專利名稱：片上cmos數(shù)控lc振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種新型的片上CMOS數(shù)字控制LC振蕩器，特別適用于TD-SCDMA和PHS收發(fā)機(jī)CMOS集成芯片的設(shè)計(jì)，也可應(yīng)用于WCDMA和CDMA2000等無(wú)線通信系統(tǒng)收發(fā)機(jī)芯片的設(shè)計(jì)。
背景技術(shù)：
TD-SCDMA即時(shí)分同步碼分多址標(biāo)準(zhǔn)，是中國(guó)提出的具有獨(dú)立知識(shí)產(chǎn)權(quán)的新技術(shù)，TD-SCDMA的無(wú)線傳輸方案靈活地綜合了FDMA、TDMA和CDMA等基本傳輸方法。國(guó)際電信聯(lián)盟(ITU)在2000年5月將WCDMA、CDMA2000和TD-SCDMA三大主流無(wú)線接口標(biāo)準(zhǔn)，寫入3G(第三代移動(dòng)通信)技術(shù)指導(dǎo)性文件《2000年國(guó)際移動(dòng)通訊計(jì)劃》(簡(jiǎn)稱IMT-2000)中。TD-SCDMA將智能天線、同步CDMA和軟件無(wú)線電等當(dāng)今國(guó)際領(lǐng)先技術(shù)融于其中，因而與WCDMA和CDMA2000相比，它具有頻譜利用率高、支持多種通信接口、頻譜靈活性強(qiáng)、系統(tǒng)性能穩(wěn)定、設(shè)備成本低等優(yōu)勢(shì)。
PHS(Personal Handy Phone System個(gè)人手持電話系統(tǒng))俗稱小靈通，是一種將固定電話傳輸交換與無(wú)線接入技術(shù)有機(jī)結(jié)合在一起，充分利用固定電話網(wǎng)資源，以無(wú)線方式提供的在一定范圍內(nèi)具備移動(dòng)漫游功能的個(gè)人通信終端。與目前移動(dòng)電話中的GSM及CDMA系統(tǒng)相比，由于PHS具有話費(fèi)低廉、輻射小、待機(jī)時(shí)間長(zhǎng)、建設(shè)周期短、安裝簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，近年來(lái)在中國(guó)及亞洲其他地區(qū)獲得了迅速的發(fā)展，2005年，中國(guó)大陸地區(qū)的PHS用戶已經(jīng)突破了8000萬(wàn)。
個(gè)人通信市場(chǎng)的迅速發(fā)展要求通信系統(tǒng)的個(gè)人手持終端日益向著低成本、低功耗、小型化、支持多種模式工作等方向發(fā)展，而要達(dá)到以上要求的唯一途徑就是收發(fā)機(jī)芯片的集成化，實(shí)現(xiàn)所謂的片上系統(tǒng)(SOCSystem On Chip)，即盡可能地將收發(fā)機(jī)的射頻、模擬和數(shù)字模塊集成在一個(gè)芯片上，同時(shí)盡可能地減少片外分立元件的數(shù)量。隨著CMOS集成電路工藝尺寸的不斷縮小，數(shù)字電路的集成程度越來(lái)越高，但與此同時(shí)，芯片電源電壓的不斷降低給傳統(tǒng)的射頻和模擬電路設(shè)計(jì)帶來(lái)了越來(lái)越大的挑戰(zhàn)。
壓控振蕩器(VCOVoltage Controlled Oscillator)通常應(yīng)用在鎖相環(huán)頻率綜合器中，是構(gòu)成通信收發(fā)機(jī)射頻前端的關(guān)鍵模塊。傳統(tǒng)的CMOS壓控振蕩器分為兩種，一種是壓控LC振蕩器，它采用模擬電壓控制的變?nèi)莨芘c電感構(gòu)成LC振蕩回路，它的缺點(diǎn)是其性能容易隨著電源電壓的不斷降低而變差，在構(gòu)成片上系統(tǒng)時(shí)來(lái)自其它數(shù)字模塊的襯底耦合噪聲會(huì)顯著惡化它的噪聲性能，另外也不能直接用數(shù)字信號(hào)控制它的輸出振蕩頻率，因此，傳統(tǒng)的壓控LC振蕩器不能夠適應(yīng)當(dāng)前系統(tǒng)集成和深亞微米工藝的要求；另一種壓控振蕩器是由反相器鏈組成的環(huán)形振蕩器，其缺點(diǎn)是相位噪聲和雜散較大，輸出振蕩頻率精度較低，不能滿足當(dāng)前無(wú)線通信收發(fā)機(jī)的要求。另外，為了降低芯片成本，提高產(chǎn)品的市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)力，要求未來(lái)的收發(fā)機(jī)芯片盡可能地支持多種模式工作，比如能夠同時(shí)支持TD-SCDMA和PHS兩種系統(tǒng)的雙模收發(fā)機(jī)芯片，同時(shí)支持802.11a/b/g的WLAN收發(fā)機(jī)芯片等，這樣就對(duì)收發(fā)機(jī)的各個(gè)組成模塊提出了更高的要求。對(duì)于壓控振蕩器來(lái)說(shuō)，多種模式工作就要求它能夠滿足多種系統(tǒng)的噪聲性能，具有更寬的頻率調(diào)節(jié)范圍和更靈活的電路結(jié)構(gòu)，這些都給傳統(tǒng)的壓控振蕩器設(shè)計(jì)帶來(lái)了很大的挑戰(zhàn)。
近年來(lái)，采用數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)的射頻模塊的功能開始成為人們研究的熱點(diǎn)，先后有一些研究機(jī)構(gòu)提出了一類新穎的基于LC振蕩回路的CMOS數(shù)控LC振蕩器，它們利用輸入數(shù)字信號(hào)來(lái)控制LC振蕩回路的電容值，從而達(dá)到能夠直接用數(shù)字信號(hào)控制振蕩器輸出頻率的目的，因而被稱作數(shù)控LC振蕩器(DCODigital Controlled Oscillator)。這種數(shù)控LC振蕩器的性能較好，對(duì)于電源電壓的降低不敏感，利用它可以方便的構(gòu)成易于片上集成的全數(shù)字鎖相環(huán)，因而非常符合當(dāng)前深亞微米工藝和系統(tǒng)集成化的發(fā)展趨勢(shì)。美國(guó)TI公司所提出的數(shù)控LC振蕩器采用了∑Δ調(diào)制技術(shù)來(lái)提高輸出頻率的精度并降低相位噪聲，但是其在鎖定狀態(tài)下的細(xì)調(diào)頻范圍較小，不能夠滿足寬帶3G收發(fā)機(jī)的要求(例如系統(tǒng)仿真表明TD-SCDMA收發(fā)機(jī)要求振蕩器的調(diào)頻范圍大于100MHz)，另外，它在相位噪聲、雜散、系統(tǒng)復(fù)雜性等方面還應(yīng)該進(jìn)一步改進(jìn)；德國(guó)的Infineon公司采用了一個(gè)較大規(guī)模的MOS變?nèi)莨芫仃噥?lái)實(shí)現(xiàn)數(shù)控LC振蕩器，但是其相位噪聲和輸出頻率精度較差，不能滿足當(dāng)前無(wú)線通信系統(tǒng)的要求。另外，在PHS收發(fā)機(jī)中，要求其頻率綜合器具有非?？斓逆i定時(shí)間(最好要小于15微秒左右)，因而在其鎖相環(huán)以及振蕩器設(shè)計(jì)上均需要特別考慮。
綜上所述，傳統(tǒng)的壓控振蕩器并不適合當(dāng)前深亞微米工藝和系統(tǒng)集成化的發(fā)展趨勢(shì)，并且在實(shí)現(xiàn)現(xiàn)代無(wú)線通訊收發(fā)機(jī)芯片時(shí)將會(huì)面臨越來(lái)越多的困難；而已有的數(shù)控LC振蕩器并不適合TD-SCDMA以及PHS收發(fā)機(jī)的要求。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種片上CMOS數(shù)控LC振蕩器，該振蕩器尤其適用于TD-SCDMA以及PHS收發(fā)機(jī)系統(tǒng)芯片的設(shè)計(jì)中。
本發(fā)明的特征在于，含有第1耦合對(duì)管PM1和PM2，第2耦合對(duì)管NM1和NM2以及LC振蕩回路，其中所述第1耦合對(duì)管中，PM1管和PM2管的源極相連后經(jīng)過(guò)一個(gè)電流偏置的電流源連接到電源電壓VDD；所述第2耦合對(duì)管中，NM1管和NM2管的源極相連后接地；在所述第1耦合對(duì)管和第2耦合對(duì)管之間，PM1管的漏極、PM2管的柵極、NM1管的漏極、NM2管的柵極彼此相連后，構(gòu)成所述片上CMOS數(shù)控LC振蕩器的一個(gè)輸出端outP；PM2管的漏極、PM1管的柵極、NM2管的漏極、NM1管的柵極彼此相連后，構(gòu)成所述片上CMOS數(shù)控LC振蕩器的另一個(gè)輸出端outN；所述LC振蕩回路并聯(lián)于所述片上CMOS數(shù)控LC振蕩器的outP、outN兩個(gè)輸出端之間，含有相互之間并聯(lián)的差分電感、差分固定電容對(duì)以及變?nèi)菘刂齐娐?，其中所述的差分固定電容?duì)由金屬-絕緣體-金屬電容組成，其作用是有效改善所述數(shù)控LC振蕩器的相位噪聲性能并提高所述振蕩器的頻率調(diào)節(jié)線性度；所述變?nèi)菘刂齐娐酚上嗷ゲ⒙?lián)于所述outP、outN兩端且各帶接口電路的金屬-絕緣體-金屬開關(guān)電容陣列、鎖定模式MOS電容陣列的整數(shù)部分以及鎖定模式MOS電容陣列的分?jǐn)?shù)部分組成，各個(gè)組成部分在各自的數(shù)字信號(hào)控制下分別改變各自的電容值，從而改變接入LC振蕩回路的總電容值，并改變輸出振蕩頻率，其中所述金屬-絕緣體-金屬開關(guān)電容陣列是一個(gè)在所述振蕩器啟動(dòng)后首先要執(zhí)行的工藝-電壓-溫度校準(zhǔn)模式中所使用的電路結(jié)構(gòu)，其中，所述的接口電路的輸入是一組二進(jìn)制的工藝-電壓-溫度校準(zhǔn)模式所使用的數(shù)字控制信號(hào)PVT[5:0]，接口電路的輸出是一組開關(guān)控制信號(hào)P[5:0]；所述金屬-絕緣體-金屬開關(guān)電容陣列是一組差分開關(guān)電容對(duì)，每一電容對(duì)中的電容采用金屬-絕緣體-金屬電容，它們的電容值根據(jù)所述開關(guān)控制信號(hào)P[5:0]中各開關(guān)控制信號(hào)的序號(hào)按照二進(jìn)制順序依次排列，而開關(guān)控制信號(hào)是通過(guò)在每一電容對(duì)中間串連著的一個(gè)MOS開關(guān)對(duì)每一電容對(duì)的開閉進(jìn)行控制的；所述鎖定模式MOS電容陣列的整數(shù)部分和分?jǐn)?shù)部分同時(shí)工作時(shí)執(zhí)行鎖定模式，使振蕩器鎖定在所要求的頻率點(diǎn)上；在該鎖定模式中，采用了差分PMOS單元變?nèi)莨軜?gòu)成所述的鎖定模式MOS電容陣列中的MOS變?nèi)莨?，所述差分PMOS單元變?nèi)莨?，由兩個(gè)相同尺寸的PMOS管M1、M2組成，該M1管、M2管的襯底相連后接電源電壓VDD，M1管、M2管各自的源極和漏極相連后接數(shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)，而M1管的柵極和M2管的柵極分別作為差分PMOS單元變?nèi)莨艿妮敵鲞B接所述數(shù)控LC振蕩器的outP、outN端；在所述鎖定模式MOS電容陣列的整數(shù)部分中，有10位鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)，表示為L(zhǎng)ock_I[9:0]，其中的高4位信號(hào)Lock_I[9:6]通過(guò)一個(gè)接口電路產(chǎn)生列選信號(hào)C[15:0]和行選使能信號(hào)N[15:0]，而中間4位信號(hào)Lock_I[5:2]通過(guò)另一個(gè)接口電路產(chǎn)生行選信號(hào)R[15:0]，所述列選信號(hào)C[15:0]、行選使能信號(hào)N[15:0]以及行選信號(hào)R[15:0]分別送往一個(gè)16×16的A類單元矩陣的列和行；所述10位鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)的整數(shù)部分中的低2位信號(hào)Lock_I[1:0]通過(guò)第三個(gè)接口電路產(chǎn)生控制信號(hào)S[2:0]送往B類單元陣列；所述A類單元矩陣中的A類單元電路由4個(gè)并聯(lián)于所述outP、outN兩端的差分PMOS單元變?nèi)莨芗捌浣獯a電路組成，該解碼電路的邏輯表達(dá)式為CtrlA＝C+(N*R)， (1)其中CtrlA是數(shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)，所述解碼電路的輸出端同時(shí)與所述4個(gè)差分PMOS單元變?nèi)莨苤懈鱌MOS管的源極、漏極相連；所述B類單元陣列中的B類單元電路由1個(gè)并聯(lián)于所述outP、outN兩端的差分PMOS單元變?nèi)莨芗捌浣獯a電路組成，該解碼電路的邏輯表達(dá)式為CtrlB＝S， (2)其中CtrlB是數(shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)，所述解碼電路的輸出端同時(shí)與所述1個(gè)差分PMOS單元變?nèi)莨苤械腜MOS管的源極、漏極相連；在所述鎖定模式MOS電容陣列的分?jǐn)?shù)部分中，鎖定模式控制信號(hào)的分?jǐn)?shù)部分有8位，表示為L(zhǎng)ock_F[7:0]，該信號(hào)通過(guò)一個(gè)數(shù)字∑Δ調(diào)制器，產(chǎn)生一串整數(shù)∑Δ調(diào)制信號(hào)F[2:0]，來(lái)控制相對(duì)應(yīng)的差分PMOS單元變?nèi)莨苤懈鱌MOS管的源極和漏極的直流偏置電壓，使得各個(gè)差分PMOS單元電容管分別在高低兩個(gè)電容狀態(tài)之間高速翻轉(zhuǎn)，從而使LC振蕩回路輸出信號(hào)的頻率也隨之高速地在幾個(gè)頻率之間跳轉(zhuǎn)，這樣產(chǎn)生的振蕩信號(hào)在所設(shè)定的時(shí)間段內(nèi)的平均周期就等于鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)的分?jǐn)?shù)部分所指定的輸出振蕩周期，而分?jǐn)?shù)部分所對(duì)應(yīng)的輸出振蕩頻率也由此確定。
所述的片上CMOS數(shù)控LC振蕩器，其另一方面特征在于，所述的數(shù)字∑Δ調(diào)制器是一種具有低雜散性能的單級(jí)三階前饋結(jié)構(gòu)的數(shù)字∑Δ調(diào)制器；所述的鎖定模式控制信號(hào)(分?jǐn)?shù)部分)Lock_F[7:0]通過(guò)所述的數(shù)字∑Δ調(diào)制器，產(chǎn)生一串整數(shù)∑Δ調(diào)制信號(hào)F[2:0]，F(xiàn)[2:0]與Lock_F[7:0]之間的關(guān)系由下面的z域傳輸函數(shù)確定F(z)=Lock_F(z)·z-1(2-2.5z-1+z-2)1-z-1+0.5z-2+Q(z)·(1-z-1)31-z-1+0.5z-2.---(3)]]>所述的片上CMOS數(shù)控LC振蕩器，其另一方面特征在于，所述的工藝-電壓-溫度校準(zhǔn)模式數(shù)字控制信號(hào)PVT[5:0]為一組二進(jìn)制數(shù)，所述的開關(guān)控制信號(hào)P[5:0]與其相等，接口電路僅起到緩沖和鎖存的作用，兩者之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系為P[5:0]＝PVT[5:0]； (4)所述的片上CMOS數(shù)控LC振蕩器，其另一方面特征在于，所述的鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)(整數(shù)部分)Lock_I[9:0]為一組二進(jìn)制數(shù)，高4位信號(hào)Lock_I[9:6]通過(guò)一個(gè)接口電路產(chǎn)生列選信號(hào)C[15:0]和行選使能信號(hào)N[15:0]，所述的C[15:0]為L(zhǎng)ock_I[9:6]所對(duì)應(yīng)的溫度計(jì)碼，所述的Lock_I[9:6]與C[15:0]、N[15:0]的關(guān)系如下表所示
附表1 Lock_I[9:6]與C[15:0]、R[15:0]之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系

所述的中間4位信號(hào)Lock_I[5:2]通過(guò)另一個(gè)接口電路產(chǎn)生行選信號(hào)R[15:0]，R[15:0]為L(zhǎng)ock_I[5:2]所對(duì)應(yīng)的溫度計(jì)碼，R[15:0]與Lock_I[5:2]之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系與附表1中C[15:0]與Lock_I[9:6]之間的關(guān)系相同；所述的低2位信號(hào)Lock_I[1:0]通過(guò)第三個(gè)接口電路產(chǎn)生控制信號(hào)S[2:0]，所述的S[2:0]與Lock_I[1:0]的對(duì)應(yīng)關(guān)系如下表所示附表2 Lock_I[1:0]與S[2:0]之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系

本發(fā)明所解決的技術(shù)問(wèn)題是針對(duì)現(xiàn)有CMOS壓控振蕩器以及數(shù)控LC振蕩器的不足，提出了一種新的CMOS數(shù)控LC振蕩器，它結(jié)合了已有數(shù)控LC振蕩器的優(yōu)點(diǎn)并在此基礎(chǔ)上進(jìn)行了一定的改進(jìn)和創(chuàng)新，得到了較好的性能，能夠有效的滿足當(dāng)前的通信收發(fā)機(jī)，尤其是TD-SCDMA和PHS收發(fā)機(jī)的要求。本發(fā)明針對(duì)TD-SCDMA和PHS收發(fā)機(jī)對(duì)于壓控振蕩器的指標(biāo)要求，設(shè)計(jì)了雙模遞進(jìn)的工作方式，采用了改進(jìn)的基于MIM(金屬-絕緣體-金屬)開關(guān)電容陣列、MOS管電容矩陣和低雜散數(shù)字∑Δ調(diào)制器相結(jié)合的變?nèi)莘绞?。通過(guò)以上方法，本發(fā)明能夠達(dá)到100MHz以上的細(xì)調(diào)頻范圍，調(diào)頻精度小于1kHz，有效滿足了TD-SCDMA以及其他3G通信系統(tǒng)的寬調(diào)頻范圍要求。而且，使用該種數(shù)控LC振蕩器結(jié)合其他數(shù)字模塊所構(gòu)成的全數(shù)字鎖相環(huán)，可以大大縮短鎖相環(huán)頻率綜合器的鎖定時(shí)間，有效滿足了PHS系統(tǒng)快速鎖定的要求。電路仿真表明，本方案所提出的CMOS數(shù)控LC振蕩器還具有低功耗、低相位噪聲、低雜散、強(qiáng)魯棒性和易于系統(tǒng)集成等優(yōu)點(diǎn)，可以有效滿足當(dāng)前無(wú)線通信收發(fā)機(jī)對(duì)于振蕩器性能的苛刻要求。這種數(shù)控LC振蕩器可應(yīng)用于TD-SCDMA和PHS收發(fā)機(jī)CMOS集成芯片的設(shè)計(jì)中，由于可以同時(shí)滿足以上兩種系統(tǒng)的要求，它也特別適用于TD-SCDMA/PHS雙模收發(fā)機(jī)芯片的設(shè)計(jì)中。另外，它也可應(yīng)用于WCDMA和CDMA2000等其他通信收發(fā)機(jī)中。
本發(fā)明所涉及的這種CMOS數(shù)控LC振蕩器能夠直接用輸入數(shù)字信號(hào)控制LC振蕩回路的電容值，從而得到指定的輸出振蕩頻率。這種振蕩器的偏置電路、負(fù)阻電路、電感等基本結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)方法相同，其創(chuàng)新點(diǎn)主要是采用了新穎的變?nèi)菘刂齐娐?，這種變?nèi)菘刂齐娐返奶攸c(diǎn)包括1)采用雙模遞進(jìn)的工作方式，即模式1PVT(工藝-電壓-溫度)校準(zhǔn)模式和模式2鎖定模式，來(lái)逐級(jí)得到指定的輸出振蕩頻率。
2)在模式1中，采用數(shù)字信號(hào)控制的MIM(金屬-絕緣體-金屬)開關(guān)電容陣列來(lái)在非常寬的調(diào)頻范圍內(nèi)粗略地校準(zhǔn)輸出振蕩頻率由于制造工藝、電源電壓和環(huán)境溫度等因素的波動(dòng)而造成的偏差。
3)在模式2中，采用數(shù)字信號(hào)控制的MOS電容矩陣結(jié)合高速數(shù)字∑Δ調(diào)制的方式來(lái)在較寬的調(diào)頻范圍內(nèi)得到精度很高的輸出振蕩頻率。
4)在模式2中，將MOS變?nèi)莨艿穆?lián)接方式加以改進(jìn)，有效降低了振蕩器對(duì)于噪聲的敏感度。
5)在模式2中的數(shù)字∑Δ調(diào)制器采用具有低雜散性能的單級(jí)三階前饋結(jié)構(gòu)(FF33rd-order FeedForward)來(lái)進(jìn)一步降低相位噪聲和雜散。
6)在變?nèi)菘刂齐娐穬啥瞬⒙?lián)一定電容值的固定差分MIM電容對(duì)來(lái)降低振蕩器的相位噪聲和改善振蕩器頻率調(diào)節(jié)的線性度。
通過(guò)采用具有上述特點(diǎn)的變?nèi)菘刂齐娐?，該?shù)控LC振蕩器能夠在滿足系統(tǒng)性能要求的同時(shí)達(dá)到100MHz以上的細(xì)頻率調(diào)節(jié)范圍，頻率調(diào)節(jié)的精度小于1kHz，因而可以應(yīng)用于TD-SCDMA、WCDMA等寬帶通信收發(fā)機(jī)的芯片中。


圖1顯示了該數(shù)控LC振蕩器的典型整體結(jié)構(gòu)。
圖2顯示了該變?nèi)菘刂齐娐返慕M成結(jié)構(gòu)以及與圖1的連接方式。
圖3顯示了該變?nèi)菘刂齐娐返墓ぷ鞣绞健?br> 圖4顯示了MIM開關(guān)電容陣列以及所使用的MOS開關(guān)的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖5顯示了鎖定模式MOS電容陣列(整數(shù)部分)的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖6顯示了鎖定模式中所使用的差分PMOS單元變?nèi)莨艿穆?lián)接方式。
圖7顯示了目前已有的數(shù)控LC振蕩器中常用的MOS變?nèi)莨芄ぷ鲿r(shí)的變?nèi)莨茈娙葜?柵漏偏置電壓曲線。
圖8顯示了本發(fā)明所應(yīng)用的改進(jìn)的MOS變?nèi)莨芄ぷ鲿r(shí)的變?nèi)莨茈娙葜?柵漏偏置電壓曲線。
圖9顯示了圖5中所使用的A類單元的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖10顯示了圖5中所使用的B類單元的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖11顯示了鎖定模式MOS電容陣列(分?jǐn)?shù)部分)的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖12顯示了該變?nèi)菘刂齐娐匪捎玫膯渭?jí)三階前饋(FF3)結(jié)構(gòu)數(shù)字∑Δ調(diào)制器的z域結(jié)構(gòu)圖。
圖13顯示了目前已有的數(shù)控LC振蕩器中常用的級(jí)聯(lián)三階(MASH 1-1-1)結(jié)構(gòu)數(shù)字∑Δ調(diào)制器的輸出功率譜密度。
圖14顯示了本發(fā)明所采用的單級(jí)三階前饋(FF3)結(jié)構(gòu)數(shù)字∑Δ調(diào)制器的輸出功率譜密度。
圖15顯示了使用級(jí)聯(lián)三階(MASH 1-1-1)結(jié)構(gòu)數(shù)字∑Δ調(diào)制器的LC數(shù)控振蕩器輸出信號(hào)的相位功率譜密度。
圖16顯示了使用本發(fā)明所采用的單級(jí)三階前饋(FF3)結(jié)構(gòu)數(shù)字∑Δ調(diào)制器的LC數(shù)控振蕩器輸出信號(hào)的相位功率譜密度。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明的技術(shù)解決方案是對(duì)于常用的壓控LC振蕩器的電路結(jié)構(gòu)加以改進(jìn)，通過(guò)輸入數(shù)字信號(hào)離散地控制LC振蕩回路的電容值，從而輸出指定的振蕩頻率。在LC振蕩回路中，振蕩頻率由下式?jīng)Q定
fout=12πLC,---(1)]]>其中fout為L(zhǎng)C振蕩回路的振蕩頻率，L為回路電感值，C為回路電容值。由式(1)可見，如果能夠按照輸入的數(shù)字信號(hào)相對(duì)應(yīng)地改變振蕩回路中的電容值，就可以得到指定的輸出振蕩頻率。數(shù)控LC振蕩器的典型電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，VDD為電源電壓，由差分電感、差分固定電容對(duì)和變?nèi)菘刂齐娐方M成LC振蕩回路。變?nèi)菘刂齐娐吩谳斎霐?shù)字控制信號(hào)的作用下改變接入LC振蕩回路的電容值，從而在outP與outN兩端得到與控制信號(hào)相對(duì)應(yīng)的差分輸出振蕩頻率。電路仿真表明，在變?nèi)菘刂齐娐穬啥瞬⒙?lián)一對(duì)由MIM(金屬-絕緣體-金屬)電容組成的差分固定電容對(duì)，可以有效改善振蕩器的相位噪聲性能并且提高振蕩器頻率調(diào)節(jié)的線性度。CMOS耦合對(duì)管NM1-NM2、PM1-PM2用來(lái)提供維持LC回路振蕩所需的負(fù)阻，圖1中的電流源用來(lái)為電路提供直流偏置。圖1中的負(fù)阻電路、電流源以及電流源偏置電路的設(shè)計(jì)與傳統(tǒng)的壓控LC振蕩器相同。
變?nèi)菘刂齐娐返慕M成結(jié)構(gòu)以及與整體電路的連接關(guān)系如圖2所示，它由MIM開關(guān)電容陣列，鎖定模式MOS電容陣列(整數(shù)部分)，鎖定模式MOS電容陣列(分?jǐn)?shù)部分)三部分組成，各部分均與圖1中的outP和outN兩端相連(各部分的具體連接方式見圖4，圖5，圖11)，各部分在各自的數(shù)字控制信號(hào)的作用下分別改變各自在outP和outN兩端所并聯(lián)的電容值，從而改變接入LC振蕩回路的總電容值并改變輸出振蕩頻率。為了達(dá)到較寬的細(xì)調(diào)頻范圍并且降低電路復(fù)雜度，本發(fā)明設(shè)計(jì)了雙模遞進(jìn)的工作方式來(lái)逐級(jí)得到數(shù)字控制信號(hào)所指定的振蕩頻率，其工作方式如圖3所示，在數(shù)控LC振蕩器啟動(dòng)后，它首先工作在模式1PVT(工藝-電壓-溫度)校準(zhǔn)模式，通過(guò)輸入PVT校準(zhǔn)模式數(shù)字控制信號(hào)改變MIM開關(guān)電容陣列的電容值，對(duì)振蕩頻率由于制造工藝、電源電壓、環(huán)境溫度等因素引起的波動(dòng)進(jìn)行校準(zhǔn)，使振蕩器工作在所要求的頻率范圍內(nèi)。通常，模式1的調(diào)頻范圍在500MHz以上，調(diào)頻精度在10MHz左右。然后，振蕩器開始工作在模式2鎖定模式，通過(guò)輸入鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)(包括整數(shù)部分與分?jǐn)?shù)部分)，使振蕩器工作在所要求的頻率點(diǎn)上。通常，模式2的調(diào)頻范圍在100MHz左右，調(diào)頻精度在1kHz以內(nèi)。
模式1(PVT校準(zhǔn)模式)的電路結(jié)構(gòu)如圖4所示，其電路由按照二進(jìn)制權(quán)重組成的一組MIM開關(guān)電容陣列及其接口電路組成。接口電路的功能是根據(jù)輸入的二進(jìn)制數(shù)字控制信號(hào)PVT[5:0]產(chǎn)生一組高電平或低電平的開關(guān)控制信號(hào)P[5:0]，并且作為緩沖器，減小耦合到數(shù)字控制線上的外部噪聲。MIM開關(guān)電容通過(guò)在差分MIM電容對(duì)中間串連一個(gè)由開關(guān)控制信號(hào)P[5:0]控制的MOS開關(guān)組成，每一個(gè)MIM電容對(duì)的兩端均分別連接到outP和outN。MIM開關(guān)電容對(duì)的數(shù)目根據(jù)系統(tǒng)需要選定(在圖4的例子中，數(shù)字控制信號(hào)為6位，相應(yīng)的其MIM電容對(duì)的數(shù)目為6)，MIM電容對(duì)的電容值按照二進(jìn)制順序依次排列。假設(shè)MIM開關(guān)電容對(duì)的單位電容值為C，則由二進(jìn)制開關(guān)控制信號(hào)的最低位P
所控制的MIM電容對(duì)的電容值為C，由次低位P[1]所控制的電容對(duì)的電容值為2C，P[2]所控制的電容對(duì)的電容值為4C，...，最高位P[5]所控制的電容對(duì)的電容值為64C。MOS開關(guān)的電路結(jié)構(gòu)如圖4所示，在開關(guān)控制信號(hào)P[k]的作用下，可以使開關(guān)處于打開或者關(guān)閉狀態(tài)，從而改變接入LC振蕩回路的電容值。當(dāng)P[k]為高電平時(shí)，開關(guān)導(dǎo)通，將開關(guān)兩邊的MIM電容接入outP和outN兩端，相當(dāng)于增加了LC振蕩回路的電容值；當(dāng)P[k]為低電平時(shí)，開關(guān)截止，將開關(guān)兩邊的MIM電容與outP、outN兩個(gè)節(jié)點(diǎn)斷開，相當(dāng)于減小了LC振蕩回路的電容值。相比于MOS電容，MIM電容可以在較寬的偏置電壓范圍內(nèi)得到理想的線性度，由于在變?nèi)菘刂齐娐分蠱IM電容在總電容中所占的比重最大，因而在模式1中使用MIM電容可以有效的改善振蕩器的性能。
模式2為鎖定模式，其輸入數(shù)字控制信號(hào)分為整數(shù)部分和分?jǐn)?shù)部分，相應(yīng)的鎖定模式MOS電容陣列也分為整數(shù)和分?jǐn)?shù)兩部分。鎖定模式MOS電容陣列(整數(shù)部分)的電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。為了提高頻率調(diào)節(jié)的精度，在模式2中采用了MOS變?nèi)莨芙M成數(shù)控電容陣列。在現(xiàn)代CMOS工藝中，相對(duì)于MIM電容，MOS變?nèi)莨芸梢缘玫礁_的電容值，從而可以得到更高的頻率調(diào)節(jié)精度。
在鎖定模式中采用了差分PMOS單元變?nèi)莨軄?lái)構(gòu)成鎖定模式MOS電容陣列(包括整數(shù)部分和分?jǐn)?shù)部分)，每一個(gè)差分PMOS單元變?nèi)莨苡梢粚?duì)制造工藝所能提供的最小尺寸的PMOS管組成，其電路連接方式如圖6所示，其中M1和M2為差分PMOS單元變?nèi)莨?，該M1管、M2管的襯底相連后接電源電壓VDD，M1管、M2管各自的源極和漏極相連后接數(shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)，而M1管的柵極和M2管的柵極分別作為差分PMOS單元變?nèi)莨艿妮敵鲞B接振蕩器的outP、outN端。目前已有的數(shù)控LC振蕩器中常用的MOS變?nèi)莨艿脑礃O、漏極和襯底都與數(shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)相連，其柵極分別與LC數(shù)控振蕩器中的outP和outN相連，這種MOS變?nèi)莨芡ǔ？梢怨ぷ髟诜葱蛥^(qū)、耗盡區(qū)和累積區(qū)三個(gè)區(qū)域(如圖7中仿真所得的常用變?nèi)莨艿淖內(nèi)莨茈娙葜?柵漏偏置電壓曲線所示)，這樣就使得變?nèi)莨艿牡碗娙輩^(qū)不夠平坦，從而使變?nèi)莨艿碾娙葜祵?duì)于噪聲比較敏感，惡化了振蕩器的相位噪聲性能。本發(fā)明針對(duì)這一問(wèn)題進(jìn)行了改進(jìn)，通過(guò)將PMOS變?nèi)莨艿囊r底接到電源電壓上(見圖6)，可以使PMOS變?nèi)莨鼙苊膺M(jìn)入累積區(qū)，從而使變?nèi)莨苤还ぷ髟诤谋M區(qū)和反型區(qū)兩個(gè)區(qū)域(對(duì)應(yīng)于變?nèi)莨艿牡碗娙輩^(qū)和高電容區(qū))，并且使變?nèi)莨艿牡碗娙輩^(qū)足夠平坦，從而降低了變?nèi)莨軐?duì)于噪聲的敏感度。由輸入數(shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)控制PMOS變?nèi)莨茉礃O和漏極的偏置電壓，使得變?nèi)莨苤还ぷ髟诟叩蛢煞N電容狀態(tài)(如圖8中的橢圓區(qū)域所示)，由圖8中的仿真曲線可見，在這兩個(gè)區(qū)域中PMOS變?nèi)莨艿碾娙?電壓曲線非常平坦，因而本發(fā)明中的數(shù)控振蕩器對(duì)于噪聲和電源電壓波動(dòng)均不敏感，仿真表明，該振蕩器在相同功耗下能夠得到比傳統(tǒng)的壓控振蕩器和其他數(shù)控LC振蕩器低很多的相位噪聲。之所以采用PMOS管作為變?nèi)莨苁且驗(yàn)镻MOS管一般都處在單獨(dú)的N阱中，相比于NMOS管，PMOS管對(duì)于襯底噪聲相對(duì)不敏感。
為了使振蕩器具有較寬的細(xì)頻率調(diào)節(jié)范圍，要求鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)(整數(shù)部分)的位數(shù)較高(通常應(yīng)該取10位左右)。在圖5的例子中，其鎖定模式控制信號(hào)(整數(shù)部分)Lock_I設(shè)定為10位。為了在鎖定模式下得到較好的調(diào)頻線性度，需要Lock_I所控制的每個(gè)差分MOS單元變?nèi)莨芫哂邢嗤臋?quán)值，這樣就需要1024個(gè)差分MOS單元變?nèi)莨芤约?024條電容控制線，這將給芯片版圖的布局布線帶來(lái)很大的困難。為了簡(jiǎn)化電路的復(fù)雜度，在本發(fā)明中，采用了如圖5所示的MOS變?nèi)莨荜嚵校撟內(nèi)莨荜嚵杏?56個(gè)A類單元和3個(gè)B類單元以及它們的接口電路組成，其中256個(gè)A類單元排列為一個(gè)16×16的A類單元矩陣。接口電路的功能是根據(jù)輸入的二進(jìn)制數(shù)字控制信號(hào)Lock_I[9:0]產(chǎn)生相應(yīng)的A類單元矩陣的控制信號(hào)C[15:0]、N[15:0]、R[15:0]以及B類單元陣列的控制信號(hào)S[2:0]，并且作為緩沖器，減小耦合到數(shù)字控制線上的外部噪聲。假設(shè)輸入的10位鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)(整數(shù)部分)表示為L(zhǎng)ock_I[9:0]，其高4位信號(hào)Lock_I[9:6]通過(guò)接口電路產(chǎn)生列選信號(hào)C[15:0]和行選使能信號(hào)N[15:0]，其中間4位信號(hào)Lock_I[5:2]通過(guò)另一個(gè)接口電路產(chǎn)生行選信號(hào)R[15:0]，其低2位信號(hào)Lock_I[1:0]通過(guò)第三個(gè)接口電路產(chǎn)生B類單元控制信號(hào)S[2:0]。A類單元的電路結(jié)構(gòu)如圖9所示，它由4個(gè)差分PMOS單元變?nèi)莨芗捌浣獯a電路組成，其解碼電路的邏輯表達(dá)式為CtrlA＝C+(N*R)， (2)其中C為列選信號(hào)，N為行選使能信號(hào)，R為行選信號(hào)，CtrlA為差分PMOS單元變?nèi)莨艿臄?shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)，當(dāng)CtrlA為高電平時(shí)，A類單元中的4個(gè)差分PMOS單元變?nèi)莨芏脊ぷ髟诟唠娙輩^(qū)，當(dāng)CtrlA為低電平時(shí)，單元變?nèi)莨芏脊ぷ髟诘碗娙輩^(qū)。這樣，接口電路根據(jù)輸入控制信號(hào)Lock_I的具體值，產(chǎn)生相應(yīng)的A類單元矩陣控制信號(hào)C、N和R，在解碼電路的作用下產(chǎn)生每個(gè)A類單元各自的變?nèi)菘刂菩盘?hào)CtrlA，使每個(gè)A類單元中的4個(gè)差分PMOS單元變?nèi)莨芡瑫r(shí)工作在高電容狀態(tài)或者低電容狀態(tài)。
B類單元的電路結(jié)構(gòu)如圖10所示，它含有1個(gè)差分PMOS單元變?nèi)莨芗捌浣獯a電路，其解碼電路的邏輯表達(dá)式為CtrlB＝S， (3)其中S為B類單元控制信號(hào)，CtrlB為差分PMOS單元變?nèi)莨艿臄?shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)，當(dāng)CtrlB為高電平時(shí)，B類單元中的差分PMOS單元變?nèi)莨芄ぷ髟诟唠娙輩^(qū)，當(dāng)CtrlB為低電平時(shí)，變?nèi)莨芄ぷ髟诘碗娙輩^(qū)。
假如鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)(整數(shù)部分)Lock_I[9:0]的取值為0010_0011_10，通過(guò)接口電路和解碼器的作用，將使得A類單元矩陣中的第1列和第2列共32個(gè)A類單元，第3列的3個(gè)A類單元，以及2個(gè)B類單元工作在高電容狀態(tài)，其余單元?jiǎng)t工作在低電容狀態(tài)，從而得到相應(yīng)的輸出振蕩頻率。A類單元與B類單元中的差分PMOS單元變?nèi)莨艿膬蓚€(gè)柵極分別與數(shù)控振蕩器的outP和outN相連。
這樣，就將一個(gè)含有1024個(gè)單元變?nèi)莨芎?024條電容控制線的大規(guī)模MOS電容陣列化簡(jiǎn)為256個(gè)A類單元和3個(gè)B類單元組成的，僅含有51條電容控制線(其中C、N和R各為16條，S為3條)的MOS電容陣列，從而簡(jiǎn)化了控制線的數(shù)目和電路復(fù)雜度。在圖5中，為了提高匹配精度，在版圖設(shè)計(jì)時(shí)將3個(gè)B類單元均勻地嵌入到A類單元矩陣中。使用這種方法結(jié)合∑Δ調(diào)制技術(shù)，可以使數(shù)控LC振蕩器在100MHz以上的范圍內(nèi)達(dá)到1kHz以下的調(diào)制精度。
鎖定模式MOS電容陣列(分?jǐn)?shù)部分)采用了∑Δ調(diào)制的原理來(lái)提高頻率調(diào)節(jié)的精度，如圖11所示，鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)(分?jǐn)?shù)部分)Lock_F[7:0]通過(guò)一個(gè)高速的數(shù)字∑Δ調(diào)制器，產(chǎn)生一連串高速的整數(shù)∑Δ調(diào)制信號(hào)F[2:0]來(lái)控制相對(duì)應(yīng)的差分PMOS單元變?nèi)莨?，使得PMOS變?nèi)莨芊謩e在高低兩個(gè)電容狀態(tài)間高速的翻轉(zhuǎn)，因而LC回路輸出信號(hào)的振蕩頻率也隨之高速的在幾個(gè)頻率間跳轉(zhuǎn)。由∑Δ調(diào)制的基本原理可知(可參考文獻(xiàn)B.Miller and B.Conley，“A multiple modulator fractional divider(一種多極調(diào)制分?jǐn)?shù)分頻器)，”IEEE Trans.Instrum.Meas.，vol.40，pp.578-593，June 1991以及文獻(xiàn)R.Staszewski，et al.“A firstmultigigahertz digitally controlled oscillator for wireless applications(一種應(yīng)用于無(wú)線通信的可工作在GHz的數(shù)控振蕩器)，”IEEE Trans.MTT，Vol.51，No.11，Nov.2003，pp.2154-2164.)，這樣產(chǎn)生的振蕩信號(hào)在一段時(shí)間內(nèi)的平均周期就等于鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)的分?jǐn)?shù)部分所指定的輸出振蕩周期，該振蕩周期具有很高的精度。由于振蕩信號(hào)的周期和頻率之間具有如下關(guān)系f=1T,---(4)]]>其中f為振蕩頻率，T為振蕩周期。鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)的分?jǐn)?shù)部分所對(duì)應(yīng)的輸出振蕩頻率也由此確定。
這樣，通過(guò)采用高速∑Δ調(diào)制技術(shù)，利用過(guò)采樣和噪聲整形的原理，我們就可以得到所指定的高精度的輸出振蕩頻率，其調(diào)頻精度可以小于1kHz，同時(shí)其相位噪聲和雜散也非常低。圖11中，所有差分PMOS單元變?nèi)莨芫鶠橹圃旃に囁芴峁┑淖钚〕叽?，差分PMOS單元變?nèi)莨艿膬蓚€(gè)柵極分別與數(shù)控振蕩器中的outP和outN相連。
目前已有的數(shù)控LC振蕩器中多采用級(jí)聯(lián)三階結(jié)構(gòu)(MASH 1-1-1)的數(shù)字∑Δ調(diào)制器，該調(diào)制器最大的缺點(diǎn)是在調(diào)制過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生較大的雜散信號(hào)，降低了振蕩器的性能(如圖13的仿真曲線所示)，針對(duì)這個(gè)問(wèn)題，本發(fā)明采用了具有低雜散性能的單級(jí)三階前饋結(jié)構(gòu)(FF33rd-order FeedForward)的數(shù)字∑Δ調(diào)制器，其z域結(jié)構(gòu)如圖12所示，根據(jù)其z域結(jié)構(gòu)，可以很容易的用累加器、移位器、加法器、寄存器和數(shù)字量化器構(gòu)成這種數(shù)字∑Δ調(diào)制器，其具體結(jié)構(gòu)可以不唯一，但是z域模型是相同的，因此在這里省略其具體電路結(jié)構(gòu)圖，由圖12即可充分表示這種調(diào)制器的結(jié)構(gòu)。仿真表明，該調(diào)制器相比于級(jí)聯(lián)三階(MASH 1-1-1)結(jié)構(gòu)∑Δ調(diào)制器，具有幾乎相同的工作速度、噪聲整形效果、穩(wěn)定輸入范圍、功耗以及硬件復(fù)雜度，但是調(diào)制過(guò)程中所產(chǎn)生的雜散信號(hào)則小了很多(如圖14的仿真曲線所示)。圖15，圖16顯示了在其余條件和參數(shù)均相同時(shí)，分別采用上述兩種∑Δ調(diào)制器的數(shù)控LC振蕩器輸出信號(hào)相位的功率譜密度，可以看出，圖16中由于采用了單級(jí)三階前饋(FF3)結(jié)構(gòu)∑Δ調(diào)制器，其輸出信號(hào)的雜散相比采用級(jí)聯(lián)三階(MASH 1-1-1)結(jié)構(gòu)∑Δ調(diào)制器時(shí)(圖15)小了很多。單級(jí)三階前饋(FF3)結(jié)構(gòu)調(diào)制器的z域傳輸函數(shù)為F(z)=Lock_F(z)·z-1(2-2.5z-1+z-2)1-z-1+0.5z-2+Q(z)·(1-z-1)31-z-1+0.5z-2,---(5)]]>其中Lock_F(z)為輸入鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)(分?jǐn)?shù)部分)的z域表示，F(xiàn)(z)為∑Δ調(diào)制器輸出控制信號(hào)的z域表示，Q(z)為量化器產(chǎn)生的量化噪聲的z域表示。
綜上所述，相比于已有的技術(shù)方案，本發(fā)明采用了雙模遞進(jìn)的工作方式，將MIM開關(guān)電容陣列，MOS變?nèi)莨芫仃嚭汀痞ふ{(diào)制各自的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合在一起并加以改進(jìn)，而且使用了改進(jìn)的MOS變?nèi)莨芤约暗碗s散結(jié)構(gòu)的∑Δ調(diào)制器，從而得到了較寬的細(xì)頻率調(diào)節(jié)范圍，更低的相位噪聲和雜散，以及較低的硬件復(fù)雜度。仿真表明，該數(shù)控振蕩器可以達(dá)到100MHz以上的細(xì)頻率調(diào)節(jié)范圍，調(diào)頻精度小于1kHz，可以滿足TD-SCDMA等寬帶收發(fā)機(jī)的要求，并且具有低功耗、強(qiáng)魯棒性和易于片上系統(tǒng)集成等優(yōu)點(diǎn)，該方案非常符合目前深亞微米工藝和單片系統(tǒng)集成(SOC)的發(fā)展趨勢(shì)。
利用這種數(shù)控LC振蕩器可以組成全數(shù)字鎖相環(huán)。由于本發(fā)明所述的數(shù)控LC振蕩器的輸入和輸出均為數(shù)字信號(hào)(LC振蕩回路的輸出模擬信號(hào)很容易使用分頻電路轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào))，因而鎖相環(huán)中的環(huán)路濾波器，鑒相器，相位累加器等均可由數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)，從而構(gòu)成全數(shù)字鎖相環(huán)。該鎖相環(huán)的一個(gè)重要優(yōu)點(diǎn)是，由于這種鎖相環(huán)所使用的數(shù)字鑒相器實(shí)際上就是一個(gè)數(shù)字減法器，因而其輸入輸出特性是線性的，在鑒相過(guò)程中不會(huì)產(chǎn)生雜散(可參考文獻(xiàn)A.Kajiwara and M.Nakagawa，“A new PLL frequency synthesizer with high switching speed(一種新型高速頻率切換的鎖相環(huán)頻率綜合器)，”IEEE Trans.Veh.Technol.，41，pp.407-413，Nov.1992)，由于不需要抑制雜散信號(hào)，因而鎖相環(huán)中環(huán)路濾波器的帶寬可以增大，從而減少了鎖相環(huán)的鎖定時(shí)間。而在傳統(tǒng)的電荷泵鎖相環(huán)中，為了抑制鑒相過(guò)程中產(chǎn)生的雜散信號(hào)，需要較窄的環(huán)路濾波器帶寬，而較窄的環(huán)路帶寬將不利于鎖相環(huán)的快速鎖定。因此，由該種數(shù)控LC振蕩器和其他數(shù)字模塊所構(gòu)成的全數(shù)字鎖相環(huán)解決了傳統(tǒng)鎖相環(huán)中鎖定時(shí)間與雜散抑制之間的矛盾，基于這種鎖相環(huán)可以構(gòu)成全數(shù)字鎖相環(huán)頻率綜合器，將其應(yīng)用于PHS收發(fā)機(jī)芯片的設(shè)計(jì)中，可以滿足PHS收發(fā)機(jī)對(duì)于頻率綜合器鎖定時(shí)間的苛刻要求。
權(quán)利要求
1.片上CMOS數(shù)控LC振蕩器，其特征在于，含有第1耦合對(duì)管(PM1)和(PM2)，第2耦合對(duì)管(NM1)和(NM2)以及LC振蕩回路，其中所述第1耦合對(duì)管中，(PM1)管和(PM2)管的源極相連后經(jīng)過(guò)一個(gè)電流偏置的電流源連接到電源電壓(VDD)；所述第2耦合對(duì)管中，(NM1)管和(NM2)管的源極相連后接地；在所述第1耦合對(duì)管和第2耦合對(duì)管之間，(PM1)管的漏極、(PM2)管的柵極、(NM1)管的漏極、(NM2)管的柵極彼此相連后，構(gòu)成所述片上CMOS數(shù)控LC振蕩器的一個(gè)輸出端(outP)；(PM2)管的漏極、(PM1)管的柵極、(NM2)管的漏極、(NM1)管的柵極彼此相連后，構(gòu)成所述片上CMOS數(shù)控LC振蕩器的另一個(gè)輸出端(outN)；所述LC振蕩回路并聯(lián)于所述片上CMOS數(shù)控LC振蕩器的(outP)、(outN)兩個(gè)輸出端之間，含有相互之間并聯(lián)的差分電感、差分固定電容對(duì)以及變?nèi)菘刂齐娐罚渲兴龅牟罘止潭娙輰?duì)由金屬-絕緣體-金屬電容組成，其作用是有效改善所述數(shù)控LC振蕩器的相位噪聲性能并提高所述振蕩器的頻率調(diào)節(jié)線性度；所述變?nèi)菘刂齐娐酚上嗷ゲ⒙?lián)于所述(outP)、(outN)兩端且各帶接口電路的金屬-絕緣體-金屬開關(guān)電容陣列、鎖定模式MOS電容陣列的整數(shù)部分以及鎖定模式MOS電容陣列的分?jǐn)?shù)部分組成，各個(gè)組成部分在各自的數(shù)字信號(hào)控制下分別改變各自的電容值，從而改變接入LC振蕩回路的總電容值，并改變輸出振蕩頻率，其中所述金屬-絕緣體-金屬開關(guān)電容陣列是一個(gè)在所述振蕩器啟動(dòng)后首先要執(zhí)行的工藝-電壓-溫度校準(zhǔn)模式中所使用的電路結(jié)構(gòu)，其中，所述的接口電路的輸入是一組二進(jìn)制的工藝-電壓-溫度校準(zhǔn)模式所使用的數(shù)字控制信號(hào)PVT[5:0]，接口電路的輸出是一組開關(guān)控制信號(hào)P[5:0]；所述金屬-絕緣體-金屬開關(guān)電容陣列是一組差分開關(guān)電容對(duì)，每一電容對(duì)中的電容采用金屬-絕緣體-金屬電容，它們的電容值根據(jù)所述開關(guān)控制信號(hào)P[5:0]中各開關(guān)控制信號(hào)的序號(hào)按照二進(jìn)制順序依次排列，而開關(guān)控制信號(hào)是通過(guò)在每一電容對(duì)中間串連著的一個(gè)MOS開關(guān)對(duì)每一電容對(duì)的開閉進(jìn)行控制的；所述鎖定模式MOS電容陣列的整數(shù)部分和分?jǐn)?shù)部分同時(shí)工作時(shí)執(zhí)行鎖定模式，使振蕩器鎖定在所要求的頻率點(diǎn)上；在該鎖定模式中，采用了差分PMOS單元變?nèi)莨軜?gòu)成所述的鎖定模式MOS電容陣列中的MOS變?nèi)莨?，所述差分PMOS單元變?nèi)莨埽蓛蓚€(gè)相同尺寸的PMOS管(M1)、(M2)組成，該(M1)管、(M2)管的襯底相連后接電源電壓(VDD)，(M1)管、(M2)管各自的源極和漏極相連后接數(shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)，而(M1)管的柵極和(M2)管的柵極分別作為差分PMOS單元變?nèi)莨艿妮敵鲞B接所述數(shù)控LC振蕩器的(outP)、(outN)端；在所述鎖定模式MOS電容陣列的整數(shù)部分中，有10位鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)，表示為L(zhǎng)ock_I[9:0]，其中的高4位信號(hào)Lock_I[9:6]通過(guò)一個(gè)接口電路產(chǎn)生列選信號(hào)C[15:0]和行選使能信號(hào)N[15:0]，而中間4位信號(hào)Lock_I[5:2]通過(guò)另一個(gè)接口電路產(chǎn)生行選信號(hào)R[15:0]，所述列選信號(hào)C[15:0]、行選使能信號(hào)N[15:0]以及行選信號(hào)R[15:0]分別送往一個(gè)16×16的A類單元矩陣的列和行；所述10位鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)的整數(shù)部分中的低2位信號(hào)Lock_I[1:0]通過(guò)第三個(gè)接口電路產(chǎn)生控制信號(hào)S[2:0]送往B類單元陣列；所述A類單元矩陣中的A類單元電路由4個(gè)并聯(lián)于所述(outP)、(outN)兩端的差分PMOS單元變?nèi)莨芗捌浣獯a電路組成，該解碼電路的邏輯表達(dá)式為CtrlA＝C+(N*R)，(1)其中CtrlA是數(shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)，所述解碼電路的輸出端同時(shí)與所述4個(gè)差分PMOS單元變?nèi)莨苤懈鱌MOS管的源極、漏極相連；所述B類單元陣列中的B類單元電路由1個(gè)并聯(lián)于所述(outP)、(outN)兩端的差分PMOS單元變?nèi)莨芗捌浣獯a電路組成，該解碼電路的邏輯表達(dá)式為CtrlB＝S， (2)其中CtrlB是數(shù)字變?nèi)菘刂菩盘?hào)，所述解碼電路的輸出端同時(shí)與所述1個(gè)差分PMOS單元變?nèi)莨苤械腜MOS管的源極、漏極相連；在所述鎖定模式MOS電容陣列的分?jǐn)?shù)部分中，鎖定模式控制信號(hào)的分?jǐn)?shù)部分有8位，表示為L(zhǎng)ock_F[7:0]，該信號(hào)通過(guò)一個(gè)數(shù)字ΣΔ調(diào)制器，產(chǎn)生一串整數(shù)ΣΔ調(diào)制信號(hào)F[2:0]，來(lái)控制相對(duì)應(yīng)的差分PMOS單元變?nèi)莨苤懈鱌MOS管的源極和漏極的直流偏置電壓，使得各個(gè)差分PMOS單元電容管分別在高低兩個(gè)電容狀態(tài)之間高速翻轉(zhuǎn)，從而使LC振蕩回路輸出信號(hào)的頻率也隨之高速地在幾個(gè)頻率之間跳轉(zhuǎn)，這樣產(chǎn)生的振蕩信號(hào)在所設(shè)定的時(shí)間段內(nèi)的平均周期就等于鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)的分?jǐn)?shù)部分所指定的輸出振蕩周期，而分?jǐn)?shù)部分所對(duì)應(yīng)的輸出振蕩頻率也由此確定。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的片上CMOS數(shù)控LC振蕩器，其特征在于，所述的數(shù)字ΣΔ調(diào)制器是一種具有低雜散性能的單級(jí)三階前饋結(jié)構(gòu)的數(shù)字ΣΔ調(diào)制器；所述的鎖定模式控制信號(hào)的分?jǐn)?shù)部分Lock_F[7:0]通過(guò)所述的數(shù)字ΣΔ調(diào)制器，產(chǎn)生一串整數(shù)ΣΔ調(diào)制信號(hào)F[2:0]，F(xiàn)[2:0]與Lock_F[7:0]之間的關(guān)系由下面的z域傳輸函數(shù)確定F(z)=Lock_F(z)·z-1(2-2.5z-1+z-2)1-z-1+0.5-2+Q(z)·(1-z-1)31-z-1+0.5z-2.---(3)]]>
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的片上CMOS數(shù)控LC振蕩器，其特征在于，所述的工藝-電壓-溫度校準(zhǔn)模式數(shù)字控制信號(hào)PVT[5:0]為一組二進(jìn)制數(shù)，所述的開關(guān)控制信號(hào)P[5:0]與其相等，接口電路僅起到緩沖和鎖存的作用，兩者之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系為P[5:0]＝PVT[5:0]。 (4)
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的片上CMOS數(shù)控LC振蕩器，其特征在于，所述的鎖定模式數(shù)字控制信號(hào)的整數(shù)部分Lock_I[9:0]為一組二進(jìn)制數(shù)，高4位信號(hào)Lock_I[9:6]通過(guò)一個(gè)接口電路產(chǎn)生列選信號(hào)C[15:0]和行選使能信號(hào)N[15:0]，所述的C[15:0]為L(zhǎng)ock_I[9:6]所對(duì)應(yīng)的溫度計(jì)碼，所述的Lock_I[9:6]與C[15:0]、N[15:0]的關(guān)系如下所示
所述的中間4位信號(hào)Lock_I[5:2]通過(guò)另一個(gè)接口電路產(chǎn)生行選信號(hào)R[15:0]，R[15:0]為L(zhǎng)ock_I[5:2]所對(duì)應(yīng)的溫度計(jì)碼，R[15:0]與Lock_I[5:2]之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系與附表1中C[15:0]與Lock_I[9:6]之間的關(guān)系相同；所述的低2位信號(hào)Lock_I[1:0]通過(guò)第三個(gè)接口電路產(chǎn)生控制信號(hào)S[2:0]，所述的S[2:0]與Lock_I[1:0]的對(duì)應(yīng)關(guān)系如下所示Lock_I[1:0] S[2:0]00 00001 00110 01111 11全文摘要
本發(fā)明屬于無(wú)線通信系統(tǒng)收發(fā)機(jī)芯片設(shè)計(jì)技術(shù)領(lǐng)域，其特征在于采用由工藝－電壓－溫度較準(zhǔn)模式和鎖定模式構(gòu)成的雙模遞進(jìn)的工作方式來(lái)逐級(jí)得到指定的輸出振蕩頻率；在較準(zhǔn)模式中，采用數(shù)字信號(hào)控制的MIM開關(guān)電容陣列在較寬范圍內(nèi)進(jìn)行頻率粗校；在鎖定模式中，采用數(shù)字信號(hào)控制的MOS電容矩陣結(jié)合高速數(shù)字∑Δ調(diào)制方式在較寬范圍內(nèi)得到精度很高的輸出振蕩頻率，尤其是采用改進(jìn)的MOS變?nèi)莨艿穆?lián)結(jié)方式降低了振蕩器對(duì)噪聲的敏感度。同時(shí)，采用單級(jí)三階前饋結(jié)構(gòu)的∑Δ調(diào)制器來(lái)進(jìn)一步降低輸出信號(hào)中的雜散；在變?nèi)菘刂齐娐穬啥瞬⒙?lián)一定電容值的固定差分MIM電容對(duì)以降低振蕩器的相位噪聲和改善頻率調(diào)節(jié)的線性度。
文檔編號(hào)H03L7/099GK1832333SQ200610011678
公開日2006年9月13日 申請(qǐng)日期2006年4月14日 優(yōu)先權(quán)日2006年4月14日
發(fā)明者王少華, 楊華中 申請(qǐng)人:清華大學(xué)