專利名稱：利用復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的混疊減小的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及二次抽樣數(shù)字濾波器組領(lǐng)域，并提供一種用于大大減小從修正，例如量化或衰減，數(shù)字濾波器組的頻譜系數(shù)或子帶信號出現(xiàn)的損失的方法和裝置。本發(fā)明可應(yīng)用于數(shù)字均衡器〔“高效20頻帶數(shù)字音頻均衡器”A.J.S.Ferreira，J.M.N.Viera，AES preprint，98thConvention 1995 February 25-28 Paris，N.Y.，USA〕，自適應(yīng)濾波器〔“具有臨界抽樣的子帶自適應(yīng)濾波分析、實驗和應(yīng)用于回聲消除”A.Gilloire，M.Vetterli，IEEE Transactions on Signal Processing，vol.40，no.8，August，1992〕，多頻帶信號壓擴器，以及使用高頻再現(xiàn)(HFR)的音頻編碼系統(tǒng)，在這些系統(tǒng)中數(shù)字濾波器組用于頻譜包絡(luò)的自適應(yīng)調(diào)整，如頻譜帶復(fù)制(SBR)系統(tǒng)〔WO 98/57436〕。
背景技術(shù)：
數(shù)字濾波器組是兩個或多個并行數(shù)字濾波器的集合。分析濾波器組將輸入信號分割為多個獨立信號，稱為子帶信號(或頻譜系數(shù))。當(dāng)每個單位時間子帶的抽樣總數(shù)與輸入信號的抽樣總數(shù)相同時，濾波器組被臨界抽樣(或最高抽樣)。合成濾波器組將這些子帶信號組合為輸出信號。一種普及型的臨界抽樣濾波器組是余弦調(diào)制濾波器組。在余弦調(diào)制系統(tǒng)中濾波器是通過余弦調(diào)制低通濾波器獲得的，即所謂的原型濾波器。余弦調(diào)制器組提供非常有效的實現(xiàn)，而且經(jīng)常用于自然語音編解碼器〔“感覺編碼的介紹”K.Brandenburg，AES，CollectedPapers on Digital Audio Bitrate Reduction，1996〕。然而，通過應(yīng)用均衡增益曲線或量化抽樣修改子帶抽樣或頻譜系數(shù)的任何嘗試，導(dǎo)致輸出信號中出現(xiàn)嚴重的混疊非自然信號。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明顯示，通過用虛正弦調(diào)制部分擴展余弦調(diào)制濾波器組，形成復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組，可大大降低從修正子帶信號出現(xiàn)的損傷。正弦擴展消除了在余弦調(diào)制濾波器組中出現(xiàn)的主混疊項。此外，本發(fā)明提供一種用于優(yōu)化原型濾波器的方法，稱之為混疊項最小化(ATM)。復(fù)指數(shù)調(diào)制產(chǎn)生復(fù)數(shù)值的子帶信號，這種信號可被解釋為從濾波器組的實數(shù)部分獲得的信號的分析信號，即，基礎(chǔ)余弦調(diào)制濾波器組。這種功能提供了對子帶信號的瞬時能量的固有測量。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種用于濾波實數(shù)或者復(fù)數(shù)值時域信號的分析濾波器組，或者用于濾波復(fù)數(shù)值子帶信號的分析濾波器組，包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的再一個方面，提供了一種分析/合成濾波器設(shè)備，包括分析濾波器組，用于濾波實數(shù)或者虛數(shù)值時域信號，以得到復(fù)數(shù)值子帶信號，所述分析濾波器組包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)；合成濾波器組，用于濾波復(fù)數(shù)值子帶信號而得到復(fù)數(shù)值時域信號，所述分析濾波器組包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的再一個方面，提供了一種用于濾波實數(shù)或虛數(shù)值時域信號或者濾波復(fù)數(shù)值子帶新好的方法，包括
使用多個濾波器組系數(shù)，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的再一個方面，提供了一種用于分析/合成濾波器設(shè)備的方法，包括利用多個濾波器組信道，濾波實數(shù)或者虛數(shù)值時域信號，以得到復(fù)數(shù)值子帶信號，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)；利用多個濾波器組信道，濾波復(fù)數(shù)值子帶信號而得到復(fù)數(shù)值時域信號，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的操作的主要步驟是設(shè)計截止頻率為π/2M的對稱的低通濾波器，其優(yōu)化用于所希望的混疊抑制和通帶平坦性；通過復(fù)指數(shù)調(diào)制經(jīng)優(yōu)化的原型濾波器構(gòu)成一個M-道濾波器組；通濾波波器組的分析部分濾波實數(shù)值的時域信號；根據(jù)希望的、可能時變的均衡器設(shè)置修正復(fù)數(shù)值的子帶信號；通濾波波器組的合成部分濾波經(jīng)修正的復(fù)數(shù)值的子帶抽樣；以及計算從濾波器組的合成部分獲得的復(fù)數(shù)值時域輸出信號的實數(shù)部分。
本發(fā)明最吸引人的應(yīng)用是改進各種數(shù)字均衡器、自適應(yīng)濾波器、多頻帶壓擴器和用于HFR系統(tǒng)的自適應(yīng)包絡(luò)調(diào)整濾波器組。


現(xiàn)在借助不限制本發(fā)明的范圍和精神的示例，參考附圖描述本發(fā)明，其中圖1示意了數(shù)字濾波器組的分析和合成部分；圖2是余弦調(diào)制濾波器組的復(fù)合混疊分量矩陣的大小；圖3是復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的復(fù)合混疊分量矩陣的大小；圖4示意了在為帶通濾波器響應(yīng)調(diào)整的余弦調(diào)制濾波器組中所想要的項和主混疊項；圖5示意了對于復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的不同實現(xiàn)的混疊增益項的衰減；圖6示意了根據(jù)本發(fā)明的復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組系統(tǒng)的分析部分；以及圖7示意了根據(jù)本發(fā)明的復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組系統(tǒng)的合成部分。
具體實施例方式
應(yīng)理解的是，本發(fā)明可應(yīng)用于結(jié)合除本專利明確提到之外的數(shù)字濾波器組的一系列實現(xiàn)。
數(shù)字濾波器組數(shù)字濾波器組是共用公共輸入端或公共輸出端的兩個或多個并行數(shù)字濾波器的集合〔“多速率系統(tǒng)和濾波器組”P.P.VaidyanathanPrentice HallEnglewood Cliffs，NJ，1993〕。當(dāng)公用公共輸入端時，濾波器組被稱為分析濾波器組。分析組將輸入信號分割為M個稱為子帶信號的獨立信號。分析濾波器表示為Hk(z)，其中k＝0...M-1。當(dāng)子帶信號的抽樣因子為M時分析濾波器被臨界抽樣(或最高抽樣)。每單位時間子帶抽樣的總數(shù)就等于輸入信號每單位時間的抽樣數(shù)。合成組將這些子帶信號組合為公共的輸出信號。合成濾波器表示為Fk(z)，其中k＝0...M-1。圖1示意了具有M個通道(子帶)的最高抽樣濾波器組。分析部分101產(chǎn)生信號Vk(z)，其構(gòu)成從將輸入信號X(z)發(fā)送、存儲或修正的信號。合成部分102重組信號Vk(z)為輸出信號 重組Vk(z)以獲得原信號X(z)的近似值 容易出現(xiàn)多個差錯。其中一個誤差就是混疊，這是因抽樣和插入子帶造成的。其它誤差為相位和幅度失真。
按照圖1的符號表示法，分析濾波器Hk(z)103的輸出為Xk(z)＝Hk(z)X(z) (1)其中k＝0...M-1。抽樣器104給出以下輸出Vk(z)=1MΣl=0M-1Xk(z1/MWl)=1MΣl=0M-1Hk(z1/MWl)X(z1/MWl)···(2)]]>
其中W＝e-i2π/M。內(nèi)插器105的輸出由以下公式給出Uk(z)=Vk(zM)=1MΣl=0M-1Hk(zWl)X(zWl)···(3)]]>而從合成濾波器106獲得的信號之和可書寫為X^(z)=Σk=0M-1Fk(z)Uk(z)=Σk=0M-1Fk(z)1MΣl=0M-1Hk(zWl)X(zWl)=]]>=1MΣl=0M-1X(zWl)Σk=0M-1Hk(zWl)Fk(z)=1MΣl=0M-1X(zWl)Al(z)]]>(4)其中Al(z)=Σk=0M-1Hk(zWl)Fk(z)···(5)]]>是第l個混疊項X(zWl)的增益。公式(4)可書寫為X^(z)=1M{X(z)A0(z)+Σl-1M-1X(zWl)Al(z)}···(6)]]>右手邊(RHS)的最后和構(gòu)成所有不想要的混疊項之和。消除所有混疊，即，借助正確選擇Hk(z)和Fk(z)使這個和為0，給出以下公式X^(z)=1MX(z)A0(z)=1MX(z)Σk=0M-1Hk(z)Fk(z)=X(z)T(z)···(7)]]>其中T(z)=1MΣk=0M-1Hk(z)Fk(z)···(8)]]>為總的傳輸函數(shù)或失真函數(shù)。選擇合成濾波器Fk(z)，以便Fk(z)＝z-NHk(z)(9)其中N為分析濾波器的級數(shù)，導(dǎo)致產(chǎn)生以下述傳輸函數(shù)T(z)=1MΣk=0M-1Hk(z)Fk(z)=z-NMΣk=0M-1Hk(z)H‾k(z)···(10)]]>符號H(z)是時間反轉(zhuǎn)和復(fù)數(shù)卷積的序列hk(n)的Z變換。公式(10)在單位圓上求值得到T(ejw)=e-jwNMΣk=0M-1Hk(ejw)Hk*(e-jw)=e-jwNMΣk=0M-1|Hk(ejw)|2···(11)]]>公式(11)表示T(z)具有線性相位，因此沒有相位失真。此外，如果RHS上的最后和為常數(shù)，則沒有幅度失真?？偟膫鬏敽瘮?shù)在此情況下只是具有常比例因子c的延遲，即T(z)＝cz-N(12)
將其代入公式(7)得到X^(z)=cz-NX(z)]]>(13)滿足公式(13)的濾波器的類型就稱為具有完全再現(xiàn)(PR)特性。
余弦調(diào)制濾波器組在余弦調(diào)制濾波器組中，分析濾波器hk(n)為對稱的低通原型濾波器p0(n)的余弦調(diào)制模型hk(n)=2p0(n)cos{π2M(2k+1)(n-N2-M2)}···(14)]]>其中M為通道數(shù)，k＝0...M-1，N為原型濾波器級數(shù)，且n＝0...N。實數(shù)值的原型濾波器系數(shù)之和假設(shè)為1Σn=0Np02(n)=1···(15)]]>按照相同符號，合成濾波器由以下公式給出fk(n)=2p0(N-n)cos{π2M(2k+1)(n-N2+M2)}···(16)]]>分析濾波器組為實數(shù)值的輸入信號產(chǎn)生實數(shù)值的子帶抽樣。子帶抽樣向下抽樣的系數(shù)為M，這使得系統(tǒng)被臨界抽樣。根據(jù)原型濾波器的選擇，濾波器組可構(gòu)成接近完全的再現(xiàn)系統(tǒng)，即所謂的偽QMF組〔US5436940〕，或完全再現(xiàn)(PR)系統(tǒng)。PR系統(tǒng)的一個例子是調(diào)制lapped變換(MLT)〔“用于高效變換/子帶編碼的lapped變換”H.S.Malvar，IEEE Trans ASSP，vol.38，no.6，1990〕。選擇調(diào)制的一個固有特性是每個濾波器具有兩個通帶；一個在正頻率范圍，而一個對應(yīng)通帶在負頻率范圍。
公式(5)以矩陣形式可書寫為a＝Hf (17)或具體為
矩陣H稱為混疊分量(AC)矩陣。為更好地分析這個公式，f可書寫為F0(z)F1(z)···FM-1(z)=F0(z)0···00F1(z)·········00···0FM-1(z)11···1···(19)]]>或壓縮為f＝Fe (20)將公式(20)代入公式(17)，混疊增益可書寫為a＝HFe，其中乘積HF＝U (21)為M×M矩陣，在此稱為復(fù)合混疊分量矩陣。
對于余弦調(diào)制系統(tǒng)來說，在復(fù)合混疊分量矩陣中最重要的項為第一行和四個對角線。圖2的三維圖示意了在這個矩陣中各個分量的大小。第一行擁有來自傳輸函數(shù)的項，公式(8)，而四個對角線主要包括主混疊項，即，因濾波器和它們最近的鄰居之間的重疊導(dǎo)致的混疊。很容易看到，主混疊項是從具有正通帶的頻率調(diào)制形式的濾波器正通帶，或相對，具有負通帶的頻率調(diào)制形式的濾波器負通帶之間的頻率重疊出現(xiàn)的。將復(fù)合混疊分量矩陣中各行的項累加，即，計算混疊增益，結(jié)果能消除主混疊項?；殳B是以成對方式被消除的，其中第一主混疊項被同一行中的第二主混疊項消除。在主混疊項上疊加的是其它較小的混疊項。如果原型濾波器的特性使得濾波器的過渡帶和阻帶與它們的調(diào)制模型有大量重疊，則這些混疊項將很大。舉例來說，第二和最后一行包括因濾波器與它們最近的調(diào)制模型重疊導(dǎo)致的混疊項。對于PR系統(tǒng)來說，當(dāng)累加各項求混疊增益時這些較小的混疊項也完全消除。然而在偽QMF系統(tǒng)中，這些項仍然存在。
復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組根據(jù)本發(fā)明擴展余弦調(diào)制為復(fù)指數(shù)調(diào)制產(chǎn)生以下分析濾波器hk(n)hk(n)=p0(n)exp{iπ2M(2k+1)(n-N2-M2)}···(22)]]>利用與之前相同的符號，這可視為向?qū)崝?shù)值濾波器組添加一個虛數(shù)部分，其中虛數(shù)部分由同一原型濾波器的正弦調(diào)制模型構(gòu)成?？紤]實數(shù)值的輸入信號，從濾波器組的輸出可被解釋為一組子帶信號，其中實數(shù)和虛數(shù)部分為相互之間的希耳伯特(Hilbert)變換。所產(chǎn)生的子帶因此為從余弦調(diào)制濾波器組獲得的實數(shù)值輸出的分析信號。因此，由于用復(fù)數(shù)值表示，子帶信號過抽樣(oversample)系數(shù)為2。
合成濾波器以下述的相同方式被擴展fk(n)=p0(N-n)exp{iπ2M(2k+1)(n-N2+M2)}···(23)]]>公式(22)和(23)暗示，從合成組的輸出為復(fù)數(shù)值。利用矩陣符號，其中Ca為具有來自公式(14)的分析濾波器的矩陣，而Sa為具有以下濾波器的矩陣hk(n)=p0(n)sin{π2M(2k+1)(n-N2-M2)}···(24)]]>獲得公式(22)的濾波器為Ca+jSa。在這些矩陣中，k為行索引，而n為列索引。類似地，矩陣Cs具有來自公式(16)的合成濾波器，而Ss是具有以下濾波器的矩陣。
fk(n)=p0(N-n)sin{π2M(2k+1)(n-N2+M2)}···(25)]]>公式(23)因此可寫為Cs+jSs，其中k為列索引，而n為行索引。為表示輸入信號x，從以下公式找到輸出信號yy＝(Cs+jSs)(Ca+jSa)x＝(CsCa-SsSa)x+j(CsSa+SsCa)x (26)從公式(26)可看出，實數(shù)部分包括兩項從普通的余弦調(diào)制濾波器組的輸出，以及從正弦調(diào)制濾波器組的輸出。很容易驗證，如果余弦調(diào)制濾波器組具有PR特性，則其正弦調(diào)制模型，在改變符號后，也構(gòu)成PR系統(tǒng)。因此，通過采用輸出的實數(shù)部分，復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)提供與對應(yīng)的余弦調(diào)制模型相同的再現(xiàn)精度。
復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)可擴展為也能處理復(fù)數(shù)值的輸入信號。通過擴展通道數(shù)為2M，即，增加濾波器的負頻率，并保持輸出信號的虛數(shù)部分，可獲得用于復(fù)數(shù)值信號的偽QMF或PR系統(tǒng)。
分析來自公式(21)的復(fù)合混疊分量矩陣，對于復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組主混疊對角線變?yōu)榱恪＿@很容易理解，因為復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組對每個濾波器只有一個通帶。換言之，濾波器組沒有主混疊項，并且不依賴上述的成對混疊消除．復(fù)合混疊分量矩陣僅在第一行有重要項。圖3示出了在所產(chǎn)生的矩陣中分量的大小。根據(jù)原型濾波器的特性，行1至行M-1的項或多或少被衰減。沒有主混疊項使得混疊消除受復(fù)指數(shù)調(diào)制模型中廢棄的余弦(或正弦)調(diào)制濾波器組的約束。因此分析和合成濾波器均可從以下找到hk(n)=fk(n)=p0(n)exp{iπ2M(2k+1)(n-N2)}···(27)]]>由于對于對稱原型濾波器，，p0(n)＝p0(N-n)。如同前面一樣，M為通道數(shù)，k＝0...M-1，N為原型濾波器級數(shù)，且n＝0...N。
參考公式(4)，輸出信號 的實數(shù)部分的Z變換為Z{Re(x^(n))}=X^R(z)=X^(z)+X^*(z)2···(28)]]>符號 是復(fù)數(shù)卷積序列 的Z變換。從公式(4)可得到，輸出信號的實數(shù)部分的變換為2MX^R(z)=Σi=0M-1(X(zWl)Al(z)+X(zW-l)Al*(z))···(29)]]>其中輸入信號x(n)通常為實數(shù)值。公式(29)在處理后可書寫為2MX^R(z)=X(z){A0(z)+A0*(z)}+]]>+X(-z){AM/2(z)+AM/2*(z)}+]]>+Σl=1M/2-1X(zWl){Al(z)+AM-l*(z)}+]]>+Σl=1M/2-1X(zW-l){AM-l(z)+Al*(z)}]]>(30)通過檢查公式(30)，以及再調(diào)用公式(28)的變換，顯然a0(n)的實數(shù)部分對PR系統(tǒng)必須為狄拉克(dirac)脈沖。此外，aM/2(n)的實數(shù)部分必須為0，而且混疊增益，l＝1...M/2-1，必須滿足AM-l(z)＝-Al*(z)(31)在偽QMF系統(tǒng)中，公式(31)僅大致適用。此外，a0(n)的實數(shù)部分并不完全為狄拉克(dirac)脈沖，aM/2(n)的實數(shù)部分也不完全為0。
修正子帶信號改變余弦調(diào)制濾波器組中通道的增益，即，利用分析/合成系統(tǒng)作為均衡器，導(dǎo)致因主混疊項產(chǎn)生的嚴重失真。假定我們的目的是為帶通響應(yīng)調(diào)整八道濾波器組，其中除了第二和第三通道所有子帶信號被設(shè)置為0。來自公式(21)的復(fù)合混疊分量矩陣于是為8×8矩陣，其中除了第二和第三列的元素，所有元素為0(圖4)。如圖所示，還剩下7個大的混疊項。來自行三和行五的混疊將被消除，因為在這些行中主混疊項具有相同增益，即，成對消除是有意安排的。然而在行二、四和六，只有一個混疊項，因為它們對應(yīng)的混疊項具有零增益。混疊消除因此不是有意安排的，而且輸出信號中的混疊將很大。
從這個例子顯然可看出，當(dāng)利用復(fù)指數(shù)調(diào)制的濾波器組作為均衡器時能實現(xiàn)很大改進。圖4描繪的8道系統(tǒng)具有128級的原型濾波器。在上面的均衡器例子中總的混疊衰減只是16dB。轉(zhuǎn)到復(fù)指數(shù)調(diào)制得到95dB的混疊衰減。由于不存在主混疊項，所產(chǎn)生的混疊只依賴于從濾波器和它們的調(diào)制模型之間的重疊產(chǎn)生的混疊項的抑制。因此設(shè)計原型濾波器以最大化抑制混疊增益項非常重要。在單位圓上計算的公式(30)的RHS第一項給出傳輸函數(shù)的誤差能量et為et=14π∫-ππ(|A0(ejw)+A0*(e-jw)|2M-1)2dw---(32)]]>通過在單位圓上計算公式(30)的RHS所有剩余項可計算總混疊能量ea為
ea=18πM2∫-ππ|AM/2(ejw)+AM/2*(e-jw)|2dw+]]>+18πM2Σl=1M/2-1∫-ππ{|Al(ejw)+AM-l*(e-jw)|2+]]>+|AM-l(ejw)+Al*(e-jw)|2}dw]]>(33)由于對稱，公式(9)而且P0(z)＝z-NP0(z)(34)在公式(33)求和的花括號內(nèi)的項相等?？偦殳B能量因此具有M/2-1項ea=18πM2∫-ππ|AM/2(ejw)+AM/2*(e-jw)|2dw+]]>+14πM2Σl=1M/2-1∫-ππ|Al(ejw)+AM-l*(e-jw)|2dw]]>(35)最小化混疊增益項是通過優(yōu)化原型濾波器實現(xiàn)的。這是優(yōu)選通過利用標準非線性優(yōu)化算法最小化復(fù)合目標函數(shù)實現(xiàn)的，例如Downhill Simplex方法〔“在C的數(shù)字方法，計算科學(xué)技術(shù)第二版”，W.H.Press，S.A.Teukolsky，W.T.Vetterling，B.P.Flannery，CambridgeUniversity Press，NY，1992〕。對于根據(jù)本發(fā)明的原型濾波器的混疊項最小化(ATM)，目標函數(shù)像以下公式εtot(a)＝aεt+(1-a)εa(36)在優(yōu)化期間，當(dāng)計算εa時將隨機量化曲線應(yīng)用于濾波器組，即分析和合成濾波器乘以增益系數(shù)gkHk(eq)(z)=gkHk(z)andFk(eq)(z)=gkFk(z)···(37)]]>并且在計算混疊增益項Al(z)時，l＝1...M-1，利用所得到的濾波器Hk(eq)和Fk(eq)，k＝0...M-1。
在圖5中，比較五個不同復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)的混疊增益。其中4個為8通道系統(tǒng)，而1個為64通道系統(tǒng)。所有這些系統(tǒng)都具有128的原型濾波器長度。點線和帶星號的實線示意兩個偽QMF系統(tǒng)的混疊分量，其中一個被混疊項最小化。短劃線和短劃-點線為兩個8通道完全再現(xiàn)系統(tǒng)的分量，其中一個系統(tǒng)也被混疊項最小化。實線是復(fù)指數(shù)調(diào)制lapped變換(MLT)的混疊分量。根據(jù)上面的例子為帶通響應(yīng)調(diào)整所有這些系統(tǒng)，結(jié)果如表1所示?？偦殳B的抑制可計算為公式(33)的逆。通帶平坦性可計算為公式(32)的逆，其具有為帶通響應(yīng)調(diào)整的積分間隔。
表1

從表1的數(shù)字可看出，當(dāng)從64通道MLT移動到8通道PR系統(tǒng)時可實現(xiàn)很大改進。MLT是完全再現(xiàn)系統(tǒng)，而且每個多相分量只具有(N+1)/2M＝1個系數(shù)。8通道PR系統(tǒng)的系數(shù)數(shù)為128/16＝8。這使得濾波器具有較高的阻帶衰減和較高的混疊項抑制。此外，可看出，PR系統(tǒng)的混疊項最小化能抑制混疊并大大提高通帶平坦性。比較偽QMF系統(tǒng)和PR系統(tǒng)，顯然在幾乎保持帶通平坦性的同時混疊抑制提高40dB。當(dāng)最小化混疊項時，另外抑制混疊大約20dB，提高通帶平坦性10dB。因此，顯然完全再現(xiàn)約束對在均衡系統(tǒng)中使用的濾波器加以限制。偽QMF系統(tǒng)總是能設(shè)計用于足夠的再現(xiàn)精度，因為所有實際的數(shù)字實現(xiàn)在數(shù)字表示中只有有限的分辨率。對于偽QMF和PR系統(tǒng)來說，顯然最佳系統(tǒng)是建立在大量抑制阻帶的原型濾波器上的。這加強了相對長度比MLT中使用的窗口更長的原型濾波器的使用。
復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)的最大優(yōu)點是，由于子帶信號構(gòu)成從余弦調(diào)制濾波器組獲得的實數(shù)值子帶信號的分析信號，因此很容易計算瞬時能量。這在例如自適應(yīng)濾波器，自動增益控制(AGC)，在多頻帶壓擴器以及在頻帶復(fù)制系統(tǒng)(SBR)中是很有價值的特征，在此濾波器組用于頻譜包絡(luò)調(diào)整。子帶k內(nèi)的平均能量可計算為Ek(m)=Σn=-L+1L-1|vk(mL+n)|2w(n)···(38)]]>其中vk(n)是通道k的子帶抽樣，而w(n)是以n＝0為中心長2L-1的窗口。這種測量接著可用作自適應(yīng)或增益計算算法的輸入?yún)?shù)。
實際實現(xiàn)利用標準PC或DSP，可實現(xiàn)復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的實時操作。濾波器組也可被硬編碼到定制芯片上。圖6示意了復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組系統(tǒng)的分析部分的有效實現(xiàn)的結(jié)構(gòu)。模擬輸入信號首先被送入A/D變換器601。數(shù)字時域信號被送入移位寄存器602，其每次保存2M個抽樣移位M個抽樣。來自移位寄存器的信號接著被原型濾波器603的多相系數(shù)濾波。經(jīng)濾波的信號被隨后組合604，并被DCT-IV 605和DST-IV 606變換并行變換。從正弦和余弦變換的輸出分別構(gòu)成子帶抽樣的實數(shù)和虛數(shù)部分。子帶抽樣的增益根據(jù)當(dāng)前頻譜包絡(luò)調(diào)整器設(shè)置607被修正。
圖7示意了復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)的合成部分的有效實現(xiàn)。子帶抽樣首先乘以復(fù)指數(shù)旋轉(zhuǎn)系數(shù)701，實數(shù)部分用DVT-IV 702調(diào)制，而虛數(shù)部分用DST-IV 703變換調(diào)制。從變換器的輸出被組合704，并通過原型濾波器705的多相組件饋送。從移位寄存器706獲得時域輸出信號。最后，數(shù)字輸出信號被轉(zhuǎn)換回模擬波形707。
上述的實施例僅僅示意根據(jù)本發(fā)明的復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組系統(tǒng)的原理。應(yīng)理解的是，本領(lǐng)域的技術(shù)人員清楚在此描述的方案和細節(jié)的修改和變化。因此，本發(fā)明僅受隨后的專利權(quán)利要求書的范圍限制，而不受借助在此對實施例的說明和解釋所提供的特定細節(jié)的限制。
權(quán)利要求
1.一種用于濾波實數(shù)或者復(fù)數(shù)值時域信號的分析濾波器組，或者用于濾波復(fù)數(shù)值子帶信號的分析濾波器組，包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的濾波器組，其中所述濾波器組信道由形成所述復(fù)指數(shù)調(diào)制的虛數(shù)正弦調(diào)制部分擴展余弦調(diào)制濾波器組而產(chǎn)生，其中所述正弦擴展消除了所述余弦調(diào)制濾波器組中出現(xiàn)的主混疊項。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的濾波器組，其中所述濾波器組信道通過將虛數(shù)部分添加到實數(shù)值濾波器組而確定，其中所述虛數(shù)部分由所述對稱低通原型濾波器的正弦調(diào)制版本構(gòu)成。
4.根據(jù)上述任何一個權(quán)利要求所述的濾波器組，其中所述對稱低通原型濾波器被優(yōu)化用于所需的混疊抑制以及帶通平坦性。
5.根據(jù)上述任何一個權(quán)利要求所述的濾波器組，其中所述低通原型濾波器具有π/2M的截止頻率。
6.根據(jù)上述任何一個權(quán)利要求所述的濾波器組，其中根據(jù)以下公式得到用于分析(hk(n))和合成濾波器(fk(n))的濾波器系數(shù)hk(n)=fk(n)=p0(n)exp{iπ2M(2k+1)(n-N2)}]]>其中p0(n)是具有濾波器級數(shù)N的對稱低通原型濾波器，M是濾波器組信道的數(shù)量，n＝0，1，…，N，當(dāng)時域信號為實數(shù)值時，k＝0，1，…，M-1，當(dāng)時域信號為虛數(shù)值時，k＝0，1，…，2M-1。
7.根據(jù)上述任何一個權(quán)利要求所述的濾波器組，其中由于利用復(fù)數(shù)值表示而使子帶信號由系數(shù)2進行過抽樣。
8.根據(jù)上述任何一個權(quán)利要求所述的濾波器組，其中所述對稱低通濾波器組被設(shè)計用于接近的完全再現(xiàn)分析濾波器組，或者用于接近的完全再現(xiàn)合成濾波器組。
9.根據(jù)上述任何一個權(quán)利要求所述的濾波器組，其中所述對稱低通濾波器組的濾波器級數(shù)為N，其中N大于2M-1，M是濾波器組信道的數(shù)量。
10.根據(jù)上述任何一個權(quán)利要求所述的濾波器組，其中被輸入所述分析濾波器組的時域輸入信號是實數(shù)值，并且所述濾波器組用于從所述合成濾波器中提取復(fù)數(shù)值時域輸出信號，用以得到實數(shù)值時域輸出信號。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的濾波器組，其中所述濾波器組信道被設(shè)置成在濾波所述實數(shù)值輸入信號時，所產(chǎn)生的復(fù)數(shù)值子帶信號的實數(shù)部分和虛數(shù)部分具有相互之間的希耳伯特變換。
12.根據(jù)權(quán)利要求10或11所述的濾波器組，其中所述濾波器組信道被設(shè)置成這樣，即通過濾波實數(shù)值輸入信號而得到的子帶信號是從對應(yīng)的余弦調(diào)制分析濾波器組所得到的實數(shù)值子帶信號的分析信號。
13.根據(jù)權(quán)利要求10或11所述的濾波器組，被用于數(shù)字均衡器、自適應(yīng)濾波器、多頻帶壓擴器和/或在高頻再現(xiàn)系統(tǒng)中使用的自適應(yīng)包絡(luò)調(diào)整濾波器組。
14.根據(jù)上述任何一個權(quán)利要求所述的濾波器組，還包括用于在所述濾波器組中改變子帶信號的增益的裝置。
15.根據(jù)上述任何一個權(quán)利要求所述的濾波器組，包括用于保持2M個樣本，并且每次移位M個樣本的裝置(602)；用于利用原型濾波器的多相系數(shù)而濾波2M個樣本的裝置(603)；用于組合所述濾波后的樣本的裝置(604)；用于利用DCT-IV以及DST-IV變換，并行地變換所述組合后的樣本，以便得到子帶信號的裝置(605)。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的濾波器組，還包括用于根據(jù)頻譜包絡(luò)調(diào)整器設(shè)置而調(diào)整子帶樣本的增益的頻譜包絡(luò)調(diào)整器(607)。
17.根據(jù)權(quán)利要求1到14中任何一個所述的濾波器組，包括用于將復(fù)數(shù)值子帶樣本乘以復(fù)數(shù)值旋轉(zhuǎn)因子的裝置(701)。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的濾波器組，還包括用于將實數(shù)部分乘以DCT-IV變換，并且利用DST-IV變換來調(diào)制虛數(shù)部分的裝置(702)；用于組合所述變換的輸出的裝置(704)；用于通過所述原型濾波器組的多相分量饋送組合后的輸出的裝置(705)；用于得到時域輸出信號的裝置(706)。
19.一種分析/合成濾波器設(shè)備，包括分析濾波器組，用于濾波實數(shù)或者虛數(shù)值時域信號，以得到復(fù)數(shù)值子帶信號，所述分析濾波器組包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)；合成濾波器組，用于濾波復(fù)數(shù)值子帶信號而得到復(fù)數(shù)值時域信號，所述分析濾波器組包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)。
20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的分析/合成濾波器設(shè)備，還包括用于改變所述復(fù)數(shù)值子帶信號的增益的增益改變裝置。
21.根據(jù)權(quán)利要求19或者20所述的分析/合成濾波器設(shè)備，還被用于提取所述復(fù)數(shù)值時域信號的實數(shù)部分，以便得到實數(shù)值時域信號。
22.一種用于濾波實數(shù)或虛數(shù)值時域信號或者濾波復(fù)數(shù)值子帶新好的方法，包括使用多個濾波器組系數(shù)，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)。
23.一種用于分析/合成濾波器設(shè)備的方法，包括利用多個濾波器組信道，濾波實數(shù)或者虛數(shù)值時域信號，以得到復(fù)數(shù)值子帶信號，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)；利用多個濾波器組信道，濾波復(fù)數(shù)值子帶信號而得到復(fù)數(shù)值時域信號，其中所述濾波器組信道具有由于對對稱低通原型濾波器進行復(fù)指數(shù)調(diào)制而產(chǎn)生的濾波器系數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明提出一種用于通過復(fù)數(shù)擴展余弦調(diào)制數(shù)字濾波器組改進數(shù)字濾波器組的新方法和裝置。本發(fā)明采用復(fù)指數(shù)調(diào)制低通原型濾波器以及一種用于優(yōu)化這個濾波器的特性的新方法。本發(fā)明大大降低從獨立修正子帶信號出現(xiàn)的混疊造成的非自然信號，例如在利用濾波器組作為頻譜均衡器時。本發(fā)明優(yōu)選以軟件實現(xiàn)，在標準PC或數(shù)字信號處理器(DSP)上運行，但也可硬編碼到定制芯片上。本發(fā)明對各種數(shù)字均衡器、自適應(yīng)濾波器、多頻帶壓擴器以及在高頻再現(xiàn)(HFR)系統(tǒng)中使用的頻譜包絡(luò)調(diào)整濾波器組提供本質(zhì)改進。
文檔編號H03M7/30GK1801616SQ20061005134
公開日2006年7月12日 申請日期2002年3月28日 優(yōu)先權(quán)日2001年4月2日
發(fā)明者佩爾·?？怂固靥m德 申請人:編碼技術(shù)股份公司