋的導通阻抗和至少一個半橋的輸出電荷相關聯(lián)。
[0008]以下在附圖和說明書中闡述本公開的一個或多個示例的細節(jié)。將從說明書和附圖以及權利要求書中呈現(xiàn)本公開的其他特征、目的和優(yōu)勢。
【附圖說明】
[0009]圖1是示出包括諧振轉換器以對負載供電的示例性電源系統(tǒng)的概念圖。
[0010]圖2是示出根據(jù)本公開的一個或多個方面的作為圖1的諧振轉換器的一個隔離轉換器示例的電感器-電感器-電容器(LLC)轉換器的概念圖。
[0011]圖3是示出根據(jù)本公開的一個或多個方面的作為圖1的諧振轉換器的一個附加隔離轉換器示例的相移零電壓開關(ZVS)轉換器的概念圖。
[0012]圖4是示出根據(jù)本公開的一個或多個方面的作為圖1的諧振轉換器的一個非隔離轉換器示例的三角電流模式(TCM)轉換器的概念圖。
[0013]圖5是根據(jù)本公開的一個或多個方面的圖2至圖4的示例性諧振轉換器的一個或多個電源開關的電壓隨時間的變化的曲線圖。
[0014]圖6是根據(jù)本公開的一個或多個方面的圖2至圖4的示例性諧振轉換器的一個或多個電源開關的將對應輸出電容(Coss)與對應漏極-源極電壓(VDS)進行比較的曲線圖。
[0015]圖7是示出根據(jù)本公開的一個或多個方面的在零電壓開關(ZVS)操作期間圖2至圖4的示例性諧振轉換器的一個或多個電源開關的對應電荷量(Q0SS)相對于對應電壓(V)的曲線圖。
【具體實施方式】
[0016]圖1是示出包括諧振轉換器以對負載供電的示例性電源系統(tǒng)的框圖。在圖1的示例中，系統(tǒng)I具有多個獨立和分立的部件，它們被示為電源2、諧振轉換器6、負載4、控制器單元12和驅動器電路22，然而系統(tǒng)I可以包括附加或更少的部件。例如，電源2、諧振轉換器6、負載4、控制器單元12和驅動器電路22可以是五個獨立的部件(如圖所示)或者可以表示提供本文所述的系統(tǒng)I的功能的一個或多個部件的任何組合。
[0017]電源2在鏈接8處輸出功率形式的電能。存在電源2的多個示例，并且可以包括但不限于電力網(wǎng)、發(fā)電器、電源變壓器、電池、太陽能面板、風力渦輪機、退行性制動系統(tǒng)、水力發(fā)電機或者能夠為系統(tǒng)I提供電能的任何其他形式的電源設備。如本文所指的，電源2提供的電壓為系統(tǒng)I的“DC鏈接電壓”。
[0018]負載4經(jīng)由鏈接10接收由電源2提供且由諧振轉換器6轉換的電能(例如，電壓、電流等)。存在負載4的多種示例，并且可以包括但不限于計算設備和相關部件，諸如微處理器、電子部件、電路、膝上型計算機、桌上型計算機、平板計算機、移動電話、電池、揚聲器、發(fā)光單元、汽車/船舶/航天/鐵路相關部件、電機、變壓器或者接收來自諧振轉換器的電壓或電流的任何其他類型的電設備和/或電路。
[0019]控制器單元12和驅動器電路22—起控制諧振轉換器6以改變電源2和負載4之間流動的電能的量?？刂破鲉卧?2可以經(jīng)由鏈接16耦合至驅動器電路22，以向驅動器電路22發(fā)送和/或接收用于控制諧振轉換器6的操作的驅動器控制信號或命令。例如，控制器單元12可以改變發(fā)送給驅動器電路22的驅動器控制信號以改變諧振轉換器6的開關頻率，從而增加或降低負載4處的電壓。在一些示例中，控制器單元12還可以耦合至負載4和/或電源2(例如，分別經(jīng)由鏈接18和19)以接收表示與負載4和/或電源2相關聯(lián)的各種電特性(例如，電壓電平、電流電平等)的信息。例如，控制器單元12可以監(jiān)控與負載4和/或電源2相關聯(lián)的信息，以確定何時調(diào)整以及調(diào)整多少諧振轉換器6的開關頻率。在一些示例中，控制器單元12可以向負載4和電源2發(fā)送信息(例如，控制信號)以控制它們各自的操作。
[0020]控制器單元12可以包括硬件、軟件、固件的任何適當布置或者任何它們的組合，以執(zhí)行歸屬于本文的控制器單元12的技術。例如，控制器單元12可以包括任何一個或多個處理器、數(shù)字信號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)或者任何其他等效的集成或分立邏輯電路以及這種部件的任何組合。當控制器單元12包括軟件或固件時，控制器單元12還包括用于存儲和執(zhí)行軟件和固件的任何需要的硬件，諸如一個或多個處理器或處理單元。一般地，處理單元可以包括一個或多個微處理器、DSP、ASIC、FPGA或者任何等效的集成或分立邏輯電路以及這些部件的任何組合。
[0021]控制器單元12可以在鏈接16上輸出一個或多個驅動器控制信號，驅動器電路22使用其生成使得諧振轉換器6的電源開關接通或斷開的一個或多個柵極控制信號。例如，基于經(jīng)由鏈接16接收的驅動器控制信號，驅動器電路22可以在鏈接17處生成一個或多個柵極控制信號(例如，脈寬調(diào)制[PWM]信號)，其使得諧振轉換器6的一個或多個電源開關接通或斷開。
[0022]在一些示例中，控制器單元12和驅動器電路22可以通過改變經(jīng)由鏈接17提供的柵極控制信號的占空比和/或開關頻率來一起改變電源2和負載4之間通過的電能量。在一些示例中，控制器單元12和驅動器電路22可以分別生成驅動和柵極控制信號，其使得諧振轉換器6基于控制器單元12在電源2或負載4處檢測的變化改變開關頻率。例如，驅動器電路22可以接收來自控制器單元12的驅動器控制信號，其指定在控制諧振轉換器6的電源開關中使用的特定占空比和/或開關頻率。響應于驅動器控制信號，驅動器電路22可以生成具有由從控制器單元12接收的驅動器控制信號限定的特定占空比和/或開關頻率的柵極控制信號。控制器單元12可以改變由驅動器控制信號指定的占空比和/或開關頻率，并且響應于此，驅動器電路22可以類似地改變和調(diào)整在鏈接17處輸出的柵極控制信號。以這種方式，控制器單元12和驅動器電路22可以一起使得諧振轉換器6的電源開關以在適當?shù)臅r間在電源2和負載4之間通過特定量的電能的這種方式進行操作。
[0023]鏈接8、10、16、18和20電耦合系統(tǒng)I的部件。8、10、16、18和20中的每一個均表示能夠從一個位置向另一位置傳導電能或電信號的任何有線或無線介質。鏈接8、10、16、18和20的示例包括但不限于物理和/或無線電傳輸介質，諸如電線、電軌、傳導氣管、雙鈕線等。
[0024]諧振轉換器6是基于開關的電源轉換器，通過在其至少一些開關循環(huán)期間在其一個或多個電源開關兩端依賴零電壓開關，將電源2提供的電能轉換為負載4要求的電能的可用形式。開關兩端的電壓沒有達到零伏特的情況有時被稱為“準諧振”轉換器。諧振轉換器6的示例包括任何類型的LLC轉換器、循環(huán)反相器、串聯(lián)諧振半橋轉換器、相移零電壓開關(ZVS)轉換器、諧振返馳、諧振降壓、諧振升壓等。諧振轉換器的組包括兩個不同的子組，第一子組是包括變壓器的轉換器的集合。包括變壓器的諧振轉換器在本文被稱為隔離諧振轉換器。第二子組是不包括變壓器的轉換器的集合。不包括變壓器的諧振轉換器在本文被稱為非隔離諧振轉換器。
[0025]通過定義，隔離諧振轉換器6包括變壓器和諧振電路(本文也稱為“諧振箱”)，在電荷被釋放給變壓器的次級繞組并提供給負載之前對變壓器的初級繞組進行充電。諧振電路能夠使諧振轉換器6與諧振電路定義的諧振一致地將其電源開關接通或斷開(例如，在諧振電壓經(jīng)過零的點處接通或斷開以降低功率損失)。以這種方式，當對初級繞組進行充電時，諧振電路能夠使諧振轉換器6更好地執(zhí)行零電壓開關(ZVS)。
[0026]與隔離諧振轉換器相反，非隔離諧振轉換器不包括變壓器。例如，通過至少以第一操作模式從負載4向電源2回傳能量同時以不同于第一操作模式的至少一個操作模式從電源向負載傳輸能量來實現(xiàn)零電壓開關。這類轉換器的示例是三角電流模式升壓或諧振降壓轉換器。
[0027]如本文所使用的，ZVS和ZCS表示被電源轉換器用于通過在要求最少量的能量使電源開關接通或斷開時接通或斷開電源開關而消耗較少能量來提高效率的技術。為了執(zhí)行ZVS，當電源開關兩端的電壓處于最小電壓(例如，零伏特)或最小電壓附近時，電源轉換器可以使電源開關接通。為了執(zhí)行ZCS，當通過電源開關的電流處于最小電流(例如，零安培)或最小電流附近時或者改變其電流流動方向(例如，通過導通其主體二極管)時，電源轉換器可以使電源開關接通或斷開。
[0028]當通過預測性地接通電源開關來對初級繞組進行充電時，諧振電路能夠使諧振轉換器6更好地執(zhí)行ZVS或ZCS，以對初級繞組進行充電。因此，諧振電路可以使諧振轉換器6依賴于其電源開關的可變開關頻率。即，不需要固定開關頻率，而是開關頻率可以改變以補償輸入、負載的要求或其他因素的變化。
[0029]一些諧振轉換器被要求在電源轉換處理期間具有總體高程度的效率并消耗較少能量。一些諧振轉換器將通過執(zhí)行ZVS和ZCS技術來實現(xiàn)更好的效率，以使要求執(zhí)行開關操作的能量的量最小化。在一些示例中，諧振轉換器將通過執(zhí)行快速的開關操作(例如，花費較少的時間來接通和/或斷開)和通過盡可能少量的死區(qū)時間進行操作來實現(xiàn)更好的效率。此外，在一些示例中，諧振轉換器可以通過使與諧振電路相關聯(lián)的磁化電流最小化和/或使用于在ZVS期間對其電源開關的輸出電容進行充電的充電電流最小化來實現(xiàn)更好的效率。
[0030]除提高的效率之外，一些系統(tǒng)將要求諧振轉換器能夠在大范圍的開關頻率內(nèi)進行操作。作為輸入電壓或者負載的電壓或電流要求改變(例如，從高負載條件變?yōu)檩p負載或無負載條件、短路、啟動或任何其他類型的負載變化)，諧振轉換器可以以更高或更低的開關頻率控制它們對應的電源開關，以調(diào)節(jié)它們對應的輸出并補償變化。在一些示例中，諧振轉換器可以采用它們的電源開關的開關頻率來補償其他類型的變化(例如，可聽噪聲或其他類型的改變)。為了支持范圍盡可能寬的開關頻率，這些系統(tǒng)可以要求與它們對應的電源開關相關聯(lián)的電壓擺幅(dv/dt)具有窄帶的電壓變化率(dv/dt值)，因此具有相對容易過濾的EMI頻譜。
[0031]—些諧振轉換器被要求使用較少量或更小的充電或諧振箱電流進行操作。例如，一些諧振轉換器可以使用根據(jù)充電時的電壓(例如，具有恒定或基本恒定的充電電流、三角充電電流或其他類型的充電電流)具有相對較強的非線性輸出電容(Coss)的電源開關。
[0032]例如，考慮諧振轉換器使用超結MOSFET型電源開關;這些類型的諧振轉換器可以具有降低的效率并經(jīng)受電壓瞬變，引起輻射或傳導EMI的寬頻譜。關于效率，電源開關的特征在于根據(jù)電壓的相對較強、非線性的輸出電容將要求充電電流處于相當高的電平以在合理的死區(qū)時間量內(nèi)實現(xiàn)零電壓接通。通過要求較高電平的充電電流，通過諧振轉換器的諧振箱要求更多的能量或者更多量的能量需要從負載傳送回電源。例如，當電源開關兩端的電壓落到五伏特以下時，超結MOSFET型電源開關的輸出電容可以處于一萬皮法的等級。諧振轉換器的諧振電路可以被要求使用近似2mps的磁化電流，來對超結MOSFET型電源開關的輸出電容進行充電，從而在150納秒下保持零電壓瞬變。
[0033]進一步關于效率，較大的充電電流還可以抑制特定的ZVS操作并使得諧振轉換器較低效率地進行操作。例如，由于要求較大的充電電流，相移ZVS型轉換器不能在輕負載或無負載條件下執(zhí)行ZVS。這是因為用于執(zhí)行ZVS的充電電流源于負載電流。在零負載或者甚至輕負載條件下，負載不提供充分的電流來對電源開關的大輸出電容進行充電并執(zhí)行ZVS操作。如此，這些類型的轉換器不能如輕負載或無負載條件一樣有效進行操作。
[0034]此外，不僅較大的充電電流降低了諧振轉換器的效率，而且較大的充電電流(例如，當源于與諧振電路相關聯(lián)的大磁化電流時)可引起電壓瞬變，在電源開關兩端就有大的變化率(dv/dt)并且引起大范圍的電壓變化率(dv/dt值)的電磁干擾，因此具有EMI頻譜，這是相對不容易過濾的。具有大變化率的高電壓瞬變可引起驅動器的共模瞬變免疫能力(CMTI)發(fā)生故障和/或觸發(fā)與諧振轉換器的各種寄生元件相關聯(lián)的不期望的振蕩。此外，由于瞬變可出現(xiàn)在大范圍的電壓變化率(例如，dv/dt值)上并因此具有相對不容易過濾的EMI頻譜，所以瞬變在一些情況下限制了諧振轉換器的開關頻率的可操作范圍。
[0035]此外，這些瞬變會產(chǎn)生與諧振轉換器的各種寄生元件相關聯(lián)的不期望的振蕩。不希望的振蕩可引起諧振轉換器的兩個或多個部件之間的電容耦合。例如，由于瞬變引起的不期望的振蕩會引起初級側電源開關、變壓器和次級側電源開關之間、諧振轉換器和公共低電位(例如，地)之間、諧振轉換器的初級和次級側之間等的電容耦合。這些不期望的振蕩會使得諧振轉換器在不應該傳送能量的時候傳送能量(例如，從諧振轉換器的初級側到次級側)。因此，由瞬變引起的不期望的振蕩會使得諧振轉換器違反其輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍。
[0036]—些諧振轉換器試圖通過連接電源開關兩端的固定電容(例如，諸如電容器的電容元件)作為根據(jù)電壓部分地補償其較大、非線性的輸出電容的方式來使寄生元件的不期望的振蕩最小化。然而，這種解決方案要求甚至更大量的充電電流來對電源開關的輸出電容進行充電和/或要求甚至更多的死區(qū)時間來執(zhí)行零電壓轉換。其他諧振轉換器可以通過在輕負載或無負載條件期間以升壓模式進行操作來使寄生元件的不期望的振蕩最小化。然而，操作升壓模式會增加電源開關的主體二極管經(jīng)歷硬式整流事件的機會，因為當新系列的升壓模式脈沖開始時，有時諧振箱或者從負載到電源的能量傳送會使得電流流過一個電源開關的主體二極管同時同一半橋中的另一個剛好接通。
[0037]根據(jù)本公開的電路和技術，示例性諧振轉換器(諸如諧振轉換器6)可以提高的效率連續(xù)地保持其輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍，同時執(zhí)行ZVS和/或ZCS技術，即使在輕負載或無負載條件下。示例性諧振轉換器利用特定的器件作為電源開關，其具有能夠使示例性諧振轉換器進行以下操作的特定屬性:在窄帶的電壓變化率(dv/dt值)內(nèi)執(zhí)行電壓轉換，因此具有EMI頻譜，其相對容易過濾，具有較短的死區(qū)時間并實現(xiàn)高效率。不同于經(jīng)歷或必須保護不受與根據(jù)電壓具有較大的非線性輸出電容的電源開關相關聯(lián)的前述缺陷(例如，較大的充電電流、降低的效率、電壓轉變、寄生振蕩等)引線的其他諧振轉換器，示例性諧振轉換器不僅保護不受上述缺陷的影響，而且還更有效且在大范圍的負載條件下進行操作。
[0038]如參照附加附圖(例如，圖2和圖3)所詳細描述的，本文描述的示例性諧振轉換器依賴于被用作電源開關的器件，當進行組合時(例如，布置在半橋或全橋[H橋]中)，具有低的、非常線性的輸出電容以及非常低的輸出電容電荷(Q0SS)(例如，半橋或H橋的開關模式)。如此，當諧振轉換器6為LLC型諧振轉換器時，諧振轉換器6可利用較低的磁化電流來對它們對應的電源開關的輸出電容進行充電以在合理的死區(qū)時間量內(nèi)實現(xiàn)ZVS或ZCS，以及當諧振轉換器6是相移ZVS型諧振轉換器時，諧振轉換器6甚至在輕負載條件下可以保持ZVS操作。如果諧振轉換器6是三角電流模式升壓轉換器，則諧振轉換器6可以以非常高的開關頻率且以非常良好的效率進行操作，同時僅要求從負載傳送回的相對較低量的能量來執(zhí)行電源開關的ZVS操作。
[0039]圖2是示出根據(jù)本公開的一個或多個方面的作為圖1的諧振轉換器6的一個示例的電感器-電感器-電容器(LLC)轉換器6A的概念圖。以下在圖1的系統(tǒng)I的條件下描述圖2。
[0040]LLC轉換器6A(簡稱為“轉換器6A”)包括變壓器34，其分離轉換器6A的初級側和次級側。轉換器6A的初級側包括變壓器34的初級側繞組和開關電路21A。開關電路21A包括關于開關節(jié)點32以半橋結構布置的電源開關24A和24B(統(tǒng)稱為“電源開關24”)。電源開關24A是高側開關而電源開關24B是低側開關。開關電路21的輸入端被布置在鏈接8A和SB之間以接收由電源2提供的DC鏈接電壓。
[0041 ]轉換器6A的初級側還包括諧振電路31，其由電容元件27以及電感元件28和30組成。開關電路21A的輸出對應于開關節(jié)點32并且耦合至諧振電路31的輸入。作為操作的結果，當將電源開關24從第一電壓轉換為第二電壓時，諧振電路31對電源開關24的輸出電容進行充電。
[0042]變壓器34包括具有中心抽頭的次級繞組，這導致兩個次級繞組部分。第一和第二次級繞組部分均與初級繞組電感耦合。諧振轉換器6A的次級側包括變壓器34的次級側繞組、電容元件40以及整流元件36A和36B(統(tǒng)稱為“同步整流36” )。
[0043]控制器單元12和驅動器電路22通過在鏈接17A-17D兩端提供柵極控制信號來控制電源開關24和整流元件36。來自電源2的DC鏈接電壓在鏈接8A和8B處出現(xiàn)在電源開關24兩端。轉換器6A在鏈接1A和1B處提供電容元件40兩端的輸出電壓。
[0044]當電源開關24A和24B在零伏特處接通時，LLC轉換器6A被配置為通過利用由諧振電路31生成的磁化電流對電源開關24A和24B的輸出電容進行充電在電源轉換操作期間執(zhí)行ZVS以提高其效率。如此，為了盡可能有效地進行操作，LLC轉換器6A利用盡可能低的磁化電流進行操作。為了實現(xiàn)這種提高的效率，LLC轉換器6A依賴于電源開關24，其具有能夠使LLC轉換器6A利用盡可能低的磁化電流進行操作的特定屬性而不引入死區(qū)時間并且不引起可變開關頻率的范圍。電源開關24的這些屬性能夠使諧振電路31使用低于正常的磁化電流對電源開關24的輸出電容進行充電，如下所述，除了與電源開關24的導通阻抗(Rds-on)和輸出電荷(Qoss)的乘積相關聯(lián)的可量化的低品質因數(shù)(FoM)之外，電源開關24的屬性導致與電源開關24相關聯(lián)的可量化的低效率非線性系數(shù)。
[0045]與一個或多個電源開關(諸如電源開關24)相關聯(lián)的有效非線性系數(shù)(NLC)在本文被定義為電源開關兩端的電壓的函數(shù)。與完全(即，100%)線性的轉換相比，有效NLC將電源開關兩端的電壓轉換的偏移量(dv/dt)定義為一個或多個電源開關兩端的電壓在第一和第二電壓之間轉換。通過EQl給出作為電源開關兩端的電壓的函數(shù)NLC(V)的該有效非線性系數(shù):
[0046]NLC(V) = [Coss(V)+Coss(Vhigh)]/2*Coss(Vmid)EQ.1
[0047]例如，考慮Coss(V)是作為電源開關24兩端(例如，鏈接8A和SB之間)的電壓的函數(shù)的電容。Vhigh和Vmid均依賴于電源開關的額定“阻斷電壓”或“擊穿電壓”，并且由EQ.2和3定義:
[0048]Vhigh= 2/3*BVdss-V EQ.2
[0049]Vmid = 1/3*BVdss EQ.3
[0050]與電源開關24相關聯(lián)的兩個輸入電容(Coss)的總和也被稱為電源開關24的“有效輸出電容”(從開關節(jié)點32看)并且被定義為C0SS(V)+C0SS(VHIGH)。與電源開關24相關聯(lián)的有效輸出電容Coss(V)+Coss(VHICH)是通過諧振電路31生成的磁化電流進行充電的電容以將電源開關24從第一電壓轉換為第二電壓。將電源開關24的有效輸出電容標準化為電容的最低總和2*Coss (Vmid)表不電源開關24兩端的電壓轉換源于完美線性的電壓轉換的偏移量的直接指不符。
[0051]例如，考慮電源開關24的阻斷能力BVdss為六百伏特(600V)的示例。通過等式EQ.4定義十伏特下電源開關24的非線性系數(shù)。
[0052]NLC(10V) = [Coss(10V)+Coss(390V)]/2*Coss(200V)EQ.4
[0053]如果10伏特下的NLC等于2，則1V下的電源開關24的有效輸出電容比兩百伏特下的電源開關24的NLV大兩倍。因此，1V電壓施加于一個電源開關24在開關節(jié)點處的電壓變化率(dv/dt)比200V的情況低兩倍。因此，如本文所使用的，一個或多個電源開關的NLC與沿著從第一電壓到第二電壓的電源開關的轉換的電壓變化率的頻譜直接相關，因此根據(jù)第一電壓和第二電壓之間的完美線性轉換得到偏移的直接指示符。換句話說，電源開關的NLC分別表示開關節(jié)點32或33A/B處的開關(例如，當以半橋布置時的兩個開關)的組合輸出電容(Coss)的非線性。
[0054]用于諧振轉換器的具有尤其良好能力的電源器件應該在它們大范圍的阻斷能力內(nèi)提供非常低的非線性系數(shù)。例如，對于600V器件，建議非線性系數(shù)低于5，至少在20V和200V之間(由于等式I的對稱定義，這與20V和380V的電壓范圍對應)。甚至更好的是，器件在1V和200V之間提供低的非線性系數(shù)，分別對應1V和390V的電壓范圍。通常，根據(jù)等式3中中壓的定義，非線性系數(shù)應該低于第一閾值，從中壓Vmid的至少20%到100%。在另一實施例中，非線性系數(shù)應該低于第一閾值，從中壓Vmid的至少10%到100%。
[0055]因此，通過使用分別具有非常低的NLC的單獨電源開關或者通過使用一起具有非常低的NLC的電源開關的組合(例如，只要輸出電容的總和表現(xiàn)出較小變化即可)，LLC轉換器6A可以通過降低需要對其電源開關的輸出電容進行充電的所需磁化電流來提高其效率。一些應用可以要求LLC轉換器6A具有與電源開關24相關聯(lián)的有效NLC，其小于或等于5。其他應用可以要求LLC轉換器6A具有與電源開關24相關聯(lián)的有效NLC，其小于或等于3。又一些其他應用可以要求LLC轉換器6A具有與電源開關24相關聯(lián)的有效NLC，其小于或等于2。通常，應用應該使用較低的NLC系數(shù)用于其開關，從而增加開關頻率并減小EMI濾波器的尺寸。例如，10kHz下的示例性LLC轉換器可以以5的NLC進行操作，而示例性TCM升壓轉換器可以利用小于3的NLC以IMHz進行操作。不同的示例性TCM升壓轉換器可以以3MHz進行操作，并且通過依靠非常小檔位的濾波器類型的EMI濾波器，可以要求小于2的NLC。
[0056]如以下參照附加附圖(例如，圖5至圖7)所描述的，為了實現(xiàn)5、3甚至2的有效NLC，LLC轉換器6A可以使用基于寬帶隙(例如，氮化鎵(GaN)高電子迀移率晶體管(HEMT)技術)的電源開關24。雖然其他LLC轉換器依賴于具有30甚至100級別的有效NLC的MOSFET或超結MOSFET，但LLC轉換器6A可使用寬帶隙HEMT器件(諸如GaN HEMT器件)作為電源開關24，并且可以在10伏特下實現(xiàn)1.44的有效NLC。
[0057]正如與電源開關24相關聯(lián)的可量化低有效NLC在電源開關24從第一到第二電壓的轉換期間導致電壓變化率(dv/dt)的低頻譜并因此產(chǎn)生相對容易過濾的EMI頻譜(輻射和/或傳導EMI頻譜)，與電源開關24的導通阻抗(RDS—cm)(例如，在25攝氏度下)與輸出電荷(Q0SS)的乘積相關聯(lián)的可量化的低品質因數(shù)(FoM)能夠使LLC轉換器6A使用較低的磁化電流來對電源開關24的輸出電容充電。類似于電源開關24的有效NLC，與RDS-QN*Qoss相關聯(lián)的FoM還是電壓的函數(shù)。Qoss(V)被定義為從O伏到V的Coss(V)的積分。通常，F(xiàn)oM越低越好。一些應用可以具有小于100hm*nC的與Rds-qn*Qoss相關聯(lián)的FoM。一些應用可以具有小于60hm*nC的與Rds-qn*Qoss相關聯(lián)的FoM。以及一些應用可以具有小于30hm*nC的與Rds-qn*Qoss相關聯(lián)的FoM。
[0058]以這種方式，LLC轉換器6A可以依賴于特定器件來用作具有低的有效NLC和與RDS-QN*Q0SS相關聯(lián)的低FoM的電源開關24，以通過以盡可能低的磁化電流進行操作實現(xiàn)更好的性能，而不引入顯著量的死區(qū)時間，并且在開關節(jié)點處具有窄帶的電壓變化率并由此產(chǎn)生相對容易過濾的EMI頻譜。LLC轉換器6A可以實現(xiàn)更好的性能而不經(jīng)受當使用特性為較大非線性的輸出電容的超結MOSFET或其他類型的MOSFET時其他諧振轉換器經(jīng)歷的缺陷(例如，要求較大的充電電流、降低的效率、電壓瞬變、寄生振蕩等)。
[0059]圖3是示出根據(jù)本公開的一個或多個方面的作為圖1的諧振轉換器6的一個示例的相移零電壓開關(ZVS)轉換器6B的概念圖。以下在圖1的系統(tǒng)I的條件下描述圖3。
[0060]相移ZVS轉換器6B(簡稱為“轉換器6B”)的初級側包括開關電路21B，其包括兩個半橋，每一個都包括高側電源開關25A、25C和低側電源開關25B、25C(統(tǒng)稱為“電源開關25”)，它們在鏈接8A和8B處的對應輸入端處連接用于接收來自電源2的DC鏈接電壓。具有電感存儲元件29和變壓器34的初級繞組的串聯(lián)電路在節(jié)點33A和33B處連接在兩個半橋的輸出端之間。
[0061 ]整流器電路37包括具有電感存儲元件41和電容存儲元件40的串聯(lián)電路。變壓器34的第一次級繞組部分通過第一整流器元件38A耦合至該串聯(lián)電路41、40，并且變壓器34的第二次級繞組部分通過第二整流器元件38B耦合至該串聯(lián)電路41、40。第三整流器元件38C與具有電感存儲元件41和電容存儲元件40的串聯(lián)電路并聯(lián)連接。具體地，電感存儲元件41通過第一整流器元件38A連接至第一次級繞組部分并且通過第二整流器元件38B連接至第二次級繞組部分。變壓器34的次級繞組的中心抽頭連接至電容存儲元件40的與電感存儲元件41相對的電路節(jié)點和鏈接1B，并且電感存儲元件41和電容存儲元件40在鏈接1A處耦合到一起。
[0062]控制器單元12和驅動器電路22通過在鏈接17A-17G兩端提供柵極控制信號來控制電源開關25和整流器元件38。來自電源2的DC鏈接電壓在鏈接8A和8B處出現(xiàn)在電源開關25兩端。轉換器6B在鏈接1A和1B處在電容元件40兩端提供輸出電壓。根據(jù)包括四個不同階段的具體驅動方案，半橋的電源開關25通過來自驅動器電路22的柵極信號(其依賴于從控制器單元12接收的驅動器控制信號)循環(huán)地接通和斷開。
[0063]在第一階段中，第二半橋的高側開關25C和第一半橋的低側開關25B斷開而第一半橋的高側開關25A和第二半橋的低側開關25D接通。因此，電流Ia流過第一電感存儲元件29和變壓器34的初級繞組。當鏈接8A和8B兩端的DC鏈接電壓具有圖3所示的極性時，對應的次級繞組部分兩端的電壓Va和Vb具有如圖3所示的極性。第一次級繞組部分兩端的電壓Va使得電流Ib流過第一整流器元件38A、第二電感存儲元件41和電容存儲元件40，而第二整流器元件38B阻斷。
[0064]在第二階段中，第一半橋的低側開關25B斷開且第二半橋的高側開關25C斷開，而第一半橋的高側開關25A接通。在第一階段中接通的開關25D在第二階段的開始處斷開。與初級側負載電流相關聯(lián)的存儲在磁性元件29中的能量以及與次級側負載電流相關聯(lián)的存儲在磁性元件41中的能量將開關25D的輸出電容從OV充電到DC鏈接電壓，并且將開關25C的輸出電容從DC鏈接電壓放電到0V。一旦開關25C實現(xiàn)零電壓開關，開關25C就接通。這會是非常短的時間，其中對開關25C的輸出電容進行放電的電流流過開關25C的主體二極管。
[0065]在第二階段中，一旦開關25C接通，變壓器34的初級繞組兩端的電壓以及變壓器34的次級繞組部分兩端的電壓Va和Vb就達到零。通過電感存儲元件41的電流Ib可以繼續(xù)流動，其中整流器元件38C接管流過電感存儲元件41和電容存儲元件40的電流(S卩，連續(xù)電流模式操作)。
[0066]在第三階段的開始，開關25A斷開;存儲在磁性元件29中的能量將開關25A的輸出電容從OV充電到DC鏈接電壓，并且將開關25B的輸出電容從DC鏈接電壓放電到0V。一旦開關25B達到ZVS條件，其就被接通。變壓器34的次級繞組部分兩端的電壓Va和Vb具有與圖3所示相反的極性。在這種情況下，電流Ic流過耦合至整流器元件38B的變壓器34的第二次級繞組部分，流過整流器元件38B，流過電感存儲元件41和電容存儲元件40。
[0067]在第四階段中，第一半橋的低側開關25B接通，并且第二半橋的高側開關25C斷開。電流在正向上流過開關25B并在逆向上流過開關25D。變壓器34的初級繞組兩端的電壓以及變壓器34的次級繞組部分兩端的電壓Va和Vb下降到零。通過電感存儲元件41和電容存儲元件40的電流持續(xù)流動，其中整流器元件38B提供用于該電流的電流路徑。
[0068]根據(jù)一個實施例，接通和斷開電源開關25的定時為使得至少一些電源開關25在對應開關兩端的電壓為零時接通和/或斷開。在一些示例中，鏈接1A處離開轉換器6B的輸出電流可以被控制以調(diào)節(jié)電容元件40兩端的輸出電壓(在主DC/DC轉換器中)，或者調(diào)節(jié)鏈接8A和8B之間的DC鏈接電壓(在從DC/DC轉換器中)?？梢酝ㄟ^調(diào)整上述驅動方案的第一和第三階段的持續(xù)時間來調(diào)節(jié)輸出電流(例如，增加這些持續(xù)時間可以使得增加輸出電流)。
[0069]轉換器6B被配置為:當電源開關25在零伏特接通時，執(zhí)行ZVS以在電源轉換操作期間通過利用來自鏈接1A和1B處的負載4的負載電流對電源開關25的輸出電容進行充電來提高其效率。如此，為了盡可能有效地操作，轉換器6B利用對接通的那些電源開關25的輸出電容進行充電所需的最小負載電流進行操作。不幸的是，在零負載或輕負載條件期間，負載電流不足以對電源開關25的輸出電容充電，導致利用轉換器6B不能進行ZVS的狀況。
[0070]為了在負載電流較小的條件期間實現(xiàn)ZVS，轉換器6B依賴于電源開關25的組合，其具有非常低的有效NLC、與電源開關24的導通阻抗(Rds-on)和輸出電荷(Qoss)的乘積相關聯(lián)的低品質因數(shù)(FoM)并且還具有與Rds-cin和輸出能量(Eo s s)乘積相關聯(lián)的低FoM。電源開關的Eoss (V)被定義為從零伏到V的Coss*V的積分。
[0071]如下面參照附加附圖(例如，圖5至圖7)所描述的并且如轉換器6A，為了實現(xiàn)5、3甚至2的有效NLC，轉換器6B可以使用基于寬帶隙(例如，氮化鎵[GaN]高電子迀移率晶體管(HEMT)技術)的電源開關25。雖然其他諧振轉換器依賴于具有30或甚至100的有效NLC的MOSFET或超結MOSFET，但轉換器6B可使用GaN HEMT器件作為電源開關25并且可以在10伏特實現(xiàn)1.44的有效1(:。
[0072]以這種方式，轉換器6B可以依賴特定器件來用作電源開關25，其具有低有效NLC、與Rds-QN*QoSS相關聯(lián)的低FoM以及與Rds—QN*EoSS相關聯(lián)的低FoM，以能夠使轉換器6B通過即使以非常小的負載電流(諸如全負載條件所要求的電流電平的20%)執(zhí)行ZVS也可以實現(xiàn)更好的性能，而不引入顯著量的死區(qū)時間，并且在開關節(jié)點處具有非常窄帶的電壓變化率并因此摻雜相對容易過濾的EMI頻譜。例如，在一些應用中，轉換器6B可以具有與Ron*Eoss相關聯(lián)的小于0.70hm*yJ的FoM、與Rds-qn*Qoss相關聯(lián)的小于70hm*nC的FoM以及小于5的NLC。轉換器6B可以實現(xiàn)更好的性能而不經(jīng)受使用特征在于大的非線性輸出電容的超結MOSFET或其他類型的MOSFET時(例如，以恒定的充電電流進行充電時)其他諧振轉換器經(jīng)歷的缺陷(例如，要求較大的充電電流、降低的效率、電壓瞬變、寄生振蕩等)。
[0073]圖4是示出根據(jù)本發(fā)明的一個或多個方面的作為圖1的諧振轉換器6的一個非隔離轉換器示例的三角電流模式(TCM)轉換器6C的概念圖。作為TCM升壓轉換器，諧振轉換器6C可以以非常高的開關頻率且以非常良好的效率進行操作，同時僅要求從負載4傳送回相對較少量的能量以執(zhí)行ZVS。
[0074]TCM轉換器6C包括電容存儲元件40、電感元件47和電源開關26A-26D。電源開關26A和26B表示以高開關頻率操作ZVS的半橋48A。電源開關26C和26D表示以“干線”的相同頻率(例如，從電源2傳輸?shù)慕涣麟?AC)的振蕩頻率)進行操作的半橋48B ο TCM轉換器6C是非隔離轉換器，因為TCM轉換器6不包括變壓器或者將鏈接8處的電源2與鏈接10處的負載4電隔離的任何其他隔離部件。與包括變壓器不同，TCM轉換器6C依賴于電源開關26A至26D的精確控制以開始并停止電源2和負載4之間的能量傳送。
[0075]電源開關26A-26D被布置為將來自電源2的能量傳送至電容存儲元件40，因為電源2在鏈接10處提供電流脈沖。控制器單元12在鏈接17上發(fā)送柵極信號以控制電源開關26A和26B，使得電荷在電容存儲元件40處加強?？刂破鲉卧?2在鏈接17上發(fā)送柵極信號以控制電源開關26C和26D，以與開關26C和26D中存在的二極管并行地執(zhí)行同步整流技術。例如，在操作中，通過電感元件47的電流可以以三角波形增加和減小。例如，在節(jié)點8A和SB之間的正電壓處，接通開關26B將使得通過電感元件47的電流增加；電流將返回通過開關26D。斷開開關26B將降低開關26A兩端的電壓直到電流被開關26B的二極管接管為止。在該點之后，在開關26A的通道可以接通，由此實現(xiàn)全零電壓開關并執(zhí)行同步整流操作。電感元件47現(xiàn)在針對電容元件40兩端的電壓進行工作并對其進行充電。電流將降低。一旦電流減小到零以下，開關26A的二極管就將停止傳導；電流整體流過開關26A的通道。在電流降低到給定閾值時斷開開關26A將允許在接通之前開關26B兩端的電壓的放電。因此，通過在至少一個操作模式中依賴于從電容元件40到電源12的能量傳送，幫助實現(xiàn)開關26A的零電壓開關并由此以較高的效率操作轉換器。
[0076]類似于轉換器6B，轉換器6C被配置為在電源轉換操作期間通過利用來自鏈接1A和1B處的負載4的負載電流對電源開關26A和26B的輸出電容進行充電來執(zhí)行ZVS，從而提高其效率。如此，為了盡可能有效地操作，轉換器6C利用對接通的那些電源開關26的輸出電容進行充電所要求的最小負載電流進行操作。
[0077]為了利用從負載返回到電源的較小的負電流實現(xiàn)ZVS以及為了利用窄頻譜的dv/dt值實現(xiàn)電壓轉變，轉換器6C依賴于電源開關26的組合，它們一起具有非常低的有效NLC、與電源開關26的導通阻抗(Rds-qn)和輸出電荷(Qoss)的乘積相關聯(lián)的低品質因數(shù)(FoM)。如以下參照附加附圖(例如圖5至圖7)所描述的并且正如轉換器6A和6B，為了實現(xiàn)5、3甚至2的有效NLC，轉換器6C可使用基于寬帶隙(例如，氮化鎵[GaN]高電子迀移率晶體管(HEMT)技術)的電源開關26。雖然其他諧振轉換器依賴于30甚至100等級的有效NLC，但轉換器6C可使用GaN HEMT器件作為電源開關26，并且可以在10伏特下實現(xiàn)1.44的有效NLC。
[0078]以這種方式，轉換器6C可以依賴于特定的器件用作具有較低的有效NLC、與Rds—0N*Qoss相關聯(lián)的低FoM的電源開關26，以通過利用來自負載的非常少量的負電流執(zhí)行ZVS實現(xiàn)更好的性能，而不引入顯著量的死區(qū)時間，并且在開關節(jié)點處具有非常窄帶的電壓變化率，并因此摻雜相對容易過濾的EMI頻譜。例如，在一些應用中，轉換器6C可以具有與Rds—qn*Qoss相關聯(lián)的小于70hm*nC的FoM、以及小于5的NLC。轉換器6C可以實現(xiàn)更好的性能而不經(jīng)受當使用特征在于較大的非線性輸出電容的超結MOSFET或其他類型的MOSFET時(例如，利用恒定的充電電流進行充電時)其他諧振轉換器經(jīng)歷的缺陷(例如，要求較大的充電電流、降低的效率、電壓瞬變、寄生振蕩等)。
[0079]圖5至圖7示出了寬帶隙技術HEMT器件(諸如GaN型器件)如何可具有在諧振轉換器中使用時的特定器件屬性，可以為諧振轉換器提供實現(xiàn)近似優(yōu)化的轉換器屬性的方式。圖5是示出根據(jù)本公開一個或多個方面的圖2、圖3和圖4的諧振轉換器6A-6C的一個或多個電源開關24和25的電壓隨時間的變化(dv/dt)的曲線圖。曲線53-57示出了與曲線52中示為比較的具有dv/dt的恒定值的純線性轉換不同類型的電源開關技術相關聯(lián)的偏移的幅度。曲線52示出了從400到O的電壓變化。電壓轉變具有單斜率和dv/dt的恒定值，如此不太可能在諧振轉換器的寄生元件中引起不期望的振蕩。其使得可以以相對較少的努力來過濾EMI頻譜。
[0080]曲線54是在產(chǎn)生1.00hm*mm2的導通阻抗*面積的品質因素同時利用1.5安培的充電電流進行充電的技術節(jié)點上制造的超結MOSFET的電壓轉變。曲線55是曲線54所示超結MOSFET的電壓轉變，其另外具有并聯(lián)的220皮法(pF)的電容器并且以1.5安培的充電電流進行充電。曲線56是在產(chǎn)生2.40hm*mm2的導通阻抗*面積的品質因數(shù)同時以1.5安培的充電電流進行充電的技術節(jié)點上制造的超結MOSFET的電壓轉變。曲線57是曲線56所示超結MOSFET的電壓轉變，其另外具有并聯(lián)的220皮法(pF)的電容器并且以1.5安培的充電電流進行充電。如上所述，超結器件具有非常高的NLC值，這導致陡峭的電壓轉變;較大值的NLC的效果可以通過添加并聯(lián)電容器來補償。然而，并聯(lián)添加電容器要求相對較大的充電電流并要求相對較長的延遲時間。
[0081 ]最后，曲線53是根據(jù)本公開的一個或多個方面的與電源開關相關聯(lián)的電壓轉變。曲線53示出了在1V處具有2以下的NLC因數(shù)、在僅0.3A的充電電流下低于100hm*nC的品質因數(shù)RDSon*Qoss的器件，因此需要曲線54-57中的其他MOSFET所要求的充電電流的五分之
O
[0082]諸如GaN的新材料系統(tǒng)和諸如橫向高電子迀移率晶體管的器件概念能夠使本文所述的電源器件針對具有窄帶的電壓變化率并要求非常低的充電電流的諧振轉換器具有近似理想的解決方案。此外，電壓轉變的斜率可以精確地通過充電電流的量來控制。換句話說，如果系統(tǒng)需要實現(xiàn)給定的電壓轉變斜率，由于非常低的NCL值，系統(tǒng)就可以通過設置磁化電流的對應電平來設置電壓變化率的期望值。在非隔離諧振轉換器(諸如TCM升壓轉換器)的情況下，充電電流的三角波形仍然可以與其他電源MOSFET相比產(chǎn)生顯著低的電壓變化率的頻譜。轉變包含非常窄帶的電壓變化率(dv/dt值)并因此具有相對容易過濾的EMI頻
4並L曰O
[0083]圖6是根據(jù)本公開的一個或多個方面的圖2、圖3和圖4的諧振轉換器6A-6C的一個或多個電源開關24和25的將對應的輸出電容(Coss)與對應的漏極-源極電壓(VDS)進行比較的曲線圖。曲線62表示根據(jù)本公開一個或多個方面的電源開關的Coss(V)，以及曲線64和66分別表示具有1.00hm*mm2和2.40hm*mm2的FoM RDSon*面積的超結MOSFET的Coss(V)。
[0084]如圖6所示，具有在曲線62中繪制的典型電容曲線的電源開關具有顯著較低的電容，尤其在低電壓下，并且具有非常低的NLC。值得注意的是，良好非線性系數(shù)的概念不是必須要求電容曲線在寬的電壓范圍內(nèi)基本恒定。然而，兩個電容(每一個均處于在上面的等式I至3中定義的電壓電平)的總和為本公開中闡述的諧振轉換器定義給定器件技術的傾向。
[0085]雖然通常GaN器件可導致存儲在輸出電容中的電荷減少，但需要特別注意來創(chuàng)建器件，即使使用GaN，也如等式I中定義的具有非常低的NLC。例如在共源共柵配置中使用常開型GaN HEMT會在低電壓(例如，OV和1V之間)添加大量的電容。半橋的開關節(jié)點處得到的有效電容曲線因此具有OV和1V之間和390V和400V之間的顯著電容峰值(例如，如果具有從400V DC鏈接操作的轉換器)。非線性系數(shù)因此劣化，即使GaN HEMT的基礎技術在本公開的條件下已經(jīng)提供了優(yōu)勢。因此，建議使用常關型GaN HEMT器件，對特性電容曲線特別注意以實現(xiàn)低非線性系數(shù)和良好的FoM導通阻抗乘以輸出電容的電荷(Ron*Qoss)。
[0086]圖7是示出根據(jù)本公開一個或多個方面的ZVS操作期間的圖2、圖3和圖4的諧振轉換器6A-6C的一個或多個電源開關24和25的對應電荷量(Qoss)相對于對應電壓(V)的曲線圖。曲線72表示根據(jù)本公開一個或多個方面的電源開關的Qoss(V)，以及曲線74表示利用產(chǎn)生1.0OhnAnm2的導通阻抗*面積的品質因數(shù)的超結技術制造的MOSFET的Qoss(V)。具有存儲在輸出電容中的低電荷的電源MOSFET在給定的充電電荷下允許相對較短的死區(qū)時間或者可選地在給定的死區(qū)時間下允許相對較少量的充電電流。這允許降低與諧振轉換器的諧振箱相關聯(lián)的傳導損失或者減少要求從負載提供給電源的能量以實現(xiàn)零電壓開關。因此，提高了尤其在輕負載條件下的轉換器的效率。
[0087]條款1.一種諧振轉換器包括:至少一個電源開關，其中至少一個電源開關的特征在于小于或等于第一閾值的非線性系數(shù)以及小于或等于第二閾值的品質因數(shù)，該品質因數(shù)與至少一個電源開關的導通電阻和至少一個電源開關的輸出電荷相關聯(lián)。
[0088]條款2.根據(jù)條款I所述的諧振轉換器，其中諧振轉換器包括不包括變壓器的非隔離諧振轉換器。
[0089]條款3.根據(jù)條款1-2中任一項所述的諧振轉換器，其中諧振轉換器包括包含變壓器的隔離諧振轉換器。
[0090]條款4.根據(jù)條款1-3中任一項所述的諧振轉換器，其中至少一個電源開關是常斷型氮化鎵(GaN)高電子迀移率晶體管(HEMT)。
[0091]條款5.根據(jù)條款1-4中任一項所述的諧振轉換器，其中當至少一個電源開關阻斷在至少一個電源開關的中壓的近似百分之十到百分之百之間的電壓時，非線性系數(shù)小于或等于第一閾值，中壓是至少一個電源開關的額定阻斷電壓的三分之一。
[0092]條款6.根據(jù)條款1-5中任一項所述的諧振轉換器，其中當至少一個電源開關阻斷在至少一個電源開關的中壓的近似百分之二十至百分之百之間的電壓時，非線性系數(shù)小于或等于第一閾值，中壓是至少一個電源開關的額定阻斷電壓的三分之一。
[0093]條款7.根據(jù)條款1-6中任一項所述的諧振轉換器，其中第一閾值等于5。
[0094]條款8.根據(jù)條款7所述的諧振轉換器，其中第一閾值等于3。
[0095]條款9.根據(jù)條款8所述的諧振轉換器，其中第一閾值等于2。
[0096]條款1.根據(jù)條款1-9中任一項所述的諧振轉換器，其中第二閾值等于80hm*nC。[0097 ]條款11.根據(jù)條款I至1中任一項所述的諧振轉換器，其中第二閾值等于60hm*nC。
[0098]條款12.根據(jù)條款1-11中任一項所述的諧振轉換器，其中諧振轉換器是電感器-電感器-電容器(LLC)類型的諧振轉換器。
[0099]條款13.根據(jù)條款1-12中任一項所述的諧振轉換器，其中諧振轉換器是相移零電壓開關類型的諧振轉換器。
[0100]條款14.根據(jù)條款1-13中任一項所述的諧振轉換器，其中諧振轉換器是三角電流模式(TCM)類型的諧振轉換器。
[0101]條款15.根據(jù)條款I至14中任一項所述的諧振轉換器，其中品質因數(shù)是第一品質因數(shù)，并且至少一個電源開關的特征進一步在于小于或等于第三閾值的第二品質因數(shù)，第二品質因數(shù)與至少一個電源開關的導通電阻和至少一個電源開關的輸出能量相關聯(lián)。
[0102]條款16.根據(jù)條款15所述的諧振轉換器，其中乘積是第一乘積，并且第二品質因數(shù)基于至少一個電源開關的導通電阻與至少一個電源開關的輸出能量的第二乘積。
[0103]條款17.根據(jù)條款1-16中任一項所述的諧振轉換器，其中第三閾值等于0.80hm*yJ(Ohm*微焦)。
[0104]條款18.根據(jù)條款17所述的諧振轉換器，其中第三閾值等于0.40hnmiJ。
[0105]條款19.根據(jù)條款1-18中任一項所述的諧振轉換器，其中至少一個電源開關包括以半橋結構布置的兩個電源開關，并且非線性系數(shù)是在半橋結構的開關節(jié)點處測量的有效非線性系數(shù)。
[0106]條款20.根據(jù)條款1-19中任一項所述的諧振轉換器，其中至少一個電源開關包括以兩個并聯(lián)的半橋結構布置的四個電源開關，并且非線性系數(shù)是在兩個半橋結構的輸出端處測量的有效非線性系數(shù)。
[0107]條款21.根據(jù)條款1-20中任一項所述的諧振轉換器，其中至少一個電源開關包括至少一個寬帶隙類型的器件。
[0108]條款22.根據(jù)條款21所述的諧振轉換器，其中至少一個電源開關包括至少一個氮化鎵(GaN)高電子迀移率晶體管。
[0109]條款23.根據(jù)條款22所述的諧振轉換器，其中當至少一個電源開關兩端的電壓近似為10伏特時，第一閾值小于2。
[0110]條款24.—種電源電路包括:諧振轉換器，包括至少一個半橋，其中至少一個半橋具有小于或等于5的有效非線性系數(shù)和小于或等于80hm*nC的品質因數(shù)，品質因數(shù)與至少一個半橋的導通電阻以及至少一個半橋的輸出電荷相關聯(lián)。
[0111]條款25.根據(jù)條款24所述的電源電路，其中，諧振轉換器是條款I至24中任一項所述的諧振轉換器。
[0112]條款25.—種系統(tǒng)包括:電源，被配置為提供電能；控制器單元；負載，被配置為接收電能；以及諧振轉換器，被配置為轉換用于負載的電能，諧振轉換器包括被控制器單元控制的至少一個半橋，其中至少一個半橋具有小于或等于5的有效非線性系數(shù)和小于或等于80hm*nC的品質因數(shù)，品質因數(shù)與至少一個半橋的導通電阻以及至少一個半橋的輸出電荷相關聯(lián)。
[0113]條款26.根據(jù)條款25所述的系統(tǒng)，其中，諧振轉換器是條款I至24中任一項所述的諧振轉換器。
[0114]描述了本公開的各個示例。這些和其他示例在以下權利要求的范圍內(nèi)。
【主權項】
1.一種諧振轉換器，包括: 至少一個電源開關，其中所述至少一個電源開關的特征在于小于或等于第一閾值的非線性系數(shù)以及小于或等于第二閾值的品質因數(shù)，所述品質因數(shù)與所述至少一個電源開關的導通電阻和所述至少一個電源開關的輸出電荷相關聯(lián)。2.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述諧振轉換器包括不包含變壓器的非隔離諧振轉換器。3.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述諧振轉換器包括包含變壓器的隔離諧振轉換器。4.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述至少一個電源開關是常斷型氮化鎵(GaN)高電子迀移率晶體管(HEMT)。5.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中當所述至少一個電源開關阻斷所述至少一個電源開關的中壓的近似百分之十到百分之百之間的電壓時，所述非線性系數(shù)小于或等于所述第一閾值，所述中壓是所述至少一個電源開關的額定阻斷電壓的三分之一。6.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中當所述至少一個電源開關阻斷在所述至少一個電源開關的中壓的近似百分之二十至百分之百之間的電壓時，所述非線性系數(shù)小于或等于所述第一閾值，所述中壓是所述至少一個電源開關的額定阻斷電壓的三分之一。7.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述第一閾值等于5。8.根據(jù)權利要求7所述的諧振轉換器，其中所述第一閾值等于3。9.根據(jù)權利要求8所述的諧振轉換器，其中所述第一閾值等于2。10.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述第二閾值等于80hm*nC。11.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述第二閾值等于60hm*nC。12.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述諧振轉換器是電感器-電感器-電容器(LLC)類型的諧振轉換器。13.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述諧振轉換器是相移零電壓開關類型的諧振轉換器。14.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述諧振轉換器是三角電流模式(TCM)類型的諧振轉換器。15.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述品質因數(shù)是第一品質因數(shù)，并且所述至少一個電源開關的特征進一步在于小于或等于第三閾值的第二品質因數(shù)，所述第二品質因數(shù)與所述至少一個電源開關的所述導通電阻和所述至少一個電源開關的輸出能量相關聯(lián)。16.根據(jù)權利要求15所述的諧振轉換器，其中所述乘積是第一乘積，并且所述第二品質因數(shù)基于所述至少一個電源開關的導通電阻與所述至少一個電源開關的輸出能量的第二乘積。17.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述第三閾值等于0.80hnmiJ(0hm*微焦)。18.根據(jù)權利要求17所述的諧振轉換器，其中所述第三閾值等于0.40hnmiJ。19.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述至少一個電源開關包括以半橋結構布置的兩個電源開關，并且所述非線性系數(shù)是在所述半橋結構的開關節(jié)點處測量的有效非線性系數(shù)。20.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述至少一個電源開關包括以兩個并聯(lián)的半橋結構布置的四個電源開關，并且所述非線性系數(shù)是在所述兩個半橋結構的輸出端處測量的有效非線性系數(shù)。21.根據(jù)權利要求1所述的諧振轉換器，其中所述至少一個電源開關包括至少一個寬帶隙類型的器件。22.根據(jù)權利要求21所述的諧振轉換器，其中所述至少一個電源開關包括至少一個氮化鎵(GaN)高電子迀移率晶體管。23.根據(jù)權利要求22所述的諧振轉換器，其中當所述至少一個電源開關兩端的電壓近似為1伏特時，所述第一閾值小于2。24.—種電源電路，包括: 諧振轉換器，包括至少一個半橋，其中所述至少一個半橋具有小于或等于5的有效非線性系數(shù)和小于或等于80hm*nC的品質因數(shù)，所述品質因數(shù)與所述至少一個半橋的導通電阻以及所述至少一個半橋的輸出電荷相關聯(lián)。25.—種系統(tǒng)，包括: 電源，被配置為提供電能； 控制器單元； 負載，被配置為接收所述電能；以及 諧振轉換器，被配置為轉換用于所述負載的電能，所述諧振轉換器包括被所述控制器單元控制的至少一個半橋，其中所述至少一個半橋具有小于或等于5的有效非線性系數(shù)和小于或等于80hm*nC的品質因數(shù)，所述品質因數(shù)與所述至少一個半橋的導通電阻以及所述至少一個半橋的輸出電荷相關聯(lián)。
【文檔編號】H02M3/335GK105932880SQ201610102892
【公開日】2016年9月7日
【申請日】2016年2月24日
【發(fā)明人】G·德伯伊
【申請人】英飛凌科技奧地利有限公司