專利名稱：D類放大裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種進(jìn)行數(shù)據(jù)處理用于除去爆音(popup noise)等 噪聲的D類放大裝置。
本發(fā)明基于2006年11月15日申請(qǐng)的日本專利申請(qǐng)第2006 — 309485號(hào)而要求優(yōu)先權(quán)，在本說明書中引用其內(nèi)容。
背景技術(shù)：
當(dāng)前，已知A類放大電路、B類放大電路或C類放大電路等各 種音響產(chǎn)品用的放大裝置(下面簡(jiǎn)稱為"放大電路")，近來，從該放 大電路的小型化及高效化的觀點(diǎn)出發(fā)，數(shù)字放大裝置(下面稱為"D 類放大電路")正在普及。
該D類放大電路對(duì)作為數(shù)字信號(hào)的聲音信號(hào)進(jìn)行PWM (Pulse Width Modulation)調(diào)制，直接對(duì)通過該調(diào)制得到的調(diào)制信號(hào)的矩形 波進(jìn)行放大，然后經(jīng)由LPF (Low Pass Filter)輸出至揚(yáng)聲器。
已知這種D類放大電路在電源接通或電源斷開時(shí)，產(chǎn)生所謂的 爆音。該爆音是由D類放大電路的從輸入部至輸出部的各種電路的 動(dòng)作狀態(tài)不穩(wěn)定而引起的，如果輸出較大的噪聲，除了會(huì)產(chǎn)生刺耳的 聽感之外，還會(huì)使揚(yáng)聲器等各種裝置產(chǎn)生故障。
當(dāng)前，作為抑制上述爆音產(chǎn)生的D類放大裝置，已知下述裝置， 其在模擬的低通濾波器輸出上設(shè)置爆音抑制電路，模擬地控制該低通 濾波器的輸出電壓(例如，參照專利文獻(xiàn)l)。
專利文獻(xiàn)l:特開2003 — 204590號(hào)公報(bào)(說明書摘要)

發(fā)明內(nèi)容
但是，由于在上述D類放大電路中，將抑制爆音的電路設(shè)置為 模擬電路，所以在構(gòu)成系統(tǒng)時(shí)，必須在該放大電路之外準(zhǔn)備用于抑制
爆音的電路，從而會(huì)使成本增加，同時(shí)也限制了小型化。
另外，由于該D類放大電路中，抑制爆音的電路為模擬電路，
放大電路自身啟動(dòng)及停止需要規(guī)定時(shí)間(例如300ms)，所以無法容 易地變更從電源接通至正常開始動(dòng)作的啟動(dòng)開始期間的時(shí)間、及從動(dòng) 作結(jié)束時(shí)至電源完全斷開的啟動(dòng)結(jié)束期間的時(shí)間，特別地?zé)o法在短時(shí) 間內(nèi)進(jìn)行啟動(dòng)及停止。
本發(fā)明就是鑒于上述問題而提出的，其目的在于，提供一種D 類放大裝置，其通過使用數(shù)字波形，從而以簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)防止爆音，同 時(shí)能夠基于小型化、部件數(shù)量減少而實(shí)現(xiàn)制造成本降低，以及，基于 波形設(shè)定或調(diào)整的容易性而實(shí)現(xiàn)提高操作性及在構(gòu)建系統(tǒng)時(shí)的靈活 性。
為了解決上述課題，本發(fā)明所涉及的D類放大裝置，其輸出第 1電平和第2電平這兩個(gè)值的輸出電壓，其構(gòu)成為，具有數(shù)據(jù)生成 部，其以規(guī)定的采樣周期生成n位的波形數(shù)據(jù)，該波形數(shù)據(jù)表示如下 波形，即，.在將即將開始放大動(dòng)作之前的開始期間或剛結(jié)束放大動(dòng)作 之后的結(jié)束期間的至少一個(gè)作為特定期間，將上述第1電平和上述第 2電平的中心的電平作為中心電平時(shí)，在上述特定期間中，電平在上 述第1電平和上述中心電平之間逐漸變化的波形，其中，上述n為自 然數(shù)；噪聲去除部，其對(duì)上述波形數(shù)據(jù)施加噪聲整形處理而生成m 位的變換數(shù)據(jù)，其中，上述m為滿足n〉m的自然數(shù)；脈寬調(diào)制部， 其對(duì)上述變換數(shù)據(jù)進(jìn)行脈寬調(diào)制而生成脈寬調(diào)制信號(hào)；以及輸出部， 其以單端形式放大上述脈寬調(diào)制信號(hào)，輸出上述輸出電壓，上述數(shù)據(jù) 生成部以下述方式生成該波形數(shù)據(jù)，即，使得構(gòu)成上述波形數(shù)據(jù)的波 形的基本頻率處于可聽頻帶之外。
根據(jù)本發(fā)明，在啟動(dòng)時(shí)輸出電壓從"O"電平上升至規(guī)定電平的情 況、或者在停止時(shí)輸出電壓從規(guī)定電平下降至"O"電平的情況等特定 期間中，能夠基于電平逐漸變化的波形數(shù)據(jù)而生成脈寬調(diào)制信號(hào)。由 此，由于該D類放大裝置，能夠抑制隨著啟動(dòng)或停止時(shí)輸出電路的 輸出電壓急劇變化而產(chǎn)生的噪聲，同時(shí)能夠通過使用數(shù)字波形，而以 簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)防止爆音，以及容易地設(shè)定或變更波形，所以能夠基于小
型化或部件數(shù)量減少而降低制造成本，基于波形設(shè)定或調(diào)整的容易性 而實(shí)現(xiàn)提高操作性、以及構(gòu)建系統(tǒng)時(shí)的靈活性。
此外，由于使構(gòu)成波形數(shù)據(jù)的波形的基本頻率在可聽頻帶之外， 所以能夠在特定期間內(nèi)抑制爆音。在這里，可聽頻帶是指能夠由人的
聽覺識(shí)別出聲音的范圍，即20Hz 20kHz的頻帶。另外，在構(gòu)成波 形數(shù)據(jù)的波形中存在失真的情況下，也可以將波形數(shù)據(jù)的頻率設(shè)定為 使3倍于基本頻率的高次諧波成分處于可聽頻帶之外。
優(yōu)選上述D類放大裝置具有選擇部，其被供給以上述中心電平 為振幅中心的聲音數(shù)據(jù)和上述波形數(shù)據(jù)，該選擇部在上述特定期間選 擇上述波形數(shù)據(jù)，在執(zhí)行放大動(dòng)作的動(dòng)作期間選擇上述聲音數(shù)據(jù)，并 向上述噪聲去除部輸出。在此情況下，由于動(dòng)作期間使用的噪聲去除 部、脈寬調(diào)制部以及輸出部也能夠在特定期間使用，所以能夠簡(jiǎn)單地 構(gòu)成D類放大裝置。
另外，優(yōu)選在上述D類放大裝置中，構(gòu)成上述波形數(shù)據(jù)的波形 為余弦波形，上述數(shù)據(jù)生成部，按照規(guī)定的遞推公式生成上述波形數(shù) 據(jù)。在此情況下，由于根據(jù)遞推公式生成余弦波形，所以不需要在存 儲(chǔ)器中存儲(chǔ)波形數(shù)據(jù)，能夠容易且以低失真的波形生成該波形數(shù)據(jù)。
另外，在上述D類放大裝置中，優(yōu)選上述噪聲去除部，與上述 波形數(shù)據(jù)的值對(duì)應(yīng)而變更上述噪聲整形處理的次數(shù)，以使得在上述噪 聲整形處理中在不敏感區(qū)域中不進(jìn)行運(yùn)算。所謂不敏感區(qū)域是指由噪 聲整形處理的運(yùn)算造成信息丟失的范圍，典型地指通過運(yùn)算而發(fā)生下 溢或上溢的范圍。如果信息丟失，則會(huì)在可聽頻帶內(nèi)產(chǎn)生噪聲。另一 方面，噪聲整形處理的次數(shù)越高，與變換數(shù)據(jù)疊加的量化誤差量的振 幅就越大，不敏感區(qū)域變大，但低頻帶中的量化噪聲降低。根據(jù)本發(fā) 明，由于與上述波形數(shù)據(jù)的值對(duì)應(yīng)而變更上述噪聲整形處理的次數(shù)， 以使得在不敏感區(qū)域中不進(jìn)行運(yùn)算，所以能夠抑制可聽頻帶中的噪 聲。
另外，在上述D類放大裝置中，優(yōu)選上述噪聲去除部，與從上 述特定期間開始之后的時(shí)間對(duì)應(yīng)而變更上述噪聲整形處理的次數(shù)，以 使得在上述噪聲整形處理中在不敏感區(qū)域中不進(jìn)行運(yùn)算。不敏感區(qū)域
與波形數(shù)據(jù)的值對(duì)應(yīng)而確定，但在生成固定的波形數(shù)據(jù)的情況下，能 夠與特定期間開始之后的時(shí)間對(duì)應(yīng)而確定不敏感區(qū)域。根據(jù)本發(fā)明， 由于即使不檢測(cè)波形數(shù)據(jù)的值，也能夠通過對(duì)時(shí)間進(jìn)行管理而切換噪 聲整形處理的次數(shù)，所以能夠使結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單化。
另外，在上述D類放大裝置中，優(yōu)選上述脈寬調(diào)制部，在上述 波形數(shù)據(jù)的值尚未達(dá)到規(guī)定值的情況下，使占空比逐漸變化，該占空 比為上述脈寬調(diào)制信號(hào)的高電平期間和低電平期間之比。根據(jù)本發(fā) 明，由于在開始期間的剛剛開始之后或結(jié)束期間的即將結(jié)束之前等， 即使使噪聲整形處理的次數(shù)變化也必定導(dǎo)致在不敏感區(qū)域中執(zhí)行運(yùn) 算的范圍內(nèi)，無論變換數(shù)據(jù)如何，都使脈寬調(diào)制信號(hào)的占空比變化， 因而能夠防止由不敏感區(qū)域引起的噪聲。
另外，在上述D類放大裝置中，優(yōu)選上述脈寬調(diào)制部，在上述 特定期間的預(yù)先規(guī)定的時(shí)刻之間，使占空比逐漸變化，該占空比為上 述脈寬調(diào)制信號(hào)的高電平期間和低電平期間之比。不敏感區(qū)域與波形 數(shù)據(jù)的值對(duì)應(yīng)而確定，但在生成固定的波形數(shù)據(jù)的情況下，能夠與特 定期間開始之后的時(shí)間對(duì)應(yīng)而確定不敏感區(qū)域。根據(jù)本發(fā)明，由于能 夠使脈寬調(diào)制信號(hào)的占空比逐漸變化，而無需檢測(cè)波形數(shù)據(jù)的值，所 以能夠使結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單化。
另外，優(yōu)選在上述D類放大裝置中，上述脈寬調(diào)制部具有累 加部，其在每個(gè)采樣周期中累加上述波形數(shù)據(jù)而生成累加數(shù)據(jù)，如果 上述累加數(shù)據(jù)的值超過規(guī)定值，則溢出而將上述累加數(shù)據(jù)的值復(fù)位為 0;以及生成部，其檢測(cè)上述累加部的溢出而將1個(gè)采樣周期的上述 脈寬調(diào)制信號(hào)的電平設(shè)定為上述第2電平，在該D類放大裝置中， 從上述生成部取出占空比逐漸變化的上述脈寬調(diào)制信號(hào)，該占空比為 高電平期間和低電平期間之比。在此情況下，波形數(shù)據(jù)值越小，則累 加數(shù)據(jù)溢出所需的時(shí)間越長(zhǎng)，占空比越小。另一方面，如果波形數(shù)據(jù) 的值越大，則累加數(shù)據(jù)溢出所需的時(shí)間越短，占空比越大。由此，僅 通過監(jiān)視累加數(shù)據(jù)的溢出，就可以生成與波形數(shù)據(jù)的值對(duì)應(yīng)的脈寬調(diào) 制信號(hào)。


圖1是表示本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式所涉及的D類放大裝置的概 要結(jié)構(gòu)的框圖。
圖2是用于說明該裝置的余弦波生成電路的生成原理的圖。
圖3是用于說明由該裝置生成的余弦波數(shù)據(jù)的波形的圖。
圖4是表示該裝置的余弦波生成電路的構(gòu)成例的框圖。
圖5是表示該裝置的余弦波生成電路的其他構(gòu)成例的框圖。
圖6是用于說明該裝置的噪聲整形處理的動(dòng)作原理的圖。
圖7是用于說明該裝置的噪聲整形處理的動(dòng)作原理的圖。
圖8是該裝置的Lch的噪聲整形裝置的框圖。
圖9是表示該裝置的Lch噪聲整形裝置使用的各系數(shù)器系數(shù)的表。
圖IO是用于說明該裝置的專用PWM信號(hào)生成部的動(dòng)作原理的圖。
圖11是表示該裝置的Lch的專用PWM信號(hào)生成部的構(gòu)成例的
框圖。
具體實(shí)施例方式
下面，參照

本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式。另外，下述說明 的實(shí)施方式，是將本發(fā)明的數(shù)據(jù)處理裝置用于D類放大裝置的情況 下的實(shí)施方式，該D類放大裝置對(duì)作為數(shù)字信號(hào)的聲音信號(hào)通過 PWM方式調(diào)制后進(jìn)行放大。另外，對(duì)于設(shè)置在每個(gè)通道上的部件， 在部件名中標(biāo)記(L)的表示L通道(下面也稱為"Lch")的部件， 在部件名中標(biāo)記(R)的表示R通道(下面也稱為"Rch")的部件。
首先，使用圖1說明本實(shí)施方式中的D類放大裝置的結(jié)構(gòu)。圖 1是表示本實(shí)施方式的D類放大裝置的概要結(jié)構(gòu)的框圖。
本實(shí)施方式的D類放大裝置100具有過采樣部110，其對(duì)經(jīng) 由輸入端子10而從外部供給的PCM格式的音頻數(shù)據(jù)(下面簡(jiǎn)稱為 "PCM數(shù)據(jù)")，針對(duì)每個(gè)通道進(jìn)行過采樣處理；余弦波生成電路120， 其生成余弦波作為數(shù)據(jù)，該余弦波生成電路120用于在發(fā)出D類放
大裝置100動(dòng)作開始的指示時(shí)(下面稱為"啟動(dòng)時(shí)")、或發(fā)出動(dòng)作停 止的指示時(shí)(下面稱為"停止時(shí)")的規(guī)定定時(shí)防止爆音產(chǎn)生；以及噪 聲整形裝置130，其針對(duì)每個(gè)通道進(jìn)行噪聲整形處理。
另外，該D類放大裝置100具有第1切換部140，其針對(duì)每 個(gè)通道，對(duì)PCM數(shù)據(jù)和余弦波的數(shù)據(jù)(下面稱為"余弦波數(shù)據(jù)")向 噪聲整形裝置130的輸出進(jìn)行切換；PWM (Pulse Width Modulation) 信號(hào)生成部150，其針對(duì)每個(gè)通道將PCM數(shù)據(jù)變換為PWM信號(hào)； 以及專用PWM信號(hào)生成部160，其針對(duì)每個(gè)通道生成規(guī)定的PWM 信號(hào)(下面稱為"專用PWM信號(hào)")，用于防止在啟動(dòng)時(shí)或停止時(shí)的 規(guī)定定時(shí)產(chǎn)生噪聲。
此外，該D類放大裝置100具有驅(qū)動(dòng)電路170，其針對(duì)各通 道放大PWM信號(hào)或?qū)Ｓ肞WM信號(hào)的信號(hào)電平；第2切換部180， 其針對(duì)每個(gè)通道對(duì)PWM信號(hào)和專用PWM信號(hào)向驅(qū)動(dòng)電路170的輸 出進(jìn)行切換；以及低通濾波器190，其通過對(duì)PWM信號(hào)進(jìn)行低通濾 波處理而生成驅(qū)動(dòng)信號(hào)，經(jīng)由輸出端子20輸出該生成的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
過采樣部110由規(guī)定倍(例如4倍)的過采樣濾波器構(gòu)成，用 于提高乃奎斯特頻率，降低輸入的PCM數(shù)據(jù)的量化噪聲等級(jí)。具體 地說，過采樣部110，例如，經(jīng)由輸入端子IO從外部分別接收由24 位構(gòu)成的Lch或Rch的PCM數(shù)據(jù)，對(duì)該接收到的PCM數(shù)據(jù)以規(guī)定 倍(例如4倍)的采樣頻率進(jìn)行過采樣處理。然后，該過采樣部110 將過采樣處理后的PCM數(shù)據(jù)(聲音數(shù)據(jù))，分別從每個(gè)通道輸出至 第1切換部140。
余弦波生成電路120 (數(shù)據(jù)生成部)，在未圖示的控制部的控制 下，在D類放大裝置100啟動(dòng)時(shí)或停止時(shí)的規(guī)定定時(shí)，生成余弦波 作為余弦波數(shù)據(jù)(波形數(shù)據(jù))，該余弦波具有用于控制低通濾波器 190的輸出電壓、抑制爆音的抑制曲線。然后，該余弦波生成電路120 將該生成的余弦波數(shù)據(jù)分別作為L(zhǎng)ch用及Rch用而向第l切換部140 輸出。另外，本實(shí)施方式的余弦波生成電路120的結(jié)構(gòu)及其動(dòng)作等詳 細(xì)說朋，在下面敘述。
將從第l切換部140輸出的數(shù)據(jù)(Lch或Rch的PCM數(shù)據(jù)或余
弦波數(shù)據(jù))，輸入至噪聲整形裝置130中。該噪聲整形裝置130執(zhí)行 噪聲整形處理，將24位的數(shù)據(jù)變換為6位的數(shù)據(jù)，其中，該噪聲整 形處理用于在可聽頻帶內(nèi)降低在整個(gè)乃奎斯特頻帶內(nèi)均勻分布的量 化噪聲。然后，該噪聲整形裝置130將變換后的6位的數(shù)據(jù)分別從每 個(gè)通道輸出至PWM信號(hào)生成部150。特別地，本實(shí)施方式的噪聲整 形裝置130在對(duì)余弦波數(shù)據(jù)進(jìn)行噪聲整形處理時(shí)，為了抑制余弦波數(shù) 據(jù)在可聽頻帶中產(chǎn)生的量化噪聲，在啟動(dòng)時(shí)或停止時(shí)的規(guī)定定時(shí)，與 該余弦波數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)恰當(dāng)?shù)厍袚Q噪聲整形裝置130的次數(shù)。本實(shí)施方式 的噪聲整形裝置130的詳細(xì)結(jié)構(gòu)及動(dòng)作在下面敘述，其中，由于在噪 聲整形處理中將24位壓縮至6位，從而產(chǎn)生量化誤差。相對(duì)于當(dāng)前 采樣，將誤差量分配至將來的采樣中。例如，在2次噪聲整形處理中， 向下一個(gè)采樣及再下一個(gè)采樣這樣的將來的2個(gè)采樣中分配誤差量。 這樣，次數(shù)表示用于分散量化誤差的將來的采樣的個(gè)數(shù)。
將下述數(shù)據(jù)分別從每個(gè)通道輸入第1切換部140中，g卩，從過 采樣部llO分別輸出的Lch或Rch的PCM數(shù)據(jù)，和由余弦波生成電 路120生成的余弦波數(shù)據(jù)。該第1切換部140在未圖示的控制部的控 制下，在啟動(dòng)時(shí)或停止時(shí)的規(guī)定定時(shí)，針對(duì)每個(gè)通道對(duì)向噪聲整形裝 置130輸出的PCM數(shù)據(jù)或余弦波數(shù)據(jù)進(jìn)行切換。特別地，本實(shí)施方 式的第1切換部140,通常向每個(gè)通道輸出各自的PCM數(shù)據(jù)，在未 圖示的控制部的控制下，在下述期間的規(guī)定定時(shí)(下面稱為"特定期 間")選擇輸出余弦波數(shù)據(jù)，上述期間為，從D類放大裝置100啟動(dòng) 至低通濾波器190的輸出電壓達(dá)到規(guī)定值(VDD/2)的期間(下面 稱為"開始期間")，或者在從指示該D類放大裝置IOO動(dòng)作停止至 低通濾波器190的輸出電壓達(dá)到"O"的期間(下面稱為"結(jié)束期間")。 另外，如果將D類放大裝置IOO對(duì)PCM數(shù)據(jù)執(zhí)行放大動(dòng)作的期間作 為動(dòng)作期間，則開始期間處在即將開始的動(dòng)作期間之前，結(jié)束期間處
在剛結(jié)束的動(dòng)作期間之后。
PWM信號(hào)生成部150，例如由具有比較器、譯碼器以及并行/ 串行變換電路的數(shù)字電路等構(gòu)成，基于規(guī)定的載波而執(zhí)行PWM調(diào) 制，將分別輸入各通道的數(shù)據(jù)調(diào)制為2進(jìn)制的信號(hào)(下面稱為"PWM"
信號(hào))。然后，該P(yáng)WM信號(hào)生成部150將PWM調(diào)制后的數(shù)據(jù)分別 輸出至各通道的驅(qū)動(dòng)電路170。
另一方面，專用PWM信號(hào)生成部160，為了去除即使在執(zhí)行上 述噪聲整形處理的情況下也可能產(chǎn)生的噪聲，而在開始期間等定時(shí)， 基于由余弦波生成電路120生成的余弦波數(shù)據(jù)，生成用于驅(qū)動(dòng)低通濾 波器190的PWM信號(hào)(下面稱為"專用PWM信號(hào)")。然后，該專 用PWM信號(hào)生成部160經(jīng)由第2切換部180，而通過各通道分別向 驅(qū)動(dòng)電路170輸出。另外，本實(shí)施方式的專用PWM信號(hào)生成部160 的詳細(xì)結(jié)構(gòu)及動(dòng)作，在后面敘述。
將下述信號(hào)分別從每個(gè)通道輸入第2切換部180中，即，從PWM 信號(hào)生成部150輸出的PWM信號(hào)、和由專用PWM信號(hào)生成部160 生成的專用PWM信號(hào)。該第2切換部180在未圖示的控制部的控制 下，針對(duì)每個(gè)通道對(duì)PWM信號(hào)或?qū)Ｓ肞WM信號(hào)向驅(qū)動(dòng)電路170的 輸出進(jìn)行切換。特別地，本實(shí)施方式的第2切換部180，通常分別向 每個(gè)通道輸出PWM信號(hào)，并在未圖示的控制部的控制下，在特定期 間，向驅(qū)動(dòng)電路170輸出專用PWM信號(hào)。
將由第2切換部180選擇的PWM信號(hào)或?qū)Ｓ肞WM信號(hào)，輸入 驅(qū)動(dòng)電路170。該驅(qū)動(dòng)電路170將輸入的PWM信號(hào)放大至規(guī)定電平， 將該放大后的PWM信號(hào)輸出至低通濾波器190。
將由驅(qū)動(dòng)電路170放大后的PWM信號(hào)，輸入低通濾波器190。 然后，該低通濾波器190對(duì)輸入的驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行高頻截止處理(低通 濾波處理)而生成下述驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并經(jīng)由輸出端子20將該驅(qū)動(dòng)信號(hào) 向外部輸出，該驅(qū)動(dòng)信號(hào)用于驅(qū)動(dòng)耳機(jī)或揚(yáng)聲器等未圖示的在外部連 接的設(shè)備。另外，如果經(jīng)由輸出端子20，將從低通濾波器190輸出 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸入耳機(jī)或揚(yáng)聲器等外部設(shè)備，則使其基于該輸入的驅(qū)動(dòng)
下面，使用圖2至圖5說明本實(shí)施方式的余弦波生成電路120 及其生成原理。另外，圖2是用于說明本實(shí)施方式的余弦波生成電路 120的生成原理的圖，圖4是本實(shí)施方式的余弦波生成電路120的框 圖的一個(gè)例子。此外，圖3是用于說明生成的余弦波數(shù)據(jù)的波形的圖，
圖5是本實(shí)施方式的余弦波生成電路120的框圖的另一個(gè)例子。
通常，由于單端形式的D類放大電路，需要使低通濾波器的輸 出電壓的值為中心振幅電位(驅(qū)動(dòng)電壓VDo/2),所以在該D類放 大電路從動(dòng)作停止的狀態(tài)(下面稱為"停止?fàn)顟B(tài)")向啟動(dòng)的狀態(tài)(下 面稱為"啟動(dòng)狀態(tài)")、或從啟動(dòng)狀態(tài)向停止?fàn)顟B(tài)進(jìn)行狀態(tài)遷移的情況 下，需要操作輸入的PWM信號(hào)，使該低通濾波器190的輸出電壓從 O[V]向(VDD/2) [V]、或從(VDD/2) [V]向0[V〗變化。
但是，上述單端形式的D類放大電路，例如在使其狀態(tài)從停止 狀態(tài)變化為啟動(dòng)狀態(tài)時(shí)，在將PWM信號(hào)切換至占空比為50%的矩 形波脈沖等，調(diào)整矩形波的占空比(Duty)，控制向低通濾波器190 的PWM信號(hào)輸入的情況下，會(huì)使低通濾波器190的輸出電壓從0 [V] 急劇變化至(VDD/2) [V]，而產(chǎn)生噪聲(所謂的爆音)。這是因?yàn)?輸出電壓的波形具有可聽頻帶的頻率成分。
所以，本實(shí)施方式的余弦波生成電路120，在D類放大裝置100 的狀態(tài)從停止?fàn)顟B(tài)變化為啟動(dòng)狀態(tài)的定時(shí)(開始期間)、或從啟動(dòng)狀 態(tài)變化至停止?fàn)顟B(tài)的定時(shí)(結(jié)束期間)，生成余弦波數(shù)據(jù)。該余弦波 數(shù)據(jù)，如圖2所示從0V沿余弦波的波形上升，在時(shí)刻to其電平達(dá)到 Vdd/2后，維持該電平而不使其下降。通常，可聽頻帶的下限頻率 是20Hz。因此，如果將余弦波的頻率設(shè)定為大于或等于20Hz，則會(huì) 聽到爆音。
另外，如果生成的余弦波數(shù)據(jù)的波形精度較低，則余弦波數(shù)據(jù) 的波形中會(huì)包含各種高次諧波成分。此外，余弦波的波形原本從時(shí)刻 to開始下降，但在這里，使余弦波數(shù)據(jù)的波形維持VDD/2。因此， 其差值會(huì)導(dǎo)致失真。如果上述失真發(fā)生在可聽頻帶，且其電平較大， 則會(huì)輸出可聽到的噪聲。通常，失真的高頻成分以基本波的整數(shù)倍產(chǎn) 生，其倍數(shù)越大，則電平越低。由此，如果將余弦波頻率設(shè)定得越低， 則越能夠抑制爆音。另一方面，從OV達(dá)到VDD/2的時(shí)間隨余弦波 的頻率降低而延長(zhǎng)。即，爆音的抑制程度與特定期間的長(zhǎng)度處于一種 相互制約的關(guān)系。因此，在本實(shí)施方式中，用戶可以將余弦波的頻率 設(shè)定為3Hz、 4Hz、 6Hz或12Hz，使余弦波生成電路120以指定頻率 生成余弦波數(shù)據(jù)。特別地，由于如果將余弦波的頻率設(shè)定為3Hz 6Hz 的范圍，則3倍于基本波的高次諧波成分處于可聽頻帶之外，所以能 夠有效地抑制爆音。
具體地說，本實(shí)施方式的余弦波生成電路120由噪聲整形用的 運(yùn)算器構(gòu)成，生成根據(jù)式1所示的遞推公式得到的余弦波作為余弦波 數(shù)據(jù)。在這里，"T"表示采樣周期，"co"表示角頻率，"n"表示余弦波 數(shù)據(jù)的第n (n為大于或等于0的整數(shù))個(gè)采樣。
一會(huì)cos(w(n + l)T) —^ = 2cos(o)T){+os(wnT)}_(+os(w(n-l)T))-會(huì)…(式1) 在這里，說明式l所示的遞推公式。
通常，如上所示，如果使采樣周期為"T"，角頻率為"CO"，則可
以使余弦波的第"n"個(gè)采樣y[n]為式2，余弦波的第"11+l"及第"n—1" 個(gè)采樣y[n+l]及y[n—l]由式3表示。
y[n] = cos (纖T) …(式2)
y[n+l] = cos (co (n+l) T)
y[n—l] = cos (co (n—1) T) …(式3)
另外，如果使用三角函數(shù)的加法定理展開該式3，則成為式4， 如果計(jì)算式4的各式(第"n+l"及第"n—l"個(gè)采樣y的算式)的和， 則得到式5。
cos(co(n+ l)T) = cos(conT)cos(coT)— sin(conT)sin(coT)
cos(co(n—1)T) = cos(conT)cos(coT)+sin(conT)sin(coT) …(式4)
cos(co(n+1)T)二2cos(,T)cos(coT) — cos(to(n—l)T) ...(式5)
由于在該式5中，右邊第1項(xiàng)中的2cos (coT)為常數(shù)，所以能
夠通過該式5基于第"n十l"個(gè)采樣y[n+ l]及第"n— l"個(gè)采樣y[n— 1] 進(jìn)行求積求和運(yùn)算，生成式1的余弦波。另一方面，由于式5所示的 遞推公式產(chǎn)生的是圖3 (a)所示的波形(下面，稱為"基本波形")， 所以無法用作去除爆音的波形。因此，本實(shí)施方式的余弦波生成電路 120，為了如圖3 (b)所示變換基本波形，將式5變形而生成式1所 示的波形(下面稱為"改良波形")。
圖4所示的余弦波生成電路120執(zhí)行式5的運(yùn)算。該余弦波生 成電路120具有延遲電路121 — 1及121—2、加法器122及125、以 及系數(shù)器123—1、 123 — 2及124。延遲電路121 — 1及121—2具有1 個(gè)采樣周期①T的延時(shí)。因此，在加法器122的輸出數(shù)據(jù)為第n+l 個(gè)采樣，即式5所示的左邊的cos (co (n+l) T)時(shí)，延遲電路121 一l的輸出數(shù)據(jù)為比第n+l個(gè)采樣早l個(gè)采樣周期coT的第n個(gè)采樣， 即cos (conT)。由于系數(shù)器123—1在延遲電路121 — 1的輸出數(shù)據(jù) 上乘以常數(shù)2cos (coT)，所以其輸出數(shù)據(jù)為2cos (conT) cos (coT)， 即式5的右邊第1項(xiàng)。
另外，由于延遲電路121 — 2的輸出數(shù)據(jù)是使延遲電路121—1 的輸出數(shù)據(jù)延遲1個(gè)采樣周期coT的數(shù)據(jù)，因此為cos(co(n—l)T)。 由于系數(shù)器123 — 2將該數(shù)據(jù)乘以系數(shù)"一l"，所以其輸出數(shù)據(jù)為一cos (co (n—l) T)，與式5的右邊第2項(xiàng)一致。由此，加法器122的 輸出數(shù)據(jù)如上所述，與式5的左邊一致。然后，由于通過系數(shù)器124 乘以系數(shù)一0.5，所以其輸出數(shù)據(jù)為一cos (Q) (n+l) T) /2。由于 加法器125在該輸出數(shù)據(jù)上加上一0.5，所以加法器125的輸出數(shù)據(jù) 與式1的左邊一致。
另外，本實(shí)施方式的余弦波生成電路120，按照?qǐng)D4所示的框圖 實(shí)現(xiàn)其結(jié)構(gòu)，但也可以如圖5所示，從p點(diǎn)輸出信號(hào)波形，而不是從 oc點(diǎn)輸出。在此情況下，余弦波生成電路120執(zhí)行滿足式6的遞推公 式的運(yùn)算。按照遞推公式進(jìn)行運(yùn)算時(shí)，需要設(shè)定初始值。圖5所示的 余弦波生成電路120，通過從存儲(chǔ)初始值的存儲(chǔ)器中讀取第1個(gè)數(shù)據(jù) 和第2個(gè)數(shù)據(jù)，將它們作為延遲電路121 — 1及121 — 2的輸出數(shù)據(jù)， 而生成第3個(gè)數(shù)據(jù)。為此，在實(shí)際電路中，在加法器122和系數(shù)器
124之間，需要在輸出側(cè)設(shè)置選擇部，用于選擇輸出加法器122的輸 出數(shù)據(jù)和來自存儲(chǔ)器的數(shù)據(jù)。但是，圖5所示的余弦波生成電路120， 只要將來自存儲(chǔ)器的第1個(gè)數(shù)據(jù)和第2個(gè)數(shù)據(jù)作為延遲電路121—1 及121 — 2的輸出數(shù)據(jù)使用即可，具有可以省略選擇部的優(yōu)點(diǎn)。
一丄cos("(" —丄-2cos("T)(—丄cos("nT)) — (丄cos("(n + l)T)〉一丄…(式6) 2 2 2 2 2
下面，使用圖6至圖9說明本實(shí)施方式的噪聲整形裝置130及 其動(dòng)作原理。圖6及圖7是用于說明本實(shí)施方式的噪聲整形處理的動(dòng) 作原理的圖，圖8是表示本實(shí)施方式的噪聲整形裝置130 (L)的框 圖。此外，圖9是表示本實(shí)施方式的噪聲整形裝置130 (L)使用的 各系數(shù)器系數(shù)的表。
通常，噪聲整形處理是將n (n為自然數(shù))位的數(shù)據(jù)變換為m (m 為滿足n〉m的自然數(shù))位的數(shù)據(jù)，以在可聽頻帶內(nèi)降低乃奎斯特頻 帶整體內(nèi)均勻分布的量化噪聲。例如，在PWM信號(hào)(64級(jí)的PWM 信號(hào))由6位構(gòu)成的情況下，如圖6 (a)所示，由于從O[V]至(VDD /2) [V]的低通濾波器的輸出電壓僅以32階進(jìn)行規(guī)定，所以在迸行 量化時(shí)，會(huì)在可聽頻帶內(nèi)作為量化噪聲而產(chǎn)生噪聲。因此，為了在 PCM數(shù)據(jù)等輸入的數(shù)據(jù)中減少該量化噪聲，必須執(zhí)行噪聲整形處理。 由此，能夠?qū)⒘炕肼暤姆植嫁D(zhuǎn)移至可聽頻帶之外。
另一方面，由于如果在噪聲整形處理的運(yùn)算中，發(fā)生下溢或上 溢，則會(huì)造成波形信息丟失，從而在可聽頻帶內(nèi)產(chǎn)生噪聲成分。將由 上述運(yùn)算處理導(dǎo)致丟失波形信息的信號(hào)電平的范圍稱為不敏感區(qū)域。 如圖6(b)所示，如果對(duì)PCM數(shù)據(jù)等輸入的數(shù)據(jù)執(zhí)行噪聲整形處理， 則在低通濾波器的輸出電壓為0 [V]附近的不敏感區(qū)域中，產(chǎn)生下溢， 會(huì)在可聽頻帶內(nèi)生成噪聲，而無法發(fā)揮噪聲整形處理的效果。
圖7 (a)表示從1次至4次噪聲整形處理的特性(下面，也稱 為"噪聲整形特性")。如該圖所示，通過提高該整形處理的次數(shù)，可 以分散量化噪聲，降低信號(hào)成分中的低頻噪聲等級(jí)。但是，不敏感區(qū)
域則隨著噪聲整形處理的次數(shù)增高而擴(kuò)大。這是由于，如后所述次數(shù) 越高，與量化誤差相乘的系數(shù)越大。
所以，本實(shí)施方式的噪聲整形裝置130構(gòu)成為，在特定期間，
在余弦波的o [v]附近依次切換進(jìn)行噪聲整形處理時(shí)的次數(shù)，將不敏
感區(qū)域的范圍抑制為最小限，從而防止噪聲發(fā)生。更具體地說，本實(shí)
施方式的噪聲整形裝置130，在開始期間，如圖7 (b)所示，從余弦 波數(shù)據(jù)的波形上升開始，依次將噪聲整形處理的次數(shù)切換為2次、3 次及4次，抑制高頻成分，消除不敏感區(qū)域的產(chǎn)生。
本實(shí)施方式的噪聲整形裝置130，如圖8所示，具有量化器 131，其將24位的數(shù)據(jù)量化為6位的數(shù)據(jù)；以及減法器132，其從輸 入至量化器131的24位的輸入數(shù)據(jù)中減去6位的輸出數(shù)據(jù)，生成表 示量化誤差的誤差數(shù)據(jù)。
另外，該噪聲整形裝置130具有多個(gè)延遲電路(133—1 133 一4)，它們分別向誤差數(shù)據(jù)賦予1個(gè)采樣周期的延時(shí)；多個(gè)系數(shù)器 134 ( 134— 1 134 — 4)，它們具有規(guī)定的系數(shù)，將從各延遲電路133 輸出的數(shù)據(jù)乘以該系數(shù)；以及多個(gè)加法器135 ( 135— 1 135 — 4)， 它們依次將分別延遲了1個(gè)采樣周期的誤差數(shù)據(jù)與輸入的數(shù)據(jù)相加， 該噪聲整形裝置130以規(guī)定的定時(shí)或基于輸入的波形數(shù)據(jù)的值，切換 各系數(shù)器134的系數(shù)。
例如，本實(shí)施方式的噪聲整形裝置130，在開始期間如圖9所示， 按照2次、3次及4次，基于規(guī)定的定時(shí)或輸入的波形數(shù)據(jù)的值，切 換各系數(shù)器的系數(shù)C0、 Cl、 C2及C3的值。對(duì)于系數(shù)Cl，在次數(shù)為 2次時(shí)Cl-一1， 3次時(shí)C1二一3， 4次時(shí)C1二—6這樣，次數(shù)越高， 則系數(shù)C1的絕對(duì)值越大。因此，如圖7 (b)所示，次數(shù)越高，則與 原來的余弦波數(shù)據(jù)疊加的誤差數(shù)據(jù)的振幅越大。在該圖中，從4次切 換至3次的邊界為4次不敏感區(qū)域的上限，從3次切換至2次的邊界 為3次不敏感區(qū)域的上限，從2次切換至專用PWM信號(hào)的邊界為2 次不敏感區(qū)域的上限。由于如上述在不敏感區(qū)域的上限處切換噪聲整 形處理的次數(shù)，所以可以同時(shí)抑制由波形信息丟失而在可聽頻帶產(chǎn)生 的噪聲、和隨著量化而產(chǎn)生的噪聲。
另外，本實(shí)施方式的噪聲整形裝置130，在結(jié)束期間中，從余弦
波數(shù)據(jù)下降開始進(jìn)行4次噪聲整形處理，同時(shí)適當(dāng)?shù)貙⒋螖?shù)切換為3 次、2次、1次而進(jìn)行該噪聲整形處理。另外，圖8及圖9所示的噪 聲整形裝置130，僅是一側(cè)的通道、即Lch的噪聲整形裝置130 (L) 的結(jié)構(gòu)，另一側(cè)通道(Rch)的噪聲整形裝置130 (R)也具有相同的 結(jié)構(gòu)。
下面，使用圖IO及圖11說明本實(shí)施方式的專用PWM信號(hào)生成 部160及其動(dòng)作原理。另外，圖IO是用于說明本實(shí)施方式的專用PWM 信號(hào)生成部160的動(dòng)作原理的圖，圖11是本實(shí)施方式的專用PWM 信號(hào)生成部160 (L)的框圖的一個(gè)例子。
通常，低通濾波器l卯的輸出電壓的確定方法為如果將該低 通濾波器190的驅(qū)動(dòng)電壓設(shè)為VDD，PWM信號(hào)的高電平期間設(shè)為t。n， 以及該P(yáng)WM信號(hào)的低電平期間設(shè)為t。ff，則低通濾波器190的輸出
電壓(V。ut)如式7所示，根據(jù)期間t。n與期間t。ff的比而確定。
由此，在低電平期間(t。ff)與高電平期間(t。n)相比非常大的 情況下，低通濾波器190的輸出電壓(V。ut)為很小的電平。此外， 如果低電平期間(t。ff)逐漸變短，則占空比逐漸增加。例如，如果 使高電平期間(t。n)恒定，從圖10 (a)所示的低電平期間(t。ff)變 化至圖10 (b)所示的低電平期間(t。ff)，則能夠使低通濾波器190 的輸出電壓(V。ut)逐漸上升，即，進(jìn)行與使載波頻率變化等同的處 理。
所以，本實(shí)施方式的專用PWM信號(hào)生成部160，在開始期間從 開始啟動(dòng)至經(jīng)過規(guī)定時(shí)刻(2次噪聲整形處理中也發(fā)生下溢的時(shí)刻)， 或在結(jié)束期間從規(guī)定時(shí)刻(2次噪聲整形處理中也發(fā)生下溢的時(shí)刻) 至啟動(dòng)停止，生成占空比與余弦波數(shù)據(jù)連動(dòng)變化的專用PWM信號(hào)。 第2切換部180在該期間中，取代由噪聲整形裝置130輸出的PWM 信號(hào)，而將專用PWM信號(hào)向驅(qū)動(dòng)電路170及低通濾波器190輸出。
具體地說，本實(shí)施方式的專用PWM信號(hào)生成部160，如圖11 (a)所示，以采樣周期為基準(zhǔn)，將余弦波數(shù)據(jù)(例如，在值為正時(shí) 的高13位)相加，在該相加值溢出的情況下，生成具有規(guī)定脈寬(最 小脈寬)的專用PWM信號(hào)，取代PWM信號(hào)生成部150,而將生成 的PWM信號(hào)作為專用PWM信號(hào)，經(jīng)由第2切換部180向驅(qū)動(dòng)電路 170及低通濾波器190輸出。
例如，本實(shí)施方式的專用PWM信號(hào)生成部160，如圖11 (b) 所示，由下述部分構(gòu)成輸入處理部161，其執(zhí)行輸入處理，用于將 輸入的余弦波數(shù)據(jù)整形為規(guī)定的位數(shù)；多個(gè)延遲電路162，它們具有 l個(gè)采樣周期的延時(shí)；比較器163，其將值為正的余弦波數(shù)據(jù)的高13 位數(shù)據(jù)(下面簡(jiǎn)稱為"位數(shù)據(jù)")與基準(zhǔn)值Dref比較，以進(jìn)行輸出； 加法器164，其在每個(gè)采樣周期將位數(shù)據(jù)相加；判定部165，其進(jìn)行 溢出判定；以及生成部166，其基于判定部165的判定結(jié)果而生成專 用PWM信號(hào)。另外，多個(gè)延遲電路162，也可以由例如通過采樣時(shí) 鐘信號(hào)進(jìn)行鎖存(latch)動(dòng)作的D觸發(fā)電路構(gòu)成。
從余弦波生成電路120，使24位的余弦波數(shù)據(jù)輸入至輸入處理 部161，該輸入處理部161將輸入的24位的數(shù)據(jù)的低11位舍棄，輸 出由表示正負(fù)的符號(hào)位和高12位構(gòu)成的13位的位數(shù)據(jù)。
比較器163將由輸入處理部161整形后的13位的位數(shù)據(jù)與基準(zhǔn) 值Dref比較，在位數(shù)據(jù)小于或等于基準(zhǔn)值Dref時(shí)，輸出"O"，在位 數(shù)據(jù)大于基準(zhǔn)值Dref時(shí)，輸出該位數(shù)據(jù)。 '
加法器164在每個(gè)采樣周期對(duì)比較器163的輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行累加， 將累加的值輸出至判定部165。另外，該加法器164，在溢出的情況 下，將值復(fù)位，而再次從"O"開始對(duì)從比較器163輸出的值進(jìn)行累加。 判定部165判定在每個(gè)采樣周期中相加后的位數(shù)據(jù)是否溢出，即，在 13位的情況下，在第14位上是否產(chǎn)生進(jìn)位(第14位是否變?yōu)?1")， 在溢出的情況下，向生成部166指示生成專用PWM信號(hào)。生成部 166，在從判定部165輸入了專用PWM信號(hào)的生成指示的情況下， 生成規(guī)定脈寬的PWM信號(hào)，例如具有最小脈寬的專用PWM信號(hào)， 并向第2切換部180輸出。
在上述結(jié)構(gòu)中，如果位數(shù)據(jù)大于基準(zhǔn)值Dref,才會(huì)開始生成專 用PWM信號(hào)，在位數(shù)據(jù)小于或等于基準(zhǔn)值Dref的情況下，則不會(huì) 生成專用PWM信號(hào)。這是由于如果專用PWM信號(hào)的占空比非常低， 則有時(shí)會(huì)作為噪聲而被聽到。所以，在剛開始生成余弦波數(shù)據(jù)時(shí)，位 數(shù)據(jù)的值非常小的情況下，停止專用PWM信號(hào)的生成而防止產(chǎn)生噪 聲。在這里，基準(zhǔn)值Dref設(shè)定為如下值，§卩，在將其作為專用PWM 信號(hào)輸出的情況下，不會(huì)作為噪聲被聽到。
另外，在上述專用PWM信號(hào)生成部160中，加法器164及延遲 電路162 — 3，作為下述單元起作用，即，在每個(gè)采樣周期中將波形 數(shù)據(jù)累加而生成累加數(shù)據(jù)，如果累加數(shù)據(jù)的值超過規(guī)定值，則溢出并 將累加數(shù)據(jù)的值復(fù)位為0。判定部165及生成部166作為檢測(cè)溢出而 將1個(gè)采樣周期的PWM調(diào)制信號(hào)的電平設(shè)定為高電平的單元起作 用。
另外，本實(shí)施方式的D類放大裝置100，由于在結(jié)束期間中， 輸入至專用PWM信號(hào)生成部160的余弦波數(shù)據(jù)中的位數(shù)據(jù)逐漸減 小，所以具有規(guī)定寬度的高電平期間(t。n)的間距變長(zhǎng)，能夠使輸出 電壓(V。ut)逐漸下降。另外，圖11所示的專用PWM信號(hào)生成部 160僅是一側(cè)的通道、例如Lch的專用PWM信號(hào)生成部160 (L)的 結(jié)構(gòu)，另一側(cè)通道的專用PWM信號(hào)生成部160 (R)也具有相同的 結(jié)構(gòu)。
如上所述，本實(shí)施方式的D類放大裝置100，在啟動(dòng)時(shí)輸出電 壓從"O"電平上升至輸出電壓的中心電壓(VDD/2)的情況下，或者 在停止時(shí)輸出電壓從中心電壓(VDD/2)下降至"0"電平的情況下， 能夠基于電平變化的余弦波數(shù)據(jù)生成PWM信號(hào)。其結(jié)果，D類放大 裝置100，在控制低通濾波器190的輸出電壓時(shí)，通過使用具有可聽 頻帶之外的頻率成分的n位的波形數(shù)據(jù)、即數(shù)字波形的波形數(shù)據(jù)，能 夠控制低通濾波器l卯的輸出電壓，而且能夠使波形數(shù)據(jù)自身也由可 聽頻帶之外的頻率成分構(gòu)成。
其結(jié)果，本實(shí)施方式的D類放大裝置100，由于能夠抑制在啟 動(dòng)時(shí)或停止時(shí)，隨著輸出電路的輸出電壓急劇變化而產(chǎn)生的噪聲，同
時(shí)通過使用數(shù)字波形，能夠以簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)防止爆音，并可以容易地設(shè) 定或變更波形，所以能夠基于小型化或部件數(shù)量減少而降低制造成 本，基于波形設(shè)定及調(diào)整的容易性而實(shí)現(xiàn)提高操作性、以及構(gòu)建系統(tǒng) 時(shí)的靈活性。
另外，D類放大裝置100，由于通過根據(jù)遞推公式生成余弦波形， 能夠容易且以低失真的波形生成該波形數(shù)據(jù)，所以通過該波形數(shù)據(jù)的
波形自身也能夠排除產(chǎn)生噪聲的主要因素。此外，D類放大裝置100， 通過基于波形數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)值或從特定期間開始的時(shí)間，切換噪聲整形 處理的次數(shù)，從而在將該波形數(shù)據(jù)向低通濾波器190輸出的情況下， 能夠防止由不敏感區(qū)域?qū)е略摰屯V波器190的輸出電壓為負(fù)，而在 0 [V]附近產(chǎn)生噪聲。
權(quán)利要求
1.一種D類放大裝置，其輸出第1電平和第2電平這兩個(gè)值的輸出電壓，其特征在于，具有數(shù)據(jù)生成部，其以規(guī)定的采樣周期生成n位的波形數(shù)據(jù)，該波形數(shù)據(jù)表示如下波形，即，在將即將開始放大動(dòng)作之前的開始期間或剛結(jié)束放大動(dòng)作之后的結(jié)束期間的至少一個(gè)作為特定期間，將上述第1電平和上述第2電平的中心的電平作為中心電平時(shí)，在上述特定期間中，電平在上述第1電平和上述中心電平之間逐漸變化的波形，其中，上述n為自然數(shù)；噪聲去除部，其對(duì)上述波形數(shù)據(jù)施加噪聲整形處理而生成m位的變換數(shù)據(jù)，其中，上述m為滿足n＞m的自然數(shù)；脈寬調(diào)制部，其對(duì)上述變換數(shù)據(jù)進(jìn)行脈寬調(diào)制而生成脈寬調(diào)制信號(hào)；以及輸出部，其以單端形式放大上述脈寬調(diào)制信號(hào)，輸出上述輸出電壓，上述數(shù)據(jù)生成部以下述方式生成該波形數(shù)據(jù)，即，使得構(gòu)成上述波形數(shù)據(jù)的波形的基本頻率處于可聽頻帶之外。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的D類放大裝置，其特征在于， 具有選擇部，其被供給以上述中心電平為振幅中心的聲音數(shù)據(jù)和上述波形數(shù)據(jù)，該選擇部在上述特定期間選擇上述波形數(shù)據(jù)，在執(zhí) 行放大動(dòng)作的動(dòng)作期間選擇上述聲音數(shù)據(jù)，并向上述噪聲去除部輸 出。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的D類放大裝置，其特征在于， 構(gòu)成上述波形數(shù)據(jù)的波形為余弦波形，上述數(shù)據(jù)生成部，按照規(guī)定的遞推公式生成上述波形數(shù)據(jù)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的D類放大裝置，其特征在于， 上述噪聲去除部，與上述波形數(shù)據(jù)的值對(duì)應(yīng)而變更上述噪聲整形處理的次數(shù)，以使得在上述噪聲整形處理中在不敏感區(qū)域中不進(jìn)行 運(yùn)算。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的D類放大裝置，其特征在于， 上述噪聲去除部，與從上述特定期間開始之后的時(shí)間對(duì)應(yīng)而變更上述噪聲整形處理的次數(shù)，以使得在上述噪聲整形處理中在不敏感 區(qū)域中不進(jìn)行運(yùn)算。
6. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的D類放大裝置，其特征在于， 上述脈寬調(diào)制部，在上述波形數(shù)據(jù)的值尚未達(dá)到規(guī)定值的情況下，使占空比逐漸變化，該占空比為上述脈寬調(diào)制信號(hào)的高電平期間 和低電平期間之比。
7. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的D類放大裝置，其特征在于， 上述脈寬調(diào)制部，在上述特定期間的預(yù)先規(guī)定的時(shí)刻之間，使占空比逐漸變化，該占空比為上述脈寬調(diào)制信號(hào)的高電平期間和低電 平期間之比。
8. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的D類放大裝置，其特征在于， 上述脈寬調(diào)制部，在上述波形數(shù)據(jù)的值尚未達(dá)到規(guī)定值的情況下，使占空比逐漸變化，該占空比為上述脈寬調(diào)制信號(hào)的高電平期間 和低電平期間之比。
9. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的D類放大裝置，其特征在于， 上述脈寬調(diào)制部，在上述特定期間的預(yù)先規(guī)定的時(shí)刻之間，使占空比逐漸變化，該占空比為上述脈寬調(diào)制信號(hào)的高電平期間和低電 平期間之比。
10.根據(jù)權(quán)利要求6至9中任意一項(xiàng)所述的D類放大裝置，其特征在于，.上述脈寬調(diào)制部具有累加部，其在每個(gè)采樣周期中累加上述波形數(shù)據(jù)而生成累加數(shù) 據(jù)，如果上述累加數(shù)據(jù)的值超過規(guī)定值，則溢出而將上述累加數(shù)據(jù)的 值復(fù)位為0;以及生成部，其檢測(cè)上述累加部的溢出而將1個(gè)采樣周期的上述脈 寬調(diào)制信號(hào)的電平設(shè)定為上述第2電平，從上述生成部取出占空比逐漸變化的上述脈寬調(diào)制信號(hào)，該占 空比為高電平期間和低電平期間之比。
全文摘要
本發(fā)明提供一種D類放大電路等數(shù)據(jù)處理裝置，其能夠基于小型化、部件數(shù)量的減少而降低制造成本，以及基于波形設(shè)定或調(diào)整的容易性而實(shí)現(xiàn)提高操作性及構(gòu)建系統(tǒng)時(shí)的靈活性。D類放大裝置(100)，在開始期間或結(jié)束期間生成余弦波數(shù)據(jù)，作為向LPF(190)輸入的PWM信號(hào)，以使該LPF(190)的輸出電壓不會(huì)急劇變化，并且，選擇性地切換至聲音數(shù)據(jù)等輸入的作為放大對(duì)象的數(shù)據(jù)，通過噪聲整形處理并調(diào)制為PWM信號(hào)而輸出至LPF(190)。
文檔編號(hào)H03F3/20GK101183855SQ20071018780
公開日2008年5月21日 申請(qǐng)日期2007年11月13日 優(yōu)先權(quán)日2006年11月15日
發(fā)明者森島守人, 西岡直俊 申請(qǐng)人:雅馬哈株式會(huì)社