專利名稱：高精度頻率可選rc振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及MOS數(shù)字集成電路，具體涉及一種高精度頻率可選RC振蕩器。
背景技術(shù)：
RC振蕩器即阻容振蕩器(R電阻；C電容)?，F(xiàn)有普通RC振蕩器主要由電阻、電容、反相器及放電MOS管等組成，如圖1所示，其中，電阻R為外接電阻，而電容C、反相器INV1～I(xiàn)NV4和放電NMOS管N1由集成電路構(gòu)成。
圖1電路的工作原理如下當(dāng)V1的電壓低于反相器INV1的閾值電壓(或稱翻轉(zhuǎn)點(diǎn))Vtinv1時(shí)，INV1的輸出為高電平，該電平經(jīng)反相器IINV2，INV3和INV4延時(shí)、反向、整形后輸出的信號(hào)V2為低電平。此時(shí)，放電NMOS管N1關(guān)斷，VDD通過(guò)電阻R對(duì)電容C充電，使V1電位上升。當(dāng)V1上升至略高于Vtinv1時(shí)，反相器INV1的輸出電平翻轉(zhuǎn)為低電平，經(jīng)反相器INV2，INV3，INV4延時(shí)、反向、整形后輸出高電平，即V2變?yōu)楦唠娖?，從而使放電NMOS管N1導(dǎo)通，電容C通過(guò)N1迅速放電。V1隨即迅速下降至Vtinv1并繼續(xù)快速下降，反相器INV1的輸出翻轉(zhuǎn)為高電平，此信號(hào)經(jīng)INV2，INV3，INV4延時(shí)、反向、整形后變?yōu)榈碗娖剑碫2變?yōu)榈碗娖?，從而使N1放電NMOS管關(guān)斷。如此循環(huán)往復(fù)，就形成了RC振蕩。RC連接點(diǎn)V1的充放電波形和RC振蕩器的輸出波形V2如圖2所示。
然而，上述RC振蕩器存在的缺點(diǎn)是(1)穩(wěn)定性差，即振蕩頻率隨VDD電壓的變化而產(chǎn)生較大的漂移，其原因是當(dāng)外接電阻R和反相器INV1的閾值電壓確定后，VDD電壓的變化帶來(lái)電容C充電時(shí)間的不同，最終使振蕩頻率發(fā)生變化。(2)振蕩周期可調(diào)性差，即一般情況振蕩周期為固定值，但從集成電路設(shè)計(jì)角度，當(dāng)要求振蕩周期較長(zhǎng)時(shí)，必須加大電容值。芯片內(nèi)部的電容一般由多晶(POLY)或金屬(METAL)等為極板做成，做大電容值就要占用較大的面積，從而增加了芯片的加工成本。若試圖通過(guò)增大外接電阻值來(lái)增加振蕩周期，則振蕩器的頻率穩(wěn)定性又會(huì)受到影響。
若用施密特反相器取代圖1中的INV1，可以解決上述問(wèn)題(2)。這是因?yàn)槭┟芴胤聪嗥饔袃蓚€(gè)翻轉(zhuǎn)點(diǎn)輸入從低到高、輸出從高到低的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)Vt1；輸入從高到低、輸出從低到高的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)Vt2。很明顯，增大Vt1和Vt2之間的差值，就可增大RC振蕩器的振蕩周期。這樣雖然解決了問(wèn)題(2)，但問(wèn)題(1)仍然得不到解決，無(wú)論如何改變電路中各管子的大小，都很難得到理想的結(jié)果。提高INV1的閾值電壓，也能延長(zhǎng)振蕩周期，但仍然解決不了問(wèn)題(1)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供了一種高精度頻率可選RC振蕩器，其目的是要在拓寬RC振蕩器振蕩周期的可選范圍的同時(shí)，提高RC振蕩器的穩(wěn)定性，以克服上述RC振蕩器存在的問(wèn)題。
為達(dá)到上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是一種高精度頻率可選RC振蕩器，包括外接電阻R、電容C、放電NMOS管N1、四個(gè)反相器INV1～I(xiàn)NV4、一個(gè)反相器INV5或一個(gè)與非門ND3、兩個(gè)與非門ND1～ND2和兩個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1、SPINV2；外接電阻R和電容C在電源VDD與地線VCC之間構(gòu)成充電回路，放電NMOS管N1漏極D接電容C的電壓端V1，源極S接地線VCC，柵極G接振蕩器輸出端V2；一個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1由三個(gè)PMOS管P3～P5和一個(gè)NMOS管N5組成，PMOS管P4與PMOS管P5串聯(lián)后與PMOS管P3并聯(lián)，PMOS管P3和PMOS管P4的源極S接電源VDD，PMOS管P3和PMOS管P5的漏極D接NMOS管N5的漏極D，NMOS管N5的源極S接地線VSS；PMOS管P5的柵極G作為閾值可調(diào)反相器SPINV1的振頻選擇端，PMOS管P3、PMOS管P4和NMOS管N5的柵極G并聯(lián)作為閾值可調(diào)反相器SPINV1的輸入端，NMOS管N5的漏極D接出作為閾值可調(diào)反相器SPINV1的輸出端；另一個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV2由三個(gè)NMOS管N2～N4和一個(gè)PMOS管P6組成，NMOS管N3與NMOS管N4串聯(lián)后與NMOS管N2并聯(lián)，NMOS管N2和NMOS管N4的源極S接地線VCC，NMOS管N2和NMOS管N3的漏極D接PMOS管P6的漏極D，PMOS管P6的源極S接電源VDD；NMOS管N3的柵極G作為閾值可調(diào)反相器SPINV2的振頻選擇端，NMOS管N2、NM0S管N4和PMOS管P6的柵極G并聯(lián)作為閾值可調(diào)反相器SPINV2的輸入端，PMOS管P6的漏極D接出作為閾值可調(diào)反相器SPINV2的輸出端；上述各邏輯元件之間的連接關(guān)系電容C的電壓端V1分別與兩個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1、SPINV2的輸入端連接，振頻選擇信號(hào)SEL一路接閾值可調(diào)反相器SPINV2的振頻選擇端，另一路經(jīng)反相器INV1接閾值可調(diào)反相器SPINV1的振頻選擇端，閾值可調(diào)反相器SPINV1的輸出端接與非門ND1的一個(gè)輸入端，閾值可調(diào)反相器SPINV2的輸出端經(jīng)反相器INV2后接與非門ND2的一個(gè)輸入端，與非門ND1的另一個(gè)輸入端接與非門ND2的輸出端，與非門ND2的另一個(gè)輸入端接與非門ND1的輸出端，與非門ND2的輸出端經(jīng)反相器INV3、反相器INV5和反相器INV4串聯(lián)接振蕩器輸出端V2，或者，與非門ND2的輸出端經(jīng)反相器INV3接與非門ND3的一個(gè)輸入端，與非門ND3的另一個(gè)輸入端接使能信號(hào)ENABLE，與非門ND3的輸出端經(jīng)反相器INV4接振蕩器輸出端V2；上述三個(gè)反相器INV2～I(xiàn)NV5和三個(gè)與非門ND1～ND3的閾值電壓Vtm皆設(shè)置在同一理論設(shè)計(jì)值(其誤差僅為工藝制造偏差)；兩個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1、SPINV2對(duì)應(yīng)振頻選擇信號(hào)SEL的“0”和“1”兩種狀態(tài)分別有兩個(gè)不同的閾值電壓，即閾值可調(diào)反相器SPINV1有Vtp0和Vtp1，當(dāng)SEL＝“0”時(shí)，P5關(guān)斷，SPINV1的閾值電壓為Vtp0；當(dāng)SEL＝“1”時(shí)，P5導(dǎo)通，SPINV1的閾值電壓為Vtp1，顯然，Vtp0＜Vtp1。同樣，閾值可調(diào)反相器SPINV2有Vtn0和Vtn1，當(dāng)SEL＝“0”時(shí)，N3關(guān)斷，閾值可調(diào)反相器SPINV2的閾值電壓為Vtn0；當(dāng)SEL＝“1”時(shí)，N3導(dǎo)通，閾值可調(diào)反相器SPINV2的閾值電壓為Vtn1，且Vtn0＞Vtn1；所述Vtp0、Vtp1、Vtn0、Vtn1與Vtm之間滿足以下關(guān)系Vtp1＞Vtp0＞Vtm＞Vtn0＞Vtn1。
上述技術(shù)方案中的有關(guān)內(nèi)容解釋如下1、上述方案中，為了進(jìn)一步提高振蕩頻率的穩(wěn)定度，可以在外接電阻R和電容C構(gòu)成的充電回路中，串入兩個(gè)并聯(lián)連接的PMOS管P1、P2，兩個(gè)PMOS管P1、P2的漏極D和源極S并聯(lián)，并串在外接電阻R和電容C之間，PMOS管P1的柵極G接地線VSS，PMOS管P2的柵極G接振頻選擇信號(hào)SEL。
2、上述方案中，所述“一個(gè)反相器INV5或一個(gè)與非門ND3”分別表示對(duì)振蕩器控制有兩種情況，第一種是采用與非門ND3，并利用振蕩使能信號(hào)ENABLE來(lái)控制振蕩器使能和休眠兩種工作狀態(tài)，如圖3所示；第二種是直接采用反相器INV5，在這種情況下，振蕩器一直處于工作狀態(tài)，如圖4所示。在實(shí)際應(yīng)用中，以上兩種情況采用其中之一即可。
本發(fā)明工作原理是圖3所示的RC振蕩器具有高、低兩種可選的不同振蕩頻段，可通過(guò)SEL信號(hào)來(lái)選擇其中的任一工作頻段。當(dāng)需要振蕩周期長(zhǎng)時(shí)，則應(yīng)使SEL＝“1”(高電平)；反之，則使SEL＝“0”(低電平)。圖中的使能信號(hào)ENABLE用來(lái)控制振蕩器是否允許振蕩。當(dāng)ENABLE＝“0”(低電平)時(shí)，ND3輸出高電平，INV4輸出低電平，即V2為低電平，N1關(guān)斷，RC振蕩器禁止振蕩。當(dāng)ENABLE＝“1”(高電平)時(shí)，與非門ND3被打開(kāi)，電路允許振蕩。
當(dāng)ENABLE＝“1”，SEL＝“0”時(shí)，電路允許振蕩，P2導(dǎo)通，P5和N3關(guān)斷，SPINV1的閾值電壓為Vtp0，SPINV2的閾值電壓為Vtn0。當(dāng)V1低于Vtn0、SPINV2輸出高電平時(shí)，INV2輸出低電平，ND2輸出高電平，此時(shí)由于SPINV1的輸出是高電平，故ND1輸出低電平，從而ND2與ND1可靠互鎖，進(jìn)而導(dǎo)致INV3的輸出為低電平，ND3輸出為高電平，INV4輸出為低電平，即V2為低電平。此時(shí)，N1關(guān)斷，VDD通過(guò)外接電阻R，補(bǔ)償PMOS管P1與P2對(duì)電容C充電，V1上升。當(dāng)V1上升至Vtp0并繼續(xù)上升使得SPINV1輸出低電平時(shí)，ND1輸出高電平。此時(shí)，由于INV2的輸出早已變?yōu)楦唠娖?，故ND2輸出低電平并與ND1可靠互鎖，INV3輸出高電平，ND3輸出低電平，V2變?yōu)楦唠娖?，N1導(dǎo)通，電容C通過(guò)N1放電。由于充電電流遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于放電電流，故V1迅速下降。當(dāng)V1降至Vtn0以下并使SPINV2輸出高電平時(shí)，INV2輸出低電平，進(jìn)而使V2變?yōu)榈碗娖剑琋1關(guān)斷，VDD通過(guò)外接電阻R，P1與P2再次對(duì)電容C充電，V1上升，......如此不斷循環(huán)，形成RC振蕩。
當(dāng)SEL＝“1”時(shí)，RC振蕩器的工作原理基本同上。主要的不同點(diǎn)是，當(dāng)SEL＝“1”時(shí)，P2關(guān)斷，P5與N3導(dǎo)通，SPINV1與SPINV2的閾值電壓分別是Vtp1與Vtn1。很顯然，由于Vtp1與Vtn1之間的差值比Vtp0與Vtn0之間的差值大，故在相同的RC值和工作條件下，當(dāng)SEL＝“1”時(shí)，RC充放電時(shí)間較長(zhǎng)，即RC振蕩周期較長(zhǎng)(頻率較低)；當(dāng)SEL＝“0”時(shí)，RC充放電時(shí)間較短，即RC振蕩周期較短(頻率較高)。
在RC充電回路中，根據(jù)所需要的振蕩周期和不同的外接電阻值，串入具有相應(yīng)L/W比值的PMOS管(P1，P2)，其目的是選擇RC充電曲線的線性工作區(qū)，即改變充電曲線的特性，使電路工作在幾乎不受電壓變化影響的區(qū)域，從而提高RC振蕩器的穩(wěn)定性。P1的L/W比值較大，P2的L/W比值較小。當(dāng)需要充電時(shí)間長(zhǎng)時(shí)，SEL＝“1”，P2斷開(kāi)，只有P1起作用，因P1較弱、阻值較大，故充電較慢。當(dāng)需要充電時(shí)間短時(shí)，P2和P1并聯(lián)導(dǎo)通，其阻值較小，故充電較快。因此本發(fā)明可根據(jù)不同的外接電阻，在RC充放電回路中，串入具有相應(yīng)L/W比值的PMOS管，以提高振蕩頻率穩(wěn)定度。
由于上述技術(shù)方案運(yùn)用，本發(fā)明與背景技術(shù)比較，具有下列優(yōu)點(diǎn)振蕩頻率穩(wěn)定，幾乎不隨電壓的變化而變化。頻率調(diào)節(jié)原理簡(jiǎn)單，易于調(diào)試。振蕩器的振蕩周期的可選范圍寬，適用范圍廣。
仿真結(jié)果表明(請(qǐng)見(jiàn)表1至表6，表中數(shù)據(jù)是采用HSPICE電路仿真工具得到的；仿真所采用的參數(shù)模型是上華0.6微米雙晶雙鋁工藝的SPICE模型)在電源電壓從3.2V到6.8V變化的條件下，普通RC振蕩器的振蕩周期的變化幅度大于10％；改進(jìn)的(但沒(méi)有串入電壓補(bǔ)償PMOS管的)RC振蕩器的振蕩周期的變化幅度大于5％時(shí)；串入PMOS管后，RC振蕩周期的變化幅度小于1％。
表1 普通RC振蕩器(R＝4.7MΩ)

表2 普通RC振蕩器(R＝820kΩ)

表3 改進(jìn)后的RC振蕩器(R＝4.7MΩ，SEL＝1，無(wú)P1，P2)

表4 改進(jìn)后的RC振蕩器(R＝820kΩ，SEL＝0，無(wú)P1，P2)

表5 改進(jìn)后的高精度RC振蕩器(R＝4.7MΩ，SEL＝1，串入P1，P2)

表6 改進(jìn)后的高精度RC振蕩器(R＝820kΩ，SEL＝0，串入P1，P2)

由上述分析可知，本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)是十分明顯的。


附圖1為現(xiàn)有普通RC振蕩器電路圖；附圖2為現(xiàn)有普通RC振蕩器波形圖；附圖3為本發(fā)明實(shí)施例一電路圖；附圖4為本發(fā)明實(shí)施例二電路圖；附圖5為本發(fā)明實(shí)施例三電路圖；附圖6為本發(fā)明應(yīng)用于多功能遙控器編碼發(fā)送芯片電路圖；附圖7為“1”碼、“0”碼及“F”碼的碼元波形圖(T為時(shí)間單位，等于若干個(gè)時(shí)鐘周期)。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖及實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步描述實(shí)施例一參見(jiàn)圖3所示，一種高精度頻率可選RC振蕩器，由外接電阻R、電容C、放電NMOS管N1、四個(gè)反相器INV1～I(xiàn)NV4、三個(gè)與非門ND1～ND3、兩個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1、SPINV2和兩個(gè)PMOS管P1、P2組成。
外接電阻R和電容C在電源VDD與地線VCC之間構(gòu)成充電回路，在外接電阻R和電容C構(gòu)成的充電回路中，串入兩個(gè)并聯(lián)連接的PMOS管P1、P2，兩個(gè)PMOS管P1、P2的漏極D和源極S并聯(lián)，并串在外接電阻R和電容C之間，PMOS管P1的柵極G接地線VSS，PMOS管P2的柵極G接振頻選擇信號(hào)SEL。放電NMOS管N1漏極D接電容C的電壓端V1，源極S接地線VCC，柵極G接振蕩器輸出端V2。
一個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1由三個(gè)PMOS管P3～P5和一個(gè)NMOS管N5組成，PMOS管P4與PMOS管P5串聯(lián)后與PMOS管P3并聯(lián)，PMOS管P3和PMOS管P4的源極S接電源VDD，PMOS管P3和PMOS管P5的漏極D接NMOS管N5的漏極D，NMOS管N5的源極S接地線VSS；PMOS管P5的柵極G作為閾值可調(diào)反相器SPINV1的振頻選擇端，PMOS管P3、PMOS管P4和NMOS管N5的柵極G并聯(lián)作為閾值可調(diào)反相器SPINV1的輸入端，NMOS管N5的漏極D接出作為閾值可調(diào)反相器SPINV1的輸出端。
另一個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV2由三個(gè)NMOS管N2～N4和一個(gè)PMOS管P6組成，NMOS管N3與NMOS管N4串聯(lián)后與NMOS管N2并聯(lián)，NMOS管N2和NMOS管N4的源極S接地線VCC，NMOS管N2和NMOS管N3的漏極D接PMOS管P6的漏極D，PMOS管P6的源極S接電源VDD；NMOS管N3的柵極G作為閾值可調(diào)反相器SPINV2的振頻選擇端，NMOS管N2、NMOS管N4和PMOS管P6的柵極G并聯(lián)作為閾值可調(diào)反相器SPINV2的輸入端，PMOS管P6的漏極D接出作為閾值可調(diào)反相器SPINV2的輸出端。
上述各邏輯元件之間的連接關(guān)系電容C的電壓端V1分別與兩個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1、SPINV2的輸入端連接，振頻選擇信號(hào)SEL一路接閾值可調(diào)反相器SPINV2的振頻選擇端，另一路經(jīng)反相器INV1接閾值可調(diào)反相器SPINV1的振頻選擇端，閾值可調(diào)反相器SPINVI的輸出端接與非門ND1的一個(gè)輸入端，閾值可調(diào)反相器SPINV2的輸出端經(jīng)反相器INV2后接與非門ND2的一個(gè)輸入端，與非門ND1的另一個(gè)輸入端接與非門ND2的輸出端，與非門ND2的另一個(gè)輸入端接與非門ND1的輸出端，與非門ND2的輸出端經(jīng)反相器INV3接與非門ND3的一個(gè)輸入端，與非門ND3的另一個(gè)輸入端接使能信號(hào)ENABLE，與非門ND3的輸出端經(jīng)反相器INV4接振蕩器輸出端V2。
上述三個(gè)反相器INV2～I(xiàn)NV5和三個(gè)與非門ND1～ND3的閾值電壓Vtm皆設(shè)置在同一理論設(shè)計(jì)值(其誤差僅為工藝制造偏差)；兩個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1、SPINV2對(duì)應(yīng)振頻選擇信號(hào)SEL的“0”和“1”兩種狀態(tài)分別有兩個(gè)不同的閾值電壓，即閾值可調(diào)反相器SPINV1有Vtp0和Vtp1，當(dāng)SEL＝“0”時(shí)，P5關(guān)斷，SPINV1的閾值電壓為Vtp0；當(dāng)SEL＝“1”時(shí)，P5導(dǎo)通，SPINV1的閾值電壓為Vtp1，顯然，Vtp0＜Vtp1。同樣，閾值可調(diào)反相器SPINV2有Vtn0和Vtn1，當(dāng)SEL＝“0”時(shí)，N3關(guān)斷，閾值可調(diào)反相器SPINV2的閾值電壓為Vtn0；當(dāng)SEL＝“1”時(shí)，N3導(dǎo)通，閾值可調(diào)反相器SPINV2的閾值電壓為Vtn1，且Vtn0＞Vtn1；所述Vtp0、Vtp1、Vtn0、Vtn1與Vtm之間滿足以下關(guān)系Vtp1＞Vtp0＞Vtm＞Vtn0＞Vtn1。
本實(shí)施例的工作原理見(jiàn)以上發(fā)明內(nèi)容部分，這里不再重復(fù)描述。
實(shí)施例二參見(jiàn)圖4所示，一種高精度頻率可選RC振蕩器，由外接電阻R、電容C、放電NMOS管N1、五個(gè)反相器INV1～I(xiàn)NV5、二個(gè)與非門ND1～ND2、兩個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1、SPINV2和兩個(gè)PMOS管P1、P2組成。
本實(shí)施例與實(shí)施例一不同之處在于用反相器INV5來(lái)取代了實(shí)施例一中的與非門ND3。因此，本實(shí)施例對(duì)振蕩器使能和休眠沒(méi)有控制功能，振蕩器一直處于工作狀態(tài)。其它結(jié)構(gòu)與實(shí)施例一相同，這里不再重復(fù)描述。
實(shí)施例三參見(jiàn)圖5所示，一種頻率可選RC振蕩器，由外接電阻R、電容C、放電NMOS管N1、四個(gè)反相器INV1～I(xiàn)NV4、三個(gè)與非門ND1～ND3和兩個(gè)閾值可調(diào)反相器SPINV1、SPINV2組成。
本實(shí)施例與實(shí)施例一不同之處在于將實(shí)施例一中，串接在外接電阻R與電容C之間的兩個(gè)PMOS管P1、P2去掉，使外接電阻R和電容C直接在電源VDD與地線VCC之間構(gòu)成充電回路。這樣做也是可行的，只RC振蕩器的穩(wěn)定性與實(shí)施例一相比有所下降，參見(jiàn)上述表3和表4。其它與實(shí)施例一相同，這里不再重復(fù)描述。
應(yīng)用實(shí)例將本發(fā)明實(shí)施例一的最好方式應(yīng)用于各種需要高精度RC振蕩器的集成電路芯片中，特別是用于需要兩種不同工作頻率的芯片。圖6是本發(fā)明的一個(gè)應(yīng)用實(shí)例。
圖6所示電路是一個(gè)二合一的芯片，即將兩個(gè)具有不同用途的集成電路做在一個(gè)芯片上。這是本公司即將推出的一款新穎的多功能遙控編碼發(fā)送芯片。此前，本公司曾推出兩款不同功能的遙控編碼發(fā)送芯片HS2260與HS2262。圖5所示的芯片電路即可用作HS2260，也可用作HS2262。圖示電路有1個(gè)功能選擇端“SEL”，1個(gè)發(fā)碼控制端“TE”，1個(gè)外接電阻端口，4個(gè)數(shù)據(jù)輸入端(D0至D3)，和8個(gè)地址輸入端(A0至A7)。
圖6所示電路的工作原理如下所述。
當(dāng)SEL接“0”，外接電阻為820kΩ時(shí)，電路工作在HS2260模式。在此條件下，RC振蕩器在允許振蕩時(shí)將工作在頻率較高的區(qū)域(其額定振蕩周期為20μs)；TE控制端無(wú)效；電路由按鍵輸入信號(hào)喚醒；當(dāng)有鍵按下時(shí)，電路將被喚醒；受SEL控制的開(kāi)關(guān)電路全部接通，D0至D3都接下拉電阻，且D0至D3皆作為按鍵輸入端口用(按鍵開(kāi)關(guān)的一端接VDD，另一端接一個(gè)按鍵輸入端口)；A0至A7為地址編碼輸入端口，可由用戶任意接地(GND)或接電源(VDD)或懸空。
當(dāng)SEL接“1”，外接電阻為4.7MΩ時(shí)，電路工作在HS2262模式。在此條件下，RC振蕩器在允許振蕩時(shí)將工作在頻率較低的區(qū)域(其額定振蕩周期為80μs)；TE控制端起作用；當(dāng)TE為高電平時(shí)，電路將被喚醒；受SEL控制的開(kāi)關(guān)電路全部關(guān)斷；D0至D3不接下拉電阻，且D0至D3皆作為數(shù)據(jù)編碼輸入端口用(電路不接鍵盤輸入)；A0至A7為地址編碼輸入端口；D0至D3及A0至A7皆可由用戶任意接地(GND)或接電源(VDD)或懸空。
圖6所示電路在HS2260模式工作條件下可由按鍵輸入信號(hào)喚醒，在HS2262模式工作條件下可由發(fā)碼控制端信號(hào)喚醒。電路上電后，復(fù)位電路將各數(shù)據(jù)鎖存單元復(fù)位，電路進(jìn)入省電等待模式(休眠狀態(tài))。當(dāng)電路工作在HS2260模式且有鍵按下，或電路工作在HS2262模式且TE低電平變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，電路將被喚醒，“ENABLE”信號(hào)為高電平，本發(fā)明“高精度RC振蕩器”就開(kāi)始振蕩，產(chǎn)生芯片所需的工作時(shí)鐘信號(hào)?！胺诸l計(jì)數(shù)電路”在時(shí)鐘信號(hào)的驅(qū)動(dòng)下開(kāi)始分頻計(jì)數(shù)。
“碼元發(fā)生電路”對(duì)來(lái)自分頻計(jì)數(shù)電路的信號(hào)進(jìn)行邏輯組合，產(chǎn)生如圖7所示的“0”碼、“1”碼的波形及VF信號(hào)(周期為8T的方波，前4T為低電平，后4T為高電平)?！暗刂纷g碼電路”對(duì)來(lái)自分頻計(jì)數(shù)電路的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行譯碼。譯碼結(jié)果送給“多路選擇電路”，作為選擇控制信號(hào)。多路選擇電路根據(jù)控制信號(hào)按順序逐一選通每一輸入端口。“端口連接狀態(tài)判別電路”對(duì)被選通的端口輸入信號(hào)V1的狀態(tài)(接“GND”、接“VDD”或懸空)進(jìn)行判別。若被選通的輸入端口接“GND”，則V1為“0”，端口連接狀態(tài)判別電路的輸出V2也為“0”；二選一電路“MUX”將選通“0”碼的波形，輸出驅(qū)動(dòng)器“OUTPUT-DRIVER”將據(jù)此向外發(fā)送一位“0”碼。若被選通的輸入端口接“VDD”，則V1為“1”，V2也為“1”；MUX將選通“1”碼的波形，OUTPUT-DRIVER將據(jù)此向外發(fā)送一位“1”碼。若被選通的輸入端口接懸空，則V1受控于VF，V2的波形與VF相同，OUTPUT-DRIVER將據(jù)此向外發(fā)送一位“F”碼。這樣，芯片電路將根據(jù)每一端口的連接情況與/或按鍵組合，按順序向外發(fā)送一串以“0”碼、“1”碼、“F”碼為碼元的一串編碼，或稱一幀編碼。
每當(dāng)有鍵按下(HS2260模式)，或TE由低電平變?yōu)楦唠娖?HS2262模式)時(shí)，電路就向外發(fā)送一幀碼或幾幀碼。如果按鍵一直按著不放，電路就將不斷地向外發(fā)送以幀為單位的上述編碼，直到按鍵釋放為止。按鍵釋放后，RC振蕩器立即停止振蕩，所有數(shù)據(jù)鎖存單元復(fù)位，電路進(jìn)入省電等待模式(休眠狀態(tài))。
上述實(shí)施例只為說(shuō)明本發(fā)明的技術(shù)構(gòu)思及特點(diǎn)，其目的在于讓熟悉此項(xiàng)技術(shù)的人士能夠了解本發(fā)明的內(nèi)容并據(jù)以實(shí)施，并不能以此限制本發(fā)明的保護(hù)范圍。凡根據(jù)本發(fā)明精神實(shí)質(zhì)所作的等效變化或修飾，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種高精度頻率可選RC振蕩器，包括外接電阻[R]、電容[C]以及放電NMOS管[N1]，外接電阻[R]和電容[C]在電源[VDD]與地線[VCC]之間構(gòu)成充電回路，放電NMOS管[N1]漏極[D]接電容[C]的電壓端[V1]，源極[S]接地線[VCC]，柵極[G]接振蕩器輸出端[V2]，其特征在于所述振蕩器還包括四個(gè)反相器[INV1～I(xiàn)NV4]、一個(gè)反相器[INV5]或一個(gè)與非門[ND3]、兩個(gè)與非門[ND1～ND2]和兩個(gè)閾值可調(diào)反相器[SPINV1、SPINV2]；一個(gè)閾值可調(diào)反相器[SPINV1]由三個(gè)PMOS管[P3～P5]和一個(gè)NMOS管[N5]組成，PMOS管[P4]與PMOS管[P5]串聯(lián)后與PMOS管[P3]并聯(lián)，PMOS管[P3]和PMOS管[P4]的源極[S]接電源[VDD]，PMOS管[P3]和PMOS管[P5]的漏極[D]接NMOS管[N5]的漏極[D]，NMOS管[N5]的源極[S]接地線[VSS]；PMOS管[P5]的柵極[G]作為閾值可調(diào)反相器[SPINV1]的振頻選擇端，PMOS管[P3]、PMOS管[P4]和NMOS管[N5]的柵極[G]并聯(lián)作為閾值可調(diào)反相器[SPINV1]的輸入端，NMOS管[N5]的漏極[D]接出作為閾值可調(diào)反相器[SPINV1]的輸出端；另一個(gè)閾值可調(diào)反相器[SPINV2]由三個(gè)NMOS管[N2～N4]和一個(gè)PMOS管[P6]組成，NMOS管[N3]與NMOS管[N4]串聯(lián)后與NMOS管[N2]并聯(lián)，NMOS管[N2]和NMOS管[N4]的源極[S]接地線[VCC]，NMOS管[N2]和NMOS管[N3]的漏極[D]接PMOS管[P6]的漏極[D]，PMOS管[P6]的源極[S]接電源[VDD]；NMOS管[N3]的柵極[G]作為閾值可調(diào)反相器[SPINV2]的振頻選擇端，NMOS管[N2]、NMOS管[N4]和PMOS管[P6]的柵極[G]并聯(lián)作為閾值可調(diào)反相器[SPINV2]的輸入端，PMOS管[P6]的漏極[D]接出作為閾值可調(diào)反相器[SPINV2]的輸出端；上述各邏輯元件之間的連接關(guān)系電容[C]的電壓端[V1]分別與兩個(gè)閾值可調(diào)反相器[SPINV1、SPINV2]的輸入端連接，振頻選擇信號(hào)[SEL]一路接閾值可調(diào)反相器[SPINV2]的振頻選擇端，另一路經(jīng)反相器[INV1]接閾值可調(diào)反相器[SPINV1]的振頻選擇端，閾值可調(diào)反相器[SPINV1]的輸出端接與非門[ND1]的一個(gè)輸入端，閾值可調(diào)反相器[SPINV2]的輸出端經(jīng)反相器[INV2]后接與非門[ND2]的一個(gè)輸入端，與非門[ND1]的另一個(gè)輸入端接與非門[ND2]的輸出端，與非門[ND2]的另一個(gè)輸入端接與非門[ND1]的輸出端，與非門[ND2]的輸出端經(jīng)反相器[INV3]、反相器[INV5]和反相器[INV4]串聯(lián)接振蕩器輸出端[V2]，或者，與非門[ND2]的輸出端經(jīng)反相器[INV3]接與非門[ND3]的一個(gè)輸入端，與非門[ND3]的另一個(gè)輸入端接使能信號(hào)[ENABLE]，與非門[ND3]的輸出端經(jīng)反相器[INV4]接振蕩器輸出端[V2]；上述三個(gè)反相器[INV2～I(xiàn)NV5]和三個(gè)與非門[ND1～ND3]的閾值電壓Vtm皆設(shè)置在同一理論設(shè)計(jì)值；兩個(gè)閾值可調(diào)反相器[SPINV1、SPINV2]對(duì)應(yīng)振頻選擇信號(hào)[SEL]的“0”和“1”兩種狀態(tài)分別有兩個(gè)不同的閾值電壓，即閾值可調(diào)反相器[SPINV1]有Vtp0和Vtp1，閾值可調(diào)反相器[SPINV2]有Vtn0和Vtn1，且Vtp0＜Vtp1，Vtn0＞Vtn1；所述Vtp0、Vtp1、Vtn0、Vtn1與Vtm之間滿足以下關(guān)系Vtp1＞Vtp0＞Vtm＞Vtn0＞Vtn1。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的高精度頻率可選RC振蕩器，其特征在于在外接電阻[R]和電容[C]構(gòu)成的充電回路中，串入兩個(gè)并聯(lián)連接的PMOS管[P1、P2]，兩個(gè)PMOS管[P1、P2]的漏極[D]和源極[S]并聯(lián)，并串在外接電阻[R]和電容[C]之間，PMOS管[P1]的柵極[G]接地線[VSS]，PMOS管[P2]的柵極[G]接振頻選擇信號(hào)[SEL]。
全文摘要
一種高精度頻率可選RC振蕩器，包括外接電阻[R]、電容[C]以及放電NMOS管[N1]，外接電阻[R]和電容[C]在電源[VDD]與地線[VCC]之間構(gòu)成充電回路，放電NMOS管[N1]漏極[D]接電容[C]的電壓端[V1]，源極[S]接地線[VCC]，柵極[G]接振蕩器輸出端[V2]，其特征在于所述振蕩器還包括四個(gè)反相器[INV1～I(xiàn)NV4]、一個(gè)反相器[INV5]或一個(gè)與非門[ND3]、兩個(gè)與非門[ND1～ND2]和兩個(gè)閾值可調(diào)反相器[SPINV1、SPINV2]。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有下列優(yōu)點(diǎn)1.振蕩頻率穩(wěn)定，幾乎不隨電壓的變化而變化；2.頻率調(diào)節(jié)原理簡(jiǎn)單，易于調(diào)試；3.振蕩器的振蕩周期的可選范圍寬，適用范圍廣。
文檔編號(hào)H03K3/00GK1665134SQ20051003858
公開(kāi)日2005年9月7日 申請(qǐng)日期2005年3月25日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月25日
發(fā)明者謝衛(wèi)國(guó), 袁翔, 江猛, 竹越華, 江石根 申請(qǐng)人:蘇州市華芯微電子有限公司