專利名稱：模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器及其控制方法以及無線收發(fā)兩用電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器及其控制方法以及無線收發(fā)兩用
(機(jī))電路(transceiver circuit),特別是涉及用于改善模擬-數(shù)字轉(zhuǎn) 換器的轉(zhuǎn)換精度的電路以及控制方法。
背景技術(shù)：
以往，作為模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器而列舉數(shù)字校準(zhǔn)型的流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的例子(例如，參照非專利文獻(xiàn)l)。
另外，以往公開了為了更高速地進(jìn)行非專利文獻(xiàn)1所公開的流水 線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中的校準(zhǔn)收斂而經(jīng)過改良的數(shù)字校準(zhǔn)型的流水 線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(例如，參照非專利文獻(xiàn)2)。
此外，作為數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，除專利文獻(xiàn)l、 2所公 開的構(gòu)成以外，以往還有不需要參照用模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器而代之以利 用偽噪聲信號(hào)的結(jié)構(gòu)(例如，參照非專利文獻(xiàn)3)。
進(jìn)而，以往公開了在逐次逼近型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中，通過隨機(jī) 地選擇多個(gè)同一電容值的小單位電容元件來實(shí)現(xiàn)電容網(wǎng)絡(luò)中所使用 的二進(jìn)制電容值(例如，參照專利文獻(xiàn)l)。
另外，以往公開了使用配置在電容陣列外殼的虛設(shè)電容來進(jìn)行 因電容陣列的電容值誤差而產(chǎn)生的A / D轉(zhuǎn)換誤差的校正的A / D轉(zhuǎn) 換器(例如，參照專利文獻(xiàn)2)。
另外，以往公開了在被轉(zhuǎn)換信號(hào)輸入到電容的A / D轉(zhuǎn)換器中， 具備切換其輸入電容的電路，能夠?qū)Ρ晦D(zhuǎn)換信號(hào)的振幅電平進(jìn)行調(diào) 整以一定的分辨率輸出小振幅的信號(hào)和大振幅的信號(hào)(例如，參照 專利文獻(xiàn)3)。
另外，以往公開了在電荷再分配型AD轉(zhuǎn)換器中，具備對電容陣
列的 一部分使用剩余的電容陣列進(jìn)行校正的部件的AD轉(zhuǎn)換器(例 如，參照專利文獻(xiàn)4)。
專利文獻(xiàn)1美國專利第5， 006, 854號(hào)"i兌明書
專利文獻(xiàn)2日本特開平05 - 235768號(hào)^^艮
專利文獻(xiàn)3日本特開平04- 165822號(hào)z〉報(bào)
專利文獻(xiàn)4日本特開平03 - 206728號(hào)7>才艮
非專利文獻(xiàn)1
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非專利文獻(xiàn)2大島俊等、"八。^:7。，一 y型ADCO高速f、y
夕/k/《乂夕夕、、，y K、年卞y :/i/ — 、乂3 乂"、(社)電子信息通信
學(xué)會(huì)信學(xué)技巧VLD2006 - 1382007年
非專利文獻(xiàn)3Y.S.Shu et al.， "A 15b-Linear, 20MS/s， 1.5b/Stage Pipelined ADC Digitally Calibrated with Signal-Dependent Dithering, ，， 2006 Symposia on VLSI Technology and VLSI Circuits Session C25-1(2006)

發(fā)明內(nèi)容
由于近年來的CMOS工序細(xì)微化所帶來的LSI數(shù)字化進(jìn)步，模擬陽 數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)已變得越來越重要了。
在現(xiàn)行的無線系統(tǒng)中，從功耗優(yōu)先的立場出發(fā)，對于ADC—般 是僅在取樣率或者分辨率中的某一方上使其達(dá)到高性能，但為了實(shí) 現(xiàn)如下一代無線LAN那樣的、高吞吐量且耐干擾波干涉的無線系統(tǒng)， 需要以低功耗(數(shù)100MW以下)來實(shí)現(xiàn)以往因擔(dān)憂功耗而被回避的 高取樣率(數(shù)100MS/s lGS/s)且高分辨率(10 ~ 12B)的ADC 的技術(shù)。另外，在數(shù)字校準(zhǔn)型ADC中，由于為了減小消耗電流而使 用數(shù)百ff以下的電容元件，所以就有電容值比精度偏差明顯化，有 效分辨率(ENOB)、線性(DNL/INL)降低這樣的問題。
在此，分別在圖15、圖16中表示非專利文獻(xiàn)2所公開的數(shù)字校準(zhǔn) 型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器上適用的各MDAC ( Multiplying Digital to Analog Converter:乘法數(shù)模轉(zhuǎn)換器)的取樣模式和放大模式下的結(jié)構(gòu)。 MDAC—般而言是指將對輸入數(shù)字值與參考值進(jìn)行乘法運(yùn)算而獲得 的模擬值作為輸出的乘法型數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器，這一例子的MDAC基 于將運(yùn)算放大器1101用第一電容C！。1102、第二電容C2。1103以及第三 電容C3olllO進(jìn)行了負(fù)反饋的結(jié)構(gòu)，通過各開關(guān)1104、 1105、 1106、 1107、 1108、 1111、 1113來改變連4妄關(guān)系，就能夠在兩種才莫式間進(jìn) 行切換。1109是DAC開關(guān)控制部、1112是CAL用DAC開關(guān)控制部。
在取樣模式下，如圖15那樣，第一電容C!。1102和第二電容 C201103被連接到輸入模擬電壓V化與基準(zhǔn)DC電壓之間，與輸入模擬
電壓Vin成比例的電荷被充電到第 一 電容C!()l 102和第二電容C2。1 103
上。另外，通過第三電容C3olllO的兩端被連接到基準(zhǔn)DC電壓，其電
荷被置零。
另一方面，在放大模式下，如圖16那樣，運(yùn)算放大器1101為負(fù) 反饋連接，在取樣模式下，第一電容d。1102上所充電的電荷移動(dòng)到 第二電容C2oll03上。由此，在放大模式下，取樣模式時(shí)的輸入模擬 電壓Vin被擴(kuò)大2倍而出現(xiàn)在輸出中。同時(shí)，雖然沒有在該圖中表示出 來，另外DAC開關(guān)控制部1109還依照基于由比較器列所進(jìn)行的較粗 的量化結(jié)果而生成的DACctH信號(hào)，在Phi2接通時(shí)、即放大模式時(shí)，僅 使開關(guān)1108之中任意 一 個(gè)接通。
校準(zhǔn)用時(shí)鐘信號(hào)€六1^取+1、 -1、 O這三個(gè)值之中的任意一個(gè)， 并與其相應(yīng)，分別從將取樣模式時(shí)的模擬輸入電壓Vin與較粗的量化 結(jié)果的差即量化誤差擴(kuò)大了2倍的電壓中減去Vref/ 16、 - Vref/ 16、0。
利用校準(zhǔn)用信號(hào)CAL對MDAC輸出電壓有意施加變動(dòng)，能夠縮短 數(shù)字校準(zhǔn)的收斂。在此，為了避免運(yùn)算放大器1101的輸出電壓飽和， 而選擇比1充分小的值作為a ,所以作為第三電容值C3(jl 110就需要極 其小的值。
可是，在上述流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器或算法型(algorithmic) 模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器等搭載運(yùn)算放大器的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器、及逐次逼近 型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器等搭載比較器的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中，由于電路內(nèi) 使用的電容值變得越大，運(yùn)算放大器及比較器的功耗越增加，所以 希望采用盡可能小的電容值。
但是，當(dāng)在芯片上實(shí)現(xiàn)小電容值的電容元件時(shí)，由于電容值的 比精度偏差明顯，使有效分辨率和線性降低，所以歷來回避在這些 模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中采用非常小的電容值。作為其結(jié)果，在以往的模 擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中，常常不得不采用比本來受熱噪聲、也就是kT/C 噪聲的制約而確定的電容值大的電容值，從而，功耗就將不當(dāng)?shù)刈?大。
這一傾向在需要比通常的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器小的電容值的數(shù)字校 準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中很顯著。
特別是，今后在302. 11n無線LAN系統(tǒng)及后302. lln無線LAN 系統(tǒng)、第四代便攜式電話系統(tǒng)等下一代無線系統(tǒng)中，由于要求以低 功耗實(shí)現(xiàn)數(shù)1OOMS / s以上的高取樣率、且10位以上的高分辨率的模 擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，另外還期待數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器作為這種模 擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，所以可以預(yù)想上述的電容值的比精度偏差的問題在 今后將越來越明顯化。
另外，在非專利文獻(xiàn)3所公開的數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中， 也依然為如圖15和圖16所示那樣的MDAC的結(jié)構(gòu)，需要較小的電容 值。
非專利文獻(xiàn)1至3以及專利文獻(xiàn)3所公開的發(fā)明，關(guān)于電容值的比 精度偏差的問題均未公開適當(dāng)?shù)慕鉀Q對策。
另 一 方面，應(yīng)對電容值的比精度偏差的方法在專利文獻(xiàn)1中得以 公開。在此例子中，從15個(gè)單位電容元件Cu之中隨機(jī)地選出ll個(gè)單 位電容元件。例如，在電容元件C上有電容值的比精度偏差的情況下， 每次選擇該元件就穩(wěn)定地發(fā)生轉(zhuǎn)換誤差，模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的線性惡 化。但是，通過從單位電容元件Cu之中隨機(jī)地進(jìn)行選擇，各電容元
件具有的誤差被平均化，不會(huì)成為穩(wěn)定的轉(zhuǎn)換誤差，取而代之被轉(zhuǎn) 換成噪聲。由于這樣產(chǎn)生的噪聲一般可以除去，所以最終能夠?qū)崿F(xiàn) 較高的分辨率。
專利文獻(xiàn)l所公開的方法與為了提高數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器的線性而
以往所用的"動(dòng)態(tài)元件匹配"是同一概念。例如，為了實(shí)現(xiàn)C、 2C、 4C、 8C這樣的二進(jìn)制電容值，事先準(zhǔn)備好15個(gè)單位電容Cu-C的電 容值。在實(shí)現(xiàn)11C這樣的值時(shí)，在使用二進(jìn)制電容值的情況下由于C + 2C+8C-IIC所以同時(shí)用開關(guān)選擇C、 2C、 8C。這些方法需要以 電路內(nèi)使用的全部電容作為對象，且從單位電容元件Cu列之中同時(shí) 選擇所需要的多個(gè)元件，所以就有用于選擇元件的開關(guān)組的電路結(jié) 構(gòu)及其選擇方法變得復(fù)雜的問題。進(jìn)而與此相伴，由開關(guān)等引起的 寄生電容值增大，所以在逐次逼近型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的情況下將牽 涉到比較器的功耗增大，在流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的情況下將牽 涉到運(yùn)算放大器的功耗增大。進(jìn)而，為了從單位電容元件Cu之中隨 機(jī)地進(jìn)行選擇，就需要隨機(jī)數(shù)生成電路，所以電路規(guī)模與功耗將進(jìn) 一步增加。
即，專利文獻(xiàn)l所公開的基于"動(dòng)態(tài)元件匹配"的電容值的比精 度偏差的減小方法，由于電容元件的選擇方法復(fù)雜，導(dǎo)致電路規(guī)模 及功耗的增大。
另 一方面，專利文獻(xiàn)2公開使用配置在電容陣列外殼的虛設(shè)電容 來進(jìn)行因電容陣列的電容值誤差而產(chǎn)生的A / D轉(zhuǎn)換誤差的校正的A /D轉(zhuǎn)換器。
另外，專利文獻(xiàn)4公開在電荷再分配型AD轉(zhuǎn)換器中，具備對電 容陣列的 一部分使用剩余的電容陣列進(jìn)行校正的部件的AD轉(zhuǎn)換器。 該AD轉(zhuǎn)換器，例如，作為單位電容使用經(jīng)過了C, 2C， 4C, 8C, 16C, 32C加權(quán)的電容陣列，進(jìn)行校正。
而使用了較小電容值的電容元件時(shí)發(fā)生的比精度偏差的解決對策。 本發(fā)明的主要解決課題在于在模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中，用單純的電
路結(jié)構(gòu)以及方法來減輕伴隨功耗降低所需要的小電容值的比精度偏 差的影響。
若示例本發(fā)明有代表性的技術(shù)方案之一例則如以下那樣。即，
本發(fā)明的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于包括至少具有一個(gè)電容元 件的模擬核心部，上述電容元件包含電容組，該電容組包含實(shí)質(zhì)上 具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元，上述電容組從上述多個(gè)電容 元件單元之中實(shí)質(zhì)上等概率地選擇一個(gè)電容元件單元。
根據(jù)本發(fā)明，就能夠以簡單的結(jié)構(gòu)，緩和模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中的 小電容的電容元件的比精度偏差的影響，而不會(huì)導(dǎo)致功耗的增大。


圖1是表示作為本發(fā)明第一實(shí)施例的MDAC電路結(jié)構(gòu)例的圖。 圖2是表示本發(fā)明中的電容元件單元的結(jié)構(gòu)例的圖。 圖3是第一實(shí)施例的工作定時(shí)的說明圖。
圖4是表示作為本發(fā)明第二實(shí)施例的數(shù)字校準(zhǔn)型的流水線型模 擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖5是表示圖4的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中所用的MDAC的電路結(jié)構(gòu) 的一例(取樣模式)的圖。
圖6是表示圖4的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中所用的MDAC的電路結(jié)構(gòu) 的一例(放大模式)的圖。
圖7是第二實(shí)施例的工作定時(shí)的說明圖。
圖8是說明有關(guān)伴隨電容值的比精度偏差的頻譜惡化的、本發(fā)
明效果的圖。
圖9是本發(fā)明的SNDR的改善效果的說明圖。
圖10是本發(fā)明的電容值比精度偏差的減小效果的說明圖。
圖11是表示作為本發(fā)明第三實(shí)施例的流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換
器的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖12A是表示第三實(shí)施例中的MDAC的結(jié)構(gòu)例(取樣模式)的圖。
圖12B是表示第三實(shí)施例中的電容組部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖12C是表示第三實(shí)施例中的MDAC的結(jié)構(gòu)例(放大模式)的圖。
圖13是表示作為本發(fā)明第四實(shí)施例的逐次逼近型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn) 換器的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖14是表示作為本發(fā)明第五實(shí)施例的無線收發(fā)兩用機(jī)的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖15是表示以往的數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的MDAC電路 的結(jié)構(gòu)例(取樣模式)的圖。
圖16是表示以往的數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的MDAC電路 的結(jié)構(gòu)例(放大模式)的圖。
具體實(shí)施例方式
根據(jù)本發(fā)明有代表性的實(shí)施例，模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的至少 一 個(gè)電 容用具有多個(gè)實(shí)質(zhì)上同一電容值的電容元件單元的電容組所構(gòu)成， 并按各工作時(shí)鐘或者與其同步，從上述電容組周期性或者隨機(jī)、排 他且等概率地僅選擇特定的一個(gè)將要使用的電容元件單元。由此， 就能夠緩和電容值的比精度偏差導(dǎo)致的非線性。另外，非選擇的電 容元件單元成為非活動(dòng)狀態(tài)。
本發(fā)明被適用于要求高取樣率且高分辨率、低功耗的模擬-數(shù)字 轉(zhuǎn)換器、例如流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器和逐次逼近型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換 器、或者數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器。
此外，根據(jù)本發(fā)明的效果、即緩和比精度偏差的影響這樣的觀 點(diǎn)，作為適用上述電容組的電容，希望是小電容、例如數(shù)百fF以下 的電容。如果在電路內(nèi)大小不同的電容值的多個(gè)元件混在一起的情 況下，限定于小電容來使用有效果。
以下，參照附圖對本發(fā)明的實(shí)施例進(jìn)行說明。實(shí)施例1
通過圖l ~圖3來說明本發(fā)明第一實(shí)施例。首先，在圖l中表示作
為本發(fā)明第一實(shí)施例的MDAC電路的結(jié)構(gòu)例。在該圖中，100為電容 組(合)部、IOI為才莫擬核心部。 一莫擬核心部101例如在流水線型才莫 擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的情況下假定各級的MDAC，另外，在逐次逼近型模 擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器時(shí)假定電容網(wǎng)絡(luò)101,對于其他種類的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換 器也能夠同樣地進(jìn)行定義。
電容組部100是用多個(gè)(N個(gè))電容元件單元列d CN來實(shí)現(xiàn)模 擬核心部101中所需要的較小電容值，而不是用一個(gè)電容元件C來實(shí) 現(xiàn)。即，通過借助于開關(guān)組和開關(guān)組控制部從用實(shí)質(zhì)上具有同一電 容值、例如作為設(shè)計(jì)值具有同一電容值的多個(gè)(N個(gè))電容元件單元 列d ~ Cn所枸成的電容組中，實(shí)質(zhì)上等概率地僅選擇特定的一個(gè)電 容元件單元，來實(shí)現(xiàn)與模擬核心部101中所需要的一個(gè)電容元件C相 當(dāng)?shù)碾娙荨?br> 因此，電容組部100包括多個(gè)(N個(gè))電容元件單元列d CN; 由在各電容元件單元的兩端子上所連接的一對元件開關(guān)組成的N個(gè) 元件開關(guān)106~ 113;以及由開關(guān)控制信號(hào)SWctrl控制各元件開關(guān)的接 通、斷開的開關(guān)組控制部117。開關(guān)組控制部117為了在模擬-數(shù)字轉(zhuǎn) 換器的工作狀態(tài)中，使電容元件單元列d ~ CN的各電容元件單元實(shí) 質(zhì)上等概率得以選擇，以工作時(shí)鐘信號(hào)等作為輸入而生成控制各元 件開關(guān)列的SWctrl信號(hào)或者其反相信號(hào)等，使與各電容元件單元對應(yīng) 的元件開關(guān)成為接通的頻度實(shí)質(zhì)上彼此相等。
構(gòu)成電容組部100的一個(gè)電容元件單元d102,經(jīng)由開關(guān)105被連 接到模擬核心部101,并經(jīng)由開關(guān)114被連接到參照電壓及輸入模擬 部等適當(dāng)?shù)墓?jié)點(diǎn)。此外，雖然在該圖中，例如，對應(yīng)于流水線型模
擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的放大模式的狀態(tài)，被連接到+Vref、 O(基準(zhǔn)電壓)、
-V^的任意一個(gè)參照電壓，但當(dāng)然不需要限定于此。另外，電容元 件單元dl02，經(jīng)由開關(guān)106和開關(guān)107還被連接到基準(zhǔn)電壓。
在此，開關(guān)105和開關(guān)114根據(jù)SWctrM言號(hào)來進(jìn)行控制，另外開 關(guān)106和開關(guān)107根據(jù)SWctrh的反相信號(hào)來進(jìn)行控制。
另外，與電容元件單元dl02實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的電容元件
單元<:2103,經(jīng)由開關(guān)1084皮連接到才莫擬核心部101,并經(jīng)由開關(guān)115 被連接到參照電壓。另外，電容元件單元C2l03也經(jīng)由開關(guān)109和開 關(guān)11 O被連接到基準(zhǔn)電壓。在此，開關(guān)108和開關(guān)115根據(jù)SWctrb信號(hào)， 另外開關(guān)109和開關(guān)11 O根據(jù)SWctrl2的反相信號(hào)來進(jìn)行控制。同樣， 電容元件單元CNl04，經(jīng)由開關(guān)111被連接到模擬核心部101,并經(jīng)由 開關(guān)116被連接到參照電壓。
同樣，與電容元件單元dl02實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的電容元件 羊元Cn104，經(jīng)由開關(guān)112和開關(guān)113還^皮連接到基準(zhǔn)電壓。在此，開 關(guān)lll和開關(guān)116根據(jù)SWctrVf言號(hào)來進(jìn)行控制，另外開關(guān)112和開關(guān) 113根據(jù)S WctrlN的反相信號(hào)來進(jìn)行控制。
在圖l中，在選擇電容元件單元Q102的情況下，通過將SWctrh 信號(hào)設(shè)成接通，開關(guān)105成為接通，另外，開關(guān)114之中、+Vref、 0
(基準(zhǔn)電壓)、-Vref的任意一個(gè)上所連接的開關(guān)僅一個(gè)接通。另一
方面，開關(guān)106和開關(guān)107斷開。另外，在選擇電容元件單元dl02的 情況下，SWctrh信號(hào)以外成為斷開。通過SWctrl2成為斷開，開關(guān)108 和開關(guān)115成為斷開。另外，由于SWctrl2的反相信號(hào)成為接通，所以 開關(guān)109與開關(guān)111成為接通。作為其結(jié)果，電容元件單元C2l03的兩 端子被連接到基準(zhǔn)電壓，所以電容元件單元C2l03成為非選擇狀態(tài) (非工作狀態(tài))。同樣，電容元件單元dl02以外的全部電容元件單 元成為非工作狀態(tài)。此外，以上歸根到底是電容元件單元選擇電路 的一例，然還可以釆用其他的選擇電路結(jié)構(gòu)。
此外，在本發(fā)明中，構(gòu)成電容組部100且實(shí)質(zhì)上具有同一電容值 的多個(gè)電容元件單元列d CN各自還可以用單一的電容元件單元構(gòu) 成，或者，還可以如圖2所示那樣，用實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè) 電容要素構(gòu)成。在圖2的例子中，通過并聯(lián)連接相對于單一的電容元 件單元具有l(wèi)/3的電容值的3個(gè)電容要素(實(shí)質(zhì)上同一電容值)，而 獲得與單一的電容元件單元實(shí)質(zhì)上相同的電容值。在后述的各實(shí)施
的情況和用多個(gè)電容要素而構(gòu)成的情況雙方。
在圖3中表示利用本發(fā)明中的開關(guān)組控制部117的各電容元件單 元的選擇方法、即生成圖1所述的SWctrM言號(hào)到SWctrk信號(hào)的方法 的一例。在本發(fā)明中，為了擇一地選擇各電容元件單元的任意一個(gè)， 各SWctrh信號(hào)到SWctrk信號(hào)的任意一個(gè)成為接通，同時(shí)2個(gè)以上的 SWctrl信號(hào)就不會(huì)成為接通。另外，為了最大限度緩和電容元件單元 的離差的影響，需要實(shí)質(zhì)上等概率地選擇各電容元件單元，所以各 S Wctrl信號(hào)成為接通的頻度實(shí)質(zhì)上彼此相等。
例如，如圖3 (N-4的情況下)那樣，為了周期性地選擇各電容 元件單元，作為S Wctrl信號(hào)既可以選擇接通定時(shí)一個(gè)個(gè)錯(cuò)開了的周期 信號(hào)，另外，還可以從各電容元件單元中以隨沖幾地《又選擇一個(gè)的方 式生成SWctrl信號(hào)。當(dāng)然只要實(shí)質(zhì)上等概率且僅選擇一個(gè)各電容元件 單元，也可以采用其他什么樣的選擇的辦法。
根據(jù)本實(shí)施例，能夠通過從實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容
件單元而實(shí)現(xiàn)模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換l電路:的電容這樣的簡單構(gòu)成，來緩 和電容元件的比精度偏差的影響而不會(huì)導(dǎo)致功耗的增大。作為其結(jié) 果，就可以使用較小電容值的電容元件，因此能夠削減模擬-數(shù)字轉(zhuǎn) 換器的功耗。
實(shí)施例2
作為本發(fā)明第二實(shí)施例，通過圖4~圖10來說明將本發(fā)明適用于 數(shù)字校準(zhǔn)型的流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的例子。在圖4中表示數(shù)字校 準(zhǔn)型的流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)例。在圖5中表示圖4的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中所用的MDAC的電路結(jié)構(gòu)的一例。此外，圖5中的標(biāo)記 100所示的部分相當(dāng)于圖1的電容組。另外，圖5表示本實(shí)施例的取樣 模式下的MDAC的電路結(jié)構(gòu)例，圖6表示放大模式下的MDAC的電路 結(jié)構(gòu)例。
首先，通過圖4說明數(shù)字校準(zhǔn)型的流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的結(jié) 構(gòu)。在圖4中，初級的MDAd301對模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器上所輸入的模擬 信號(hào)電壓較粗地用iM位進(jìn)行量化，并將其結(jié)果傳遞給數(shù)字校準(zhǔn)部305，
并且將此時(shí)產(chǎn)生的量化誤差電壓(Res)進(jìn)行放大并傳遞給次級的 MDAC2302委托其處理。MDAC2302對從MDAd301所輸出的誤差電 壓較粗地用n2位進(jìn)行量化，并將其結(jié)果傳遞給數(shù)字校準(zhǔn)部305，并且 將此時(shí)產(chǎn)生的量化誤差電壓進(jìn)行放大，并傳給第三級的MDAC等、 以下的處理同才羊如此。
最終級(第N級)僅僅用較粗的量化器SADCN304構(gòu)成，對從前 級的第N - 1級MDACn- i303所輸出的量化誤差電壓較粗地用riN位進(jìn) 行量化，并將其結(jié)果傳遞給數(shù)字校準(zhǔn)部305。
的內(nèi)積，來確定最終的數(shù)字輸出值。
在數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中，能夠通過較之以往減少各 MDAC所使用的運(yùn)算放大器的消耗電流，來謀求低功耗化，但作為 其代價(jià)，運(yùn)算放大器的開環(huán)增益減少，所以MDAC的增益偏離理想 值。作為其結(jié)果，上述的權(quán)重列偏離二進(jìn)制列，所以數(shù)字校準(zhǔn)部305 通過搜索最佳的權(quán)重列，并使用其結(jié)果與從各MDAC所傳遞的值取 內(nèi)積，就能夠維持轉(zhuǎn)換精度。
例如，在圖4的結(jié)構(gòu)中，將參照用模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器306與輸入并 聯(lián)連接。由于參照用模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器306作為參照而使用，所以需要 具有高分辨率，但由于以較本來的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的取樣率fclk充 分低速的取樣率fcLK / K使其工作，所以能夠使參照用模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換 器306的功耗變小。由于參照用模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器306的輸出對數(shù)字校 準(zhǔn)部305以每K次中進(jìn)行一次的頻度指教可以說是正確的轉(zhuǎn)換結(jié)果， 所以數(shù)字校準(zhǔn)部305能夠利用其而到達(dá)上述的正確的權(quán)重列。
接著，用圖5、圖6來說明本實(shí)施例的數(shù)字校準(zhǔn)型的流水線型模 擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)和工作。
圖5表示取樣模式下的MDAC的電路結(jié)構(gòu)例。MDAC采取將運(yùn)算 放大器501用第一電容(1()502、第二電容C205 03、以及第三電容(:30進(jìn) 行了負(fù)反饋的結(jié)構(gòu)。此外，運(yùn)算放大器501的反相輸入端子上所連接 的第三電容C3Q，通過開關(guān)組控制部117從由實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的
多個(gè)電容元件單元(電容元件單元列=C3!510到C3n512)所構(gòu)成的電 容組1 OO之中僅選擇一個(gè)電容元件單元而構(gòu)成。開關(guān)組控制部包含將 校準(zhǔn)用時(shí)鐘信號(hào)CAL與開關(guān)控制信號(hào)SWctrl—起輸入的CAL用DAC 開關(guān)控制部525、 526、 527。
作為一例，在圖5中示出開關(guān)組控制部117從電容組(電容元件 單元列)100之中僅選擇一個(gè)電容元件單元(:3251 1作為第三電容(:30 的狀態(tài)。電容組100的電容元件單元<:31510，經(jīng)由開關(guān)513被連接到運(yùn) 算放大器501的非反相輸入端子，并經(jīng)由開關(guān)522被連接到參照電壓。
此外，雖然在該圖中，被連接到+ Vref、 0 (基準(zhǔn)電壓)、-Vw的任 意一個(gè)參照電壓，但當(dāng)然不需要限定于此。另外，電容元件單元
C31510,經(jīng)由開關(guān)514和開關(guān)515還被連接到基準(zhǔn)電壓。在此，開關(guān)513 和開關(guān)522根據(jù)SWctrlW言號(hào)來進(jìn)行控制，另外開關(guān)514和開關(guān)515根據(jù) SWctr"的反相信號(hào)來進(jìn)行控制。同樣，電容元件單元<:3251 1 ,經(jīng)由 開關(guān)516被連接到運(yùn)算放大器501的非反相輸入端子，并經(jīng)由開關(guān)523 被連接到參照電壓。
另外，電容組100的電容元件單元(:3251 1 ，經(jīng)由開關(guān)517和開關(guān)518 還被連接到基準(zhǔn)電壓。在此，開關(guān)516和開關(guān)523根據(jù)SWctrl2信號(hào)來 進(jìn)行控制，另外開關(guān)517和開關(guān)518根據(jù)SWctrl2的反相信號(hào)來進(jìn)行控 制。
同樣，電容組的電容元件單元C3N512，經(jīng)由開關(guān)519凈皮連接到運(yùn) 算放大器501的非反相輸入端子，并經(jīng)由開關(guān)524被連接到參照電壓。 另外，電容元件單元C3N512，經(jīng)由開關(guān)520和開關(guān)521還被連接到基
準(zhǔn)電壓。
在此，開關(guān)519和開關(guān)524根據(jù)SWctrlN信號(hào)來進(jìn)行控制，另外開 關(guān)520和開關(guān)521根據(jù)SWctr^的反相信號(hào)來進(jìn)行控制。在圖5的例子 中，由于選擇電容元件單元(:3251 1作為第三電容(:3。，所以通過將 SWctrl2信號(hào)設(shè)成接通，開關(guān)516成為接通，另外，開關(guān)523之中，僅0 (基準(zhǔn)電壓)上所連接的開關(guān)一個(gè)成為接通。另一方面，開關(guān)517和 開關(guān)518成為斷開。另外，在選擇電容元件單元(:3251 1作為第三電容
C3。的情況下，SWctrl2信號(hào)以外成為斷開。通過SWctrh成為斷開，開 關(guān)513和開關(guān)522成為斷開。另外，由于SWctrh的反相信號(hào)成為接通， 所以開關(guān)514與開關(guān)515成為接通。作為其結(jié)果，電容元件單元Cw510 的兩端子被連接到基準(zhǔn)電壓，所以電容元件單元<:31510成為非選擇狀 態(tài)(非工作狀態(tài))。同樣，電容元件單元(:3251 1以外的全部電容元件 單元成為非工作狀態(tài)。
如圖5那樣，在取樣模式下，因時(shí)鐘Phi,為接通，故開關(guān)504、 505、 506成為接通，由此，第一電容do502和第二電容C2()503被連接到輸
入模擬電壓Vin與基準(zhǔn)電壓之間，與輸入模擬電壓Vjn成比例的電荷被
充電到第一電容d。502和第二電容C2。503上。另外，此時(shí)，由于時(shí)鐘 Phi2為斷開，所以開關(guān)507、 508成為斷開。各CAL用DAC開關(guān)控制部 525、 526、 527在取樣模式時(shí)將0信號(hào)設(shè)為輸入，所以在其SWctrl。 SWctrl2、 SWctrlN信號(hào)為接通時(shí)，分別以選擇開關(guān)522、開關(guān)523、開 關(guān)524之內(nèi)的0 (基準(zhǔn)電壓)的方式進(jìn)行輸出，另一方面，在SWctrl!、 SWctrl2、 SWctrlN信號(hào)為斷開時(shí)，分別以將開關(guān)522、開關(guān)523、開關(guān) 5 24i殳成斷開的方式進(jìn)行輸出。
在圖5的例子中，在電容組的電容元件單元列之內(nèi)、 <又選擇<:3251 1 作為第三電容C3Q、即僅SWctrl2為接通、其他的SWctrl信號(hào)全部為斷 開。從而，僅開關(guān)523之內(nèi)的0 (基準(zhǔn)電壓)上所連接的開關(guān)成為接 通，開關(guān)522及開關(guān)524等全部成為斷開。通過開關(guān)523之內(nèi)的0 (基 準(zhǔn)電壓)上所連接的開關(guān)成為接通，電容(:3251 1的兩端被連接到基 準(zhǔn)電壓，作為其結(jié)果，其電荷被置零。
其次，在圖6中說明本實(shí)施例的放大模式下的工作。如該圖那樣， 在放大模式下，因時(shí)鐘Ph"為斷開，故開關(guān)504、 505、 506成為斷開， 因時(shí)鐘Phi2為接通，故開關(guān)507、 508成為接通。由此，運(yùn)算放大器501 成為負(fù)反饋連接，在取樣模式下，第一電容do502上被充電的電荷將 移動(dòng)到第二電容C2。503上。由此，在》文大沖莫式下，取樣模式時(shí)的輸入 模擬電壓Vin被擴(kuò)大2倍而出現(xiàn)在輸出中。同時(shí)，雖然沒有在該圖中表 示出來，DAC開關(guān)控制部509還根據(jù)基于由比較器列所進(jìn)行的較粗量
化的結(jié)果而生成的DACctH信號(hào)，在Phi2接通時(shí)、即放大模式時(shí)，僅使
開關(guān)508之中任意一個(gè)接通。例如，在圖6中，基準(zhǔn)電壓-Vref上所連
接的開關(guān)成為接通。依照此時(shí)所連接的基準(zhǔn)電壓值，在第二電容
C2o503上進(jìn)一步移動(dòng)的電荷量將變化、也就是，將進(jìn)行與較粗的量化
結(jié)果相應(yīng)的電荷的減法運(yùn)算。作為第三電容C3。選擇的電容元件單元，
需要與取樣模式相同的電容元件單元、也就是，在此情況下需要第
三電容(:3()為(:3251 1 ，所以與取樣模式同樣，通過將SWctrM言號(hào)設(shè)成 接通，開關(guān)516與開關(guān)523成為接通。另一方面，開關(guān)517和開關(guān)518 成為斷開。另外，SWctrl2信號(hào)以外成為斷開。通過SWctrh成為斷開， 開關(guān)513和開關(guān)522成為斷開。另外，由于SWctrh的反相信號(hào)成為4妻 通，開關(guān)514和開關(guān)515成為接通。作為其結(jié)果，電容元件單元Cn510 的兩端子被連接到基準(zhǔn)電壓，所以電容元件單元<:31510成為非選擇狀 態(tài)(非工作狀態(tài))。同樣，電容元件單元(:3251 1以外的電容組100的 全部電容元件單元成為非工作狀態(tài)。
各CAL用DAC開關(guān)控制部525、 526、 527在放大模式時(shí)將作為校 準(zhǔn)用信號(hào)的CAL信號(hào)設(shè)為輸入，所以在其SWctrh、 SWctrl2、 SWctrlN 信號(hào)為接通時(shí)，分別以選擇開關(guān)522、開關(guān)523、開關(guān)524之中的、與 CAL信號(hào)對應(yīng)的參照電壓上所連接的開關(guān)的方式進(jìn)行輸出，另一方 面，在SWctrh、 SWctrl2、 SWctrk信號(hào)為斷開時(shí),分別以將開關(guān)522、 開關(guān)523、開關(guān)524設(shè)成斷開的方式進(jìn)行輸出。
在圖6的例子中，在電容組的電容元件單元列之內(nèi)、僅選擇 C3251 1 、即僅SWctrl2為接通，其他的SWctrl信號(hào)全部為斷開。從而， 開關(guān)523之內(nèi)的+ Vref、 O(基準(zhǔn)電壓)、-Vref上所連接的開關(guān)的任 意一個(gè)依照CAL信號(hào)而成為接通。例如，在圖6中，與CAL信號(hào)為1 時(shí)相對應(yīng)，+ Vref上所連接的開關(guān)成為接通。另外，開關(guān)522和開關(guān) 524等全部為斷開。
由此，電容(:3251 1的左端纟皮連^l妄到與CAL信號(hào)對應(yīng)的參照電壓， 右端被連接到運(yùn)算放大器501的非反向端子。此時(shí)，依照(:3251 1的左 端上所連接的參照電壓值，在第二電容C2。503上移動(dòng)的電荷量將變
化。在此，通過將各電容元件單元列(:31510到(:3^12的值選為第一電 容d。502或第二電容C2。503的oc倍，在此情況下就與從運(yùn)算i文大器
501的輸出中減去Vref/ 16的電壓變得等價(jià)。
換言之，在圖6的結(jié)構(gòu)例中，就能夠在放大模式下，在運(yùn)算放大
器501的輸出上獲得從取樣模式時(shí)的模擬輸入電壓Vh與較粗的量化
結(jié)果的差即量化誤差擴(kuò)大了 2倍的電壓中減去依照校準(zhǔn)用時(shí)鐘信號(hào)
CAL而確定的電壓^f直、例如Vw/ 16后的電壓。
校準(zhǔn)用時(shí)鐘信號(hào)0八乙取+1、 -1、 o這三個(gè)值之中的任意一個(gè)，
并與其相應(yīng)地從將取樣模式時(shí)的模擬輸入電壓Vin與較粗量化結(jié)果的 差即量化誤差擴(kuò)大了2倍的電壓中分別減去Vref/ 16、-Vref/16、 0。
以上所說明的、利用校準(zhǔn)用信號(hào)CAL對MDAC輸出電壓有意施加 變動(dòng)，能夠顯著地縮短數(shù)字校準(zhǔn)的收斂時(shí)間、即數(shù)字校準(zhǔn)部305到達(dá) 正確的4又重列所要的時(shí)間。
在此，為了避免運(yùn)算放大器501的輸出電壓飽和，而選擇比l充 分小的值作為a ,所以作為電容組的電容元件單元列C3!510到C3N512 的電容值就需要極其小的值，因此本發(fā)明的適用是有效的。
此外，以上歸根到底是電容元件單元選擇電路及校準(zhǔn)方法、校 準(zhǔn)用電^各的一例，當(dāng)然還可以采用其他的電^各結(jié)構(gòu)。
在圖7中表示利用第二實(shí)施例中的開關(guān)組控制部17的電容組的 各電容元件單元C3!510到C3N512的選擇方法、也就是，生成圖5及圖6 所述的SWctrlW言號(hào)到SWctrlN信號(hào)的方法的一例。此外，切換取樣模 式與放大模式的Phh、 Phi2信號(hào)也一并示出。
在本發(fā)明中，為了同時(shí)選擇電容組中各電容元件單元的任意一 個(gè)，各SWctrh信號(hào)到SWctrlN信號(hào)的任意一個(gè)成為接通，同時(shí)2個(gè)以 上的SWctrl信號(hào)就不會(huì)成為接通。另外，為了最大限度緩和電容元件 單元離差的影響，需要實(shí)質(zhì)上等概率地選擇電容組的各電容元件單 元，所以各SWctrl信號(hào)成為接通的頻度4皮此相等。
例如，如圖7 (N-4的情況)那樣，為了按工作時(shí)鐘周期性地選 擇各電容元件單元，作為SWctrl信號(hào)既可以選擇接通定時(shí)一個(gè)個(gè)錯(cuò)開
了的周期信號(hào)，另外，還可以從各電容元件單元之中以按工作時(shí)鐘
隨機(jī)地選擇一個(gè)的方式生成SWctrl信號(hào)。當(dāng)然只要等概率且僅選擇一 個(gè)各電容元件單元，也可以采用其他什么樣的選擇的辦法。
通過實(shí)施本發(fā)明就能夠緩和具有較小電容值的電容元件的比精 度偏差的影響，所以就能夠較之以往更為抑制伴隨電容值的比精度 偏差的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的非線性惡化，作為其結(jié)果，SNDR、也就 是，有效位數(shù)ENOB將會(huì)改善。
在圖8中表示了該情形。除了量化噪聲和熱噪聲(kT/C噪聲) 所導(dǎo)致的不可避免的惡化分量外，還存在伴隨電容值的比精度偏差 的頻語的惡化分量，但能夠通過本發(fā)明使其惡化量較之以往減少。
此外，如圖9所示那樣，在假定了通常的CMOS工序的電容值的 比精度偏差的情況下，通過對數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器用N = 5 、 周期性的SWctrl信號(hào)來實(shí)施本發(fā)明，估計(jì)可看到較之以往3dB左右的 SNDR的改善、即O. 5位左右的ENOB的改善。
利用圖10從別的角度來說明上述的效果。 一般而言，模擬-數(shù)字
隨其的熱噪聲、也就是kT / C噪聲與量化噪聲相比充分小的范圍內(nèi)盡 可能減小電容值。其結(jié)果就是要求作為電容值在該圖所示的Cn。ise以 上。另一方面，從模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的線性或者SNDR、也就是有效 位數(shù)的觀點(diǎn)來看還同時(shí)要求電容元件的電容值的比精度偏差在規(guī)定 值(例如，在該圖中O. 1%)以下，作為其結(jié)果就需要如該圖那樣
作為電容值在Cdis誠i加以上。
在數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器及其他的一般模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器 中，常常如該圖那樣，Qust。rti。n大于Cn。ise，所以將采用的電容值就為 Cdist。rti。n,此時(shí)的功耗就會(huì)大于由Cn。ise所決定的功耗。
另一方面，本發(fā)明如圖10中用中空箭頭所示那樣，使電容值比 精度偏差的影響緩和，在實(shí)際效果上使比精度偏差較之以往進(jìn)一步 減小，所以能夠使Cdist。rtj。n大于Cn。ise，作為其結(jié)果，就能夠采用"。& 作為模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的電容值。其結(jié)果，根據(jù)本發(fā)明就能夠使模擬-
數(shù)字轉(zhuǎn)換器的功耗較之以往進(jìn) 一 步降低。
這樣，根據(jù)本實(shí)施例，就能夠通過簡單的結(jié)構(gòu)來緩和電容元件
的比精度偏差的影響而不會(huì)導(dǎo)致功耗的增大。作為其結(jié)果，就可以 使用較小電容值的電容元件，因此能夠在模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器上削減功耗。
實(shí)施例3
作為本發(fā)明的第三實(shí)施例，通過圖ll、圖12(圖12A、圖12B、 圖12 C )來說明將本發(fā)明適用于流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的例子。 在圖11中表示流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的 一 般結(jié)構(gòu)例。流水線型模 擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器通過串聯(lián)連接MDAd801至MDACN-!803的各級，而獲 得所希望的分辨率。各MDAC的結(jié)構(gòu)例如圖12A所示那樣。在本實(shí)施 例中，與構(gòu)成圖12A和圖12C的MDAC的與各電容do， C加相當(dāng)?shù)牟?分用圖12B所示那樣的電容組部100而構(gòu)成。此外，圖12A表示MDAC 的取樣模式，圖12C表示MDAC的放大模式。
在圖ll中，各MDAC對所輸入的模擬電壓較粗地進(jìn)行量化，并 且將此時(shí)產(chǎn)生的量化誤差進(jìn)行放大并傳遞給次級的MDAC，委托其 處理。例如，初級的MDAd801將模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器上所輸入的^f莫擬
信號(hào)電壓較粗地用rvf立進(jìn)行量化，并將其結(jié)果傳遞給數(shù)字誤差校正部
805，并且將此時(shí)產(chǎn)生的量化誤差電壓(ReS)進(jìn)行放大并傳遞給次 級的MDAC2802委托其處理。MDAC2802將從MDAd801輸出的誤差 電壓較粗地用112位進(jìn)行量化，并將其結(jié)果傳遞給數(shù)字誤差校正部805， 并且將此時(shí)產(chǎn)生的量化誤差電壓進(jìn)行放大，傳給第三級的MDAC等、 以下的處理同沖羊如此。
最終級(第N級)僅僅用較粗的量化器SADCN804構(gòu)成，對從前 級第N - 1級MDACN - i803所輸出的量化誤差電壓較粗地用n"立進(jìn)行 量化，并將其結(jié)果傳遞給數(shù)字誤差校正部805。數(shù)字誤差校正部805 通過取從各MDAC所傳遞的值與適當(dāng)?shù)亩M(jìn)制值列的內(nèi)積，來確定 最終的數(shù)字輸出值。
各MDAC在取樣模式和放大模式這兩種模式下工作，例如，分
別采取圖12A、圖12C那樣的結(jié)構(gòu)。MDAC基于用第一電容do902和 第二電容C2。903對運(yùn)算放大器901進(jìn)行了負(fù)反饋的結(jié)構(gòu)，通過各開關(guān)
904、 905、 906、 907、 908來改變連接關(guān)系，就能夠在兩種才莫式間進(jìn) 行切換。此外，開關(guān)908與流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的取樣模式和放 大模式的狀態(tài)相對應(yīng)地連接到+ Vref、 O(基準(zhǔn)電壓)、-Vw的任意 一個(gè)參照電壓，當(dāng)然不需要限定于此。
第一電容do902,如圖12B所示那樣，通過從實(shí)質(zhì)上具有同一電 容值的多個(gè)(N個(gè))電容元件單元列d CN所構(gòu)成的電容組100之中 實(shí)質(zhì)上等概率地僅選擇一個(gè)(在圖的例子是電容元件單元C2)而實(shí) 現(xiàn)。為此，構(gòu)成電容組部100的一個(gè)電容元件單元(:2103 —端經(jīng)由用 開關(guān)組控制部117所控制的開關(guān)108被連接到運(yùn)算放大器901的反相 輸入端子，另一端經(jīng)由用同一開關(guān)組控制部117所控制的開關(guān)115被 連接到開關(guān)908。另外，將電容元件單元C2l03連接到基準(zhǔn)電壓的開 關(guān)109和開關(guān)110斷開。在此，開關(guān)108和開關(guān)115,例如圖3所示那樣 根據(jù)SWctrl"言號(hào)來進(jìn)行控制，另外開關(guān)109和開關(guān)11 O根據(jù)SWctrb的
反相信號(hào)來進(jìn)行控制。
另一方面，未被選擇的電容元件單元dl02其兩端經(jīng)由開關(guān)106 和開關(guān)107被連接到基準(zhǔn)電壓。另外，未被選擇的電容元件單元CNl04 也經(jīng)由開關(guān)112和開關(guān)113,其兩端被連接到基準(zhǔn)電壓。
同樣，在電容元件單元Ca02、或者CNl04被選擇為第一電容 C10902的情況下，所選擇的電容元件單元也經(jīng)由各開關(guān)被連接到運(yùn)算 放大器901的反相輸入端子與開關(guān)908之間。
另外，關(guān)于第二電容C2()903,也與第一電容d。902同樣，通過從 實(shí)質(zhì)上具有與第一電容元件單元列同一電容值的多個(gè)(N個(gè))電容元 件單元列d ~ Cn所枸成的電容組100之中實(shí)質(zhì)上等概率地僅選擇一 個(gè)而實(shí)現(xiàn)。
如圖12A那樣，在取樣模式下，因時(shí)鐘Phi!為接通，故開關(guān)904、
905、 906成為接通，由此，構(gòu)成第一電容d。902的電容元件單元列 d ~ CN中的一個(gè)和構(gòu)成第二電容C2o903的其他電容元件單元列d ~
CN中的一個(gè)被連接到輸入模擬電壓Vin與基準(zhǔn)DC電壓(在此，為方便 起見而記載為接地)之間，與輸入模擬電壓Vin成比例的電荷被充電
到第一電容Cu)902和第二電容C2。903上。這時(shí)，由于時(shí)鐘Phi2為斷開， 所以開關(guān)907和開關(guān)908成為斷開。
另一方面，在放大模式下，如圖12C那樣，因時(shí)鐘Phh為斷開， 故開關(guān)904、 905、 906成為斷開，因時(shí)鐘Phi2為接通，故開關(guān)907和908 成為接通。由此，運(yùn)算放大器901成為負(fù)反饋連接，在取樣模式下， 被充電到第 一 電容d。902上的電荷移動(dòng)到第二電容C2o903上。由此， 在放大模式下，取樣模式時(shí)的輸入模擬電壓Vin被擴(kuò)大2倍而出現(xiàn)在輸 出中。同時(shí)，雖然沒有在該圖中表示出來，但DAC開關(guān)控制部909還 依照基于由比較器列所進(jìn)行的較粗的量化結(jié)果而生成的DACctn信 號(hào)，在Phi2接通時(shí)、即放大模式時(shí)，僅使開關(guān)908之中任意一個(gè)接通。
例如，在圖12C中，基準(zhǔn)電壓-Vref上所連接的開關(guān)成為接通。 依照此時(shí)所連接的基準(zhǔn)電壓值，進(jìn)一步移動(dòng)到第二電容C2。903上的電 荷量將變化、也就是，將進(jìn)行與較粗的量化結(jié)果相應(yīng)的電荷的減法 運(yùn)算。換言之，可知在該圖的結(jié)構(gòu)例中，就能夠在放大模式下在運(yùn)
算放大器901的輸出上獲得將取樣模式時(shí)的模擬輸入電壓Vin與較粗
的量化結(jié)果的差即量化誤差擴(kuò)大了2倍的電壓，而成為上述的MDAC
的所希望的工作。
此外，還可以構(gòu)成為，將本實(shí)施例與上述第二實(shí)施例組合起來 的、換言之就是將運(yùn)算放大器501上所連接的第一電容Cu)502、第二 電容C2。503、以及第三電容C3Q各自作為上述電容組來構(gòu)成，開關(guān)組 控制部從上述各電容組之中僅選擇一個(gè)電容元件單元。
根據(jù)本實(shí)施例，就能夠以簡單的電路結(jié)構(gòu)以及控制方法，緩和 電容元件的比精度偏差的影響而不會(huì)導(dǎo)致功耗的增大。作為其結(jié)果， 就可以在模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器上使用較小電容值的電容元件，因此能夠 削減功耗。
實(shí)施例4
作為本發(fā)明第四實(shí)施例，通過圖13來說明將本發(fā)明適用于逐次
逼近型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的例子。此逐次逼近型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器用電
容網(wǎng)絡(luò)IOOI、比4交器1002和寄存器1003構(gòu)成。電容網(wǎng)絡(luò)1001具備由 分別具有同一電容值的多個(gè)(N個(gè))電容元件單元列d ~ Cn組成的多 個(gè)電容組IOO。電容組部100與第一實(shí)施例同樣用多個(gè)(N個(gè))電容元 件單元列d ~ CN、由在各電容元件單元的兩端子上所連接的一對元 件開關(guān)組成的N個(gè)元件開關(guān)列、按工作時(shí)鐘根據(jù)開關(guān)控制信號(hào)SWctrl 來控制各元件開關(guān)的接通、斷開的開關(guān)組控制部而構(gòu)成。通過對各 電容組100的每一個(gè)實(shí)質(zhì)上等概率地僅選擇一個(gè)電容元件，實(shí)現(xiàn)電容 網(wǎng)絡(luò)1001內(nèi)的一個(gè)一個(gè)電容。
在圖13中，輸入模擬電壓Vin被輸入到電容網(wǎng)絡(luò)lOOl。電容網(wǎng)絡(luò)
1001起減法運(yùn)算和數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換的作用，通過基于自寄存器1003所 輸出的開關(guān)控制信號(hào)對電容網(wǎng)絡(luò)1001內(nèi)的各開關(guān)的接通/斷開進(jìn)行 控制，來控制電容網(wǎng)絡(luò)1001內(nèi)的各電容的連接關(guān)系。依照此各電容 的連接關(guān)系所決定的模擬電壓，就是將與當(dāng)前的轉(zhuǎn)換結(jié)果相對應(yīng)的 輸出代碼進(jìn)行了數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換的電壓，在電容網(wǎng)絡(luò)1001內(nèi)，通過將 該電壓從輸入模擬電壓Vjn中減去，針對當(dāng)前轉(zhuǎn)換的量化誤差就從電 容網(wǎng)絡(luò)1001輸出。
從電容網(wǎng)絡(luò)10 01輸出的針對當(dāng)前轉(zhuǎn)換的量化誤差被輸入到比較 器1002,判斷其正/負(fù)。寄存器1003依照比較器1002所判斷的針對 當(dāng)前轉(zhuǎn)換的量化誤差的符號(hào)，來更新當(dāng)前保持的寄存器值。寄存器 1003為了從MSB到LSB依次逐位確定代碼，依次恰當(dāng)?shù)乜刂齐娙菥W(wǎng) 絡(luò)10 01內(nèi)的各開關(guān)，并用比較器1002檢測此時(shí)的量化誤差的符號(hào)， 并依照其來確定當(dāng)前判斷中的位的代碼值應(yīng)為O還是應(yīng)為1 。
根據(jù)本實(shí)施例，就能夠以簡單的電路結(jié)構(gòu)以及控制方法，緩和 電容元件的比精度偏差的影響而不會(huì)導(dǎo)致功耗的增大。作為其結(jié)果， 就可以在模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器上使用較小電容值的電容元件，因此能夠 削減功耗。
實(shí)施例5
作為本發(fā)明第五實(shí)施例，通過圖14來說明將本發(fā)明適用于無線
收發(fā)兩用機(jī)的例子。無線收發(fā)兩用機(jī)具備在收發(fā)切換部401上所連接 的無線接收電路和無線發(fā)送電路部409。無線接收電路包括高頻電 路部402、在該高頻電路部的輸出上所連接的低頻電路部(濾波器 403、可變增益》文大器404、自動(dòng)增益控制部408 )、在該低頻電路部 的輸出上所連接的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器405、進(jìn)行用于使該模擬-數(shù)字轉(zhuǎn) 換器的有效分辨率提高的校準(zhǔn)的數(shù)字校準(zhǔn)部406、以及數(shù)字信號(hào)處理 用處理器等所構(gòu)成的數(shù)字信號(hào)處理部407。
在圖中標(biāo)記410所示的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器和數(shù)字校準(zhǔn)部的結(jié)構(gòu)，例 如與第二實(shí)施例的構(gòu)成相同。即，構(gòu)成數(shù)字校準(zhǔn)型的流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的各MDAC采取用第一電容d。、第二電容C2。、以及第三
電容C3。對運(yùn)算放大器進(jìn)行了負(fù)反饋的結(jié)構(gòu)。第三電容C30構(gòu)成為開關(guān)
組控制部從實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元(電容元件 單元列=C3^JC3N)所構(gòu)成的電容組之中僅選擇一個(gè)電容元件單元。 從天線所輸入的接收信號(hào)在通過了收發(fā)切換部401以后，在高頻 電路部402中進(jìn)行放大，并進(jìn)一步被頻率轉(zhuǎn)換成較低的中間頻率(或 者零頻率)。中間頻率信號(hào)在用濾波器403除去了干擾波分量以后， 用可變增益放大器404進(jìn)行放大，并輸入到模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器405。模 擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器405的輸出被輸入到數(shù)字校準(zhǔn)部406，對模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換 器405的輸出中所包含的轉(zhuǎn)換誤差進(jìn)行校準(zhǔn)并輸出。自動(dòng)增益控制部
的增益，以使得該放大器的輸出與模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器405的輸入動(dòng)態(tài)范 圍相等、或比其小少許。經(jīng)過數(shù)字校準(zhǔn)部406校準(zhǔn)的數(shù)字信號(hào)通過數(shù) 字信號(hào)處理部407實(shí)施必要的濾波、解調(diào)處理、上位層的處理等。模
低功耗，通過將作為其代價(jià)而產(chǎn)生的轉(zhuǎn)換誤差由數(shù)字校準(zhǔn)部406進(jìn)行 校準(zhǔn)，就能夠以低功耗實(shí)現(xiàn)高分辨率且高取樣率的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器。
另 一方面，無線發(fā)送電路部409具備將數(shù)字信號(hào)處理用處理器所 生成的發(fā)送用數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)的數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器。
在本實(shí)施例中，通過將模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器和數(shù)字校準(zhǔn)部內(nèi)的一部
分電容、或者全部電容，分別用實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容 元件單元所構(gòu)成的電容組來構(gòu)成，并從多個(gè)電容元件單元之中實(shí)質(zhì) 上等概率地僅選擇一個(gè)上述電容元件單元而實(shí)現(xiàn)，就能夠緩和電容 元件單元的電容值偏差的影響。
此外，關(guān)于無線發(fā)送電路部409內(nèi)的數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器，也通過將 其一部分電容、或者全部電容分別用實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè) 電容元件單元所構(gòu)成的電容組來構(gòu)成，并從多個(gè)電容元件單元之中 實(shí)質(zhì)上等概率地僅選擇一個(gè)上述電容元件單元而實(shí)現(xiàn)，就能夠緩和 電容元件的電容值偏差的影響。
根據(jù)本實(shí)施例，就能夠以簡單的電路結(jié)構(gòu)以及控制方法，緩和
電容元件的比精度偏差的影響而不會(huì)導(dǎo)致功耗的增大。作為其結(jié)果， 就可以在模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器上使用較小電容值的電容元件，因此能夠 削減功耗。
此外，在上述的各實(shí)施例中，在包含模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的各電路 的IC芯片化中考慮到各種各樣的變更。
例如，能將由高頻電路部、低頻電路部、模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器和校 準(zhǔn)部組成的無線接收電路在一個(gè)芯片上進(jìn)行集成化來實(shí)現(xiàn)?；蛘?， 還能將由高頻電路部、低頻電路部、模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器和校準(zhǔn)部組成 的無線接收電路部、發(fā)送電路部和數(shù)字處理用處理器部在一個(gè)芯片 上進(jìn)行集成來實(shí)現(xiàn)。
權(quán)利要求
1.一種模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于包括具有至少一個(gè)電容元件的模擬核心部，上述電容元件包含電容組，該電容組包含實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元，上述電容組被構(gòu)成為從上述多個(gè)電容元件單元之中實(shí)質(zhì)上等概率地選擇一個(gè)電容元件單元。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述電容組被構(gòu)成為從上述多個(gè)電容元件單元之中周期性地 選擇特定的一個(gè)電容元件單元。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述電容組被構(gòu)成為從上述多個(gè)電容元件單元之中隨機(jī)地選擇特定的一個(gè)電容元件單元。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器為數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，上述模擬核心部為數(shù)字校準(zhǔn)型乘法型數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器為流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，上述模擬核心部為各級的乘法型數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器。
6. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述數(shù)字校準(zhǔn)型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器為數(shù)字校準(zhǔn)型流水線型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，上述模擬核心部為各級的數(shù)字校準(zhǔn)型乘法型數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器為逐次逼近型模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，上述才莫擬核心部為電容網(wǎng)絡(luò)。
8. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述電容組包括 實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元； 使上述多個(gè)電容元件單元之中的任意一個(gè)接通的多個(gè)元件開 關(guān)；以及與工作時(shí)鐘同步，對上述多個(gè)元件開關(guān)的每一個(gè)周期性地進(jìn)行 接通、斷開控制的開關(guān)組控制部。
9. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述電容組包括實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元； 使上述多個(gè)電容元件單元之中的任意一個(gè)接通的多個(gè)元件開 關(guān)；以及與工作時(shí)鐘同步，對上述多個(gè)元件開關(guān)的每一個(gè)控制其接通、 斷開以使上述多個(gè)電容元件單元中的任意一個(gè)隨機(jī)且等概率地接通 的開關(guān)組控制部。
10. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述乘法型數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器具有用第一電容、第二電容、以及與上述運(yùn)算放大器的反相輸入端子相連接的第三電容對運(yùn)算放大器 進(jìn)行負(fù)反饋的結(jié)構(gòu)，上述第三電容被構(gòu)成為使開關(guān)組控制部從實(shí)質(zhì)上具有同一電 容值的多個(gè)電容元件單元所構(gòu)成的上述電容組之中選擇特定的一個(gè) 電容元件單元。
11. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 還包括數(shù)字校準(zhǔn)部，上述乘法型數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器和上述數(shù)字校準(zhǔn)部內(nèi)的至少一部分 電容分別被構(gòu)成為通過從實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容元件 所構(gòu)成的電容組之中實(shí)質(zhì)上等概率地選擇特定的一個(gè)電容元件來實(shí)現(xiàn)。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述開關(guān)組控制部包括與同步于工作時(shí)鐘的開關(guān)控制信號(hào)一起輸入校準(zhǔn)用時(shí)鐘信號(hào)的開關(guān)控制部。
13. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述乘法型數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器具有用第一電容和第二電容對運(yùn)算放大器進(jìn)行負(fù)反饋的結(jié)構(gòu)，上述第 一 電容和上述第二電容被構(gòu)成為使開關(guān)組控制部從實(shí) 質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元所構(gòu)成的上述電容組之中 選擇特定的一個(gè)電容元件單元。
14. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其特征在于 上述電容組包含N個(gè)電容元件單元列d~CN;由與上述各電容元件單元的兩端子相連接的一對元件開關(guān)組成的N個(gè)元件開關(guān) 列；以及利用開關(guān)控制信號(hào)來控制上述各元件開關(guān)的接通、斷開的 開關(guān)組控制部，其中N為大于等于1的任意整數(shù)，上述開關(guān)組控制部具有控制上述開關(guān)控制信號(hào)并進(jìn)行控制以使彼此相等的功能。
15， 一種無線收發(fā)兩用電路，其特征在于 具備無線接收電路部、無線發(fā)送電路部和收發(fā)切換部， 上述無線接收電路部具備高頻電路部；與該高頻電路部的輸出端相連接的低頻電路部；與該低頻電路部的輸出端相連接的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器；以及與該模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器相連接的校準(zhǔn)部，上述模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器和上述校準(zhǔn)部包括至少具有一個(gè)電容元件的模擬核心部，上述電容元件包含電容組，該電容組包含實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元，上述電容組從上述多個(gè)電容元件單元之中實(shí)質(zhì)上等概率地選擇一個(gè)電容元件單元。
16. 根據(jù)權(quán)利要求15所述的無線收發(fā)兩用電路，其特征在于 上述電容組從上述多個(gè)電容元件單元之中周期性地選擇特定的一個(gè)電容元件單元。
17. 根據(jù)權(quán)利要求15所述的無線收發(fā)兩用電路，其特征在于上述電容組從上述多個(gè)電容元件單元之中隨機(jī)地選擇特定的一 個(gè)電容元件單元。
18. 根據(jù)權(quán)利要求15所述的無線收發(fā)兩用電路，其特征在于 包含有上述高頻電路部、上述低頻電路部、上述模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換成在一個(gè)芯片上。
19. 一種模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的控制方法，該模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器包括 乘法型數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器，上述乘法型數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器內(nèi)的至少 一 部 分電容分別被構(gòu)成為通過從實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元來實(shí)現(xiàn)，該控制方法的特征在于，包括一邊從上述電容組之中實(shí)質(zhì)上等概率地選擇特定的一個(gè)電容元 件單元， 一邊執(zhí)行取樣模式的步驟；和對從上述電容組之中選擇出的上述特定的 一個(gè)電容元件單元執(zhí) 行放大模式的步驟。
20. 根據(jù)權(quán)利要求19所述的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的控制方法，其特 征在于上述執(zhí)行取樣模式的步驟和上述執(zhí)行放大模式的步驟用構(gòu)成上 述模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器和數(shù)字校準(zhǔn)部且具有至少一個(gè)電容元件的模擬核 心部來執(zhí)行，其中，上述電容元件包含電容組，該電容組包含實(shí)質(zhì) 上具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元，上述執(zhí)行取樣模式的步驟和上述執(zhí)行放大模式的步驟中的實(shí)質(zhì) 上等概率地選擇上述特定的一個(gè)電容元件單元的工作與工作時(shí)鐘同 步來執(zhí)行。
全文摘要
本發(fā)明提供一種模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器及其控制方法以及無線收發(fā)兩用電路。在模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器中，若為了功耗降低而使用較小電容值的電容元件，則因其比精度偏差而導(dǎo)致模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的特性惡化。另外，以往的比精度偏差減小方法會(huì)導(dǎo)致電路規(guī)模和功耗的增大。本發(fā)明是在包括至少具有一個(gè)電容元件的模擬核心部的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器電路中，使用具有包括實(shí)質(zhì)上具有同一電容值的多個(gè)電容元件單元的電容組來構(gòu)成上述電容元件，該電容組可從上述多個(gè)電容元件單元之中實(shí)質(zhì)上等概率地選擇一個(gè)上述電容元件單元而構(gòu)成。
文檔編號(hào)H03M1/10GK101345526SQ20081012803
公開日2009年1月14日 申請日期2008年7月10日 優(yōu)先權(quán)日2007年7月11日
發(fā)明者大島俊, 山肋大造 申請人:株式會(huì)社日立制作所