專利名稱：：反饋移位式(fbs)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)及其在音頻功率放大器中的應(yīng)用的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，適用于音頻功率放大器等末級(jí)使用射極或源極跟隨器的負(fù)反饋放大器，屬于電子電路及音響
技術(shù)領(lǐng)域：
。
背景技術(shù)：
：傳統(tǒng)的音頻功率放大器及集成運(yùn)算放大器等使用大環(huán)負(fù)反饋的線性放大器皆采用經(jīng)典的三級(jí)電路結(jié)構(gòu)，如圖l所示。該電路由第一級(jí)放大級(jí)即電壓-電流輸入級(jí)、第二級(jí)放大級(jí)即電流-電壓放大級(jí)、第三級(jí)放大級(jí)即射級(jí)或源極跟隨器輸出級(jí)、大環(huán)負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)以及為使電路穩(wěn)定工作而采用的滯后補(bǔ)償電容(一般稱密勒補(bǔ)償電容或密勒電容)組成，其輸出端接揚(yáng)聲器等負(fù)載。此傳統(tǒng)電路由于結(jié)構(gòu)簡單，具有極高的直流及低頻特性，工作穩(wěn)定不易自激，且電路性能對(duì)元器件參數(shù)的依賴性低等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于音頻功率放大器及集成運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)之中，至今仍占據(jù)負(fù)反饋放大器，特別是音頻功率放大器電路設(shè)計(jì)的主流地位。在經(jīng)典的負(fù)反饋線性放大器電路中，密勒電容是為保證電路的穩(wěn)定性而采取的相位補(bǔ)償手段，在很大程度上影響著電路的性能。一方面，如圖2所示，由于密勒電容構(gòu)成了放大器的主極點(diǎn)(一般稱密勒極點(diǎn))，電路的開環(huán)增益從此極點(diǎn)開始以6dB每倍頻程的斜率下降，大環(huán)負(fù)反饋的環(huán)路增益，或稱負(fù)反饋量(NFB)，也因此以同樣的速率隨著頻率的增加而減小，使得放大器的閉環(huán)特性從密勒極點(diǎn)開始逐步惡化，從而造成電路的中高頻特性不如直流和低頻特性的不良結(jié)果。對(duì)于常規(guī)的音頻功率放大器電路，密勒極點(diǎn)通常處于100HzlkHz的頻段，而對(duì)于傳統(tǒng)的集成運(yùn)算放大器，此頻率點(diǎn)一般位于1Hz100Hz的頻段上，兩者都處于音頻的中低頻段，可見密勒電容對(duì)電路性能的影響是非常值得關(guān)注的。然而另一方面，密勒電容跨接在電流-電壓放大級(jí)的輸入與輸出端，對(duì)此第二級(jí)放大器構(gòu)成了本地電壓并聯(lián)負(fù)反饋，非常有效的改進(jìn)了包括非線性失真在內(nèi)的本級(jí)放大級(jí)的各項(xiàng)指標(biāo)，并降低了其輸出阻抗，有利于驅(qū)動(dòng)隨后的射級(jí)跟隨器輸出級(jí)，從而在一定程度上彌補(bǔ)了整體電路在中高頻段的特性惡化。因此，除保證穩(wěn)定性外，密勒電容實(shí)質(zhì)上在中高頻段將電路的大環(huán)負(fù)反饋轉(zhuǎn)換成了第二級(jí)的局部負(fù)反饋，雖然改善了第二級(jí)的性能，但同時(shí)也造成電路的大環(huán)負(fù)反饋量在中高頻段的嚴(yán)重不足，使得第一級(jí)及第三級(jí)放大器產(chǎn)生的失真得不到有效的抑制，當(dāng)這兩級(jí)中的任何一級(jí)的失真或其他特性對(duì)電路的影響不可忽視時(shí)，這種反饋量的不足就會(huì)引起放大器電路的整體性能在中高頻段的惡化，而這正是大多數(shù)末級(jí)處于甲乙類偏置的功率放大器所面臨的實(shí)際情況。對(duì)于絕大多數(shù)音頻功率放大器，第一級(jí)放大電路因?yàn)橹辉谛⌒盘?hào)下工作，只要設(shè)計(jì)合理，其失真一般可以忽略不計(jì)，整體放大電路的失真主要由第二級(jí)及第三級(jí)放大電路決定。由于第二級(jí)及第三級(jí)放大器的電路構(gòu)成和工作狀況完全不同，這兩級(jí)的失真情況也大不相同。一般情況下，第二級(jí)的電流-電壓放大級(jí)是由三極管的共發(fā)放大器或共發(fā)-共基放大器構(gòu)成，工作于甲類偏置，失真主要是由晶體管的指數(shù)電壓-電流傳輸特性以及因?yàn)檩敵鲎杩共粔虻?，輸出電壓受末?jí)輸入阻抗變化(因末級(jí)晶體管的電流放大倍數(shù)P在大電流輸出時(shí)降低而引起)的影響而造成，通常主要由2次諧波構(gòu)成，并含有少量的3次諧波，更高次的諧波成分一般很少可忽略不計(jì)。另外，其失真幅度隨信號(hào)振幅呈單調(diào)性變化，即信號(hào)弱時(shí)失真小，信號(hào)強(qiáng)時(shí)失真大。而另一方面，第三級(jí)的射級(jí)跟隨器一般是由兩級(jí)(或三級(jí))級(jí)聯(lián)的推挽式三極管射級(jí)跟隨器或場(chǎng)效應(yīng)管源級(jí)跟隨器構(gòu)成，絕大多數(shù)工作于推挽式甲乙類偏置，失真由兩種完全不同的機(jī)理所引起其一是與第二級(jí)一樣因三極管的指數(shù)電壓_電流特性或場(chǎng)效應(yīng)管的平方率電壓_電流特性而產(chǎn)生的一般的非線性失真，其二是由因上下半周晶體管的推挽式工作方式而造成的傳輸特性在過零點(diǎn)附近的不連續(xù)而引起的特殊失真，由交越失真及開關(guān)失真組成。第一種失真與第二級(jí)產(chǎn)生的非線性失真本質(zhì)上一樣，一般主要由2次諧波及少量的3次諧波構(gòu)成，且隨信號(hào)振幅呈單調(diào)性變化。而第二種失真，特別是交越失真，其失真波形表現(xiàn)為過零點(diǎn)附近的尖窄脈沖，含有從2次直到幾十次的高次諧波成分，且失真大小幾乎與信號(hào)振幅無關(guān)。交越失真是音頻放大器領(lǐng)域最嚴(yán)重和最頭痛的問題，原因是其產(chǎn)生的高次諧波成分嚴(yán)重影響放大器的放音音質(zhì)，且信號(hào)越小影響越大，而技術(shù)上除了甲類偏置外至今仍無有效手段予以解決。根據(jù)有關(guān)研究結(jié)果1，第1！次諧波對(duì)主觀聽感的影響需要用n2/4對(duì)其進(jìn)行加權(quán)，即2次諧波的加權(quán)系數(shù)為1，3次諧波的加權(quán)系數(shù)為9/4，4次諧波的加權(quán)系數(shù)為4，以下由此類推。從這個(gè)理論可以看出，高次諧波對(duì)音頻功率放大器的音質(zhì)影響是相當(dāng)嚴(yán)重的，在評(píng)價(jià)功放電路的失真時(shí)，不僅要考慮失真的數(shù)值，更要考慮失真的諧波成分，對(duì)高次諧波要特別予以重視，功放的放音音質(zhì)甚至只是由高次諧波成分的有無來決定的。眾所周知，電子管功率放大器的失真一般在0.5%1%左右，遠(yuǎn)高于晶體管功率放大器的失真指標(biāo)，但是電子管功放的音質(zhì)卻并不比一般的甲乙類晶體管功放差，甚至在中高頻段還以音色溫暖甜潤而超過晶體管功放，從而受到很多音響愛好者的歡迎。雖然存在很多理論解釋這一現(xiàn)象，但筆者認(rèn)為其根本原因還是在于兩者的失真成分不同，因?yàn)殡m然電子管功放的失真總量較高，但其主要是由2次及其他低次諧波構(gòu)成，其高次諧波成分遠(yuǎn)少于甲乙類偏置的晶體管功放，根據(jù)上述的加權(quán)理論，電子管功放在中高頻段的主觀聽音評(píng)價(jià)自然會(huì)超過晶體管功放。在一般的音頻功率放大器設(shè)計(jì)中，交越失真基本上是依靠電路的大環(huán)負(fù)反饋來予以改善的。在中低頻段，因?yàn)槊芾针娙萆形雌鹱饔茫蟓h(huán)負(fù)反饋尚能提供足夠的環(huán)路增益來降低電路的失真并提高其他指標(biāo)，因此交越失真的影響也不成問題，這也是晶體管功放在中低頻段的音質(zhì)并不比電子管功放差的原因。然而在中高頻段，由于密勒電容的影響，大環(huán)負(fù)反饋的環(huán)路增益減少，負(fù)反饋對(duì)電路性能的改善能力大大減弱，交越失真得不到像中低頻段一樣的有效抑制，從而使得功放的重放音質(zhì)劣化，造成多數(shù)晶體管功放的總體放音音質(zhì)總顯得剌耳并有所謂的"晶體管聲"或"金屬聲"，容易使人疲勞，不如電子管功放音色纖細(xì)柔和且耐聽的現(xiàn)象。綜上所述，多數(shù)晶體管功放音質(zhì)不好的一個(gè)主要原因在于交越失真在中高頻段得不到充分抑制，而其根源則在于密勒電容的影響。密勒電容是保證三級(jí)放大器穩(wěn)定工作的有效手段并將電路的大環(huán)負(fù)反饋轉(zhuǎn)換成了第二級(jí)的局部負(fù)反饋，在新的超高速的功率器件出現(xiàn)之前，我們不大可能消除密勒電容或找到更成熟有效的相位補(bǔ)償方法來取代它。而且，當(dāng)電路的構(gòu)成、元器件型號(hào)及負(fù)反饋量等設(shè)計(jì)參數(shù)已決定的情況下，為維持一定的穩(wěn)定性，密勒電容的容量也無法減小。雖然減小大環(huán)負(fù)反饋量可以相應(yīng)地降低密勒電容的容量，從而提高密勒極點(diǎn)的頻率，但是在密勒極點(diǎn)及以上頻段電路的負(fù)反饋量并未變化，而在密勒極點(diǎn)以下的頻段負(fù)反饋量卻減小了，如圖3所示。顯然這不是一個(gè)好的選擇。在目前的功率放大器設(shè)計(jì)中，有一種趨勢(shì)是試圖通過提高末級(jí)的偏置電流來抑制交越失真。但是，偏置電流并非越大越好，因?yàn)檩^大的偏置電流會(huì)引起小信號(hào)時(shí)功率晶體管的增益加倍現(xiàn)象2，反而會(huì)進(jìn)一步增大交越失真。同樣的研究并指出，偏置電流存在一個(gè)最佳的工作點(diǎn)使交越失真達(dá)到最小。然而，因?yàn)榧滓翌惞Ψ诺木w管功率消耗極大地依賴于輸入信號(hào)的幅度，而音樂信號(hào)的平均幅度總是在不斷變化的，因此在正常的放音過程中要想保證偏置工作點(diǎn)穩(wěn)定且處于最佳狀態(tài)，偏置電路的溫度補(bǔ)償設(shè)計(jì)及調(diào)試將是非常困難甚至不可能的。因此，大電流偏置或是最佳偏置設(shè)計(jì)都有很大的局限性，實(shí)際效果并非如一般所期待的那樣有效。到目前為止人們做了大量的工作試圖從根本上消除交越失真，然而，無論是曾經(jīng)流行一時(shí)的以"超甲類"為代表的動(dòng)態(tài)偏置，或是著名的Quad公司提出的"電流傾注"技術(shù)，都很難在市場(chǎng)中得到廣泛的支持和應(yīng)用。動(dòng)態(tài)偏置技術(shù)試圖動(dòng)態(tài)地提供輸出級(jí)的偏置電流以保證在信號(hào)的整個(gè)周期內(nèi)任何一個(gè)晶體管都不會(huì)完全關(guān)閉。這樣的方法可以消除起因于推挽動(dòng)作的一部分交越失真，然而卻不能解決由晶體管的曲線傳輸特性所引起的交越失真的主要部分，因而其改進(jìn)效果是非常有限的。而另一方面，電流傾注技術(shù)通過構(gòu)成一個(gè)巧妙的電橋，將來自兩個(gè)放大器的輸出相加并使它們各自的失真成分互相抵消，從而保證在負(fù)載處得到一個(gè)沒有失真的輸出。電流傾注技術(shù)的成功依賴于電橋的平衡方程的成立。問題是，這種技術(shù)在實(shí)際應(yīng)用時(shí)無疑會(huì)受到元器件參數(shù)變化的制約，而無論是由于環(huán)境溫度的變化或是元器件本身的老化，這種參數(shù)改變都是不可避免的，因而這種技術(shù)更多的只是理論上的成功而不是解決實(shí)際問題的有效手段。雖然還有很多其他方法值得一提，但這些方案的思路具有一個(gè)共同的致命缺陷它們都試圖通過引入一個(gè)附加的電路來校正現(xiàn)有的誤差，然而就數(shù)值而言交越失真原本已經(jīng)相當(dāng)?shù)?，能在多大程度上得到改善本已是個(gè)疑問，更有甚者，怎么能保證這個(gè)附加電路不會(huì)帶來新的問題，特別是其他形式的失真呢？事實(shí)上這是非?？赡艿模?yàn)橄駝?dòng)態(tài)偏置技術(shù)一樣，很多方法的本質(zhì)都是通過非線性地調(diào)節(jié)偏置電流來克服交越失真，而這種非線性調(diào)節(jié)機(jī)制不可能與交越失真的機(jī)理完全互補(bǔ)，因此必然會(huì)引入產(chǎn)生新的失真的隱患。另一方面，隨著HDCD、SACD及DVD-Audio等新的高保真音源的出現(xiàn)及流行，包括功放在內(nèi)的音響器材面臨著需要提高性能指標(biāo)以滿足新的高保真放音標(biāo)準(zhǔn)的要求，這進(jìn)一步加劇了晶體管功放所面臨的問題。比如，SACD及DVD-Audio都將放音頻響的上限提高到100KHz，遠(yuǎn)高于現(xiàn)行CD的20kHz，這對(duì)晶體管功放的設(shè)計(jì)將是一個(gè)極大的挑戰(zhàn)。雖然對(duì)人的耳-腦系統(tǒng)到底在多大程度上能感受到20kHz以上的聲音成分依然存在一些爭議，但可以肯定的是，以前因?yàn)橐粼粗剖?，錄音及重放器材頻帶的限制而遭衰減甚至污染(因CD的錄音及再生時(shí)的反鏡像濾波不足造成)的中高頻段的信號(hào)成分將會(huì)因?yàn)闃?biāo)準(zhǔn)的提高而得到很大程度的改善，從而使得晶體管功放的交越失真的影響更加突出，甚至?xí)斐晒Ψ懦蔀橹萍s整個(gè)放聲系統(tǒng)性能指標(biāo)的技術(shù)瓶頸的現(xiàn)象。正因?yàn)槿绱?，甲類偏置的晶體管功放近幾年受到很大的歡迎，因?yàn)橹挥屑最惼貌拍軓氐紫w管功放的交越失真，從而真正改善晶體管功放的音質(zhì)。然而不言而喻，使用甲類偏置的代價(jià)是相當(dāng)大的。一臺(tái)真正的100W的立體聲甲類功放，即使在待機(jī)狀態(tài)也要消耗至少400W的功率，需要巨大的電源變壓器及散熱器，這樣的功放其重量至少為50kg，機(jī)體也會(huì)是巨無霸型，售價(jià)也遠(yuǎn)超出一般音響愛好者的承受范圍。而且隨著原材料及能源價(jià)格的不斷上漲，無論制造、運(yùn)輸或使用成本都已經(jīng)或正在成為很大的問題。高保真領(lǐng)域的另一個(gè)現(xiàn)象是，一度臨近消失的電子管功放也重新開始流行，這同樣也是因?yàn)槠涫д嬉缘痛沃C波為主，聽感較一般的晶體管功放要好的緣故。然而，無論是巨無霸型的大量消耗能源的晶體管甲類功放，或是古老的使用高電壓并需要將燈絲加熱到發(fā)紅才能工作的電子管功放，很顯然都不是在一個(gè)講究效率追求環(huán)保的數(shù)碼時(shí)代所應(yīng)該推崇的時(shí)尚。問題是怎樣才能簡單高效地解決晶體管功放的交越失真以應(yīng)對(duì)消費(fèi)者越來越高的音質(zhì)要求？
發(fā)明內(nèi)容為解決現(xiàn)行的絕大多數(shù)晶體管功率放大器中所普遍存在的交越失真問題，本發(fā)明提出一種新穎的反饋移位式(FBS)補(bǔ)償技術(shù)，以取代傳統(tǒng)的密勒電容補(bǔ)償。此反饋移位式(FBS)補(bǔ)償技術(shù)在音頻的中高頻段將末級(jí)功率晶體管也包含在一個(gè)類似于通常由密勒電容所構(gòu)成的本地負(fù)反饋環(huán)路之中，使與末級(jí)有關(guān)的包括交越失真在內(nèi)的各項(xiàng)性能指標(biāo)都得到大幅改進(jìn)，從而從根本上解決了甲乙類晶體管功放在中高頻段音質(zhì)劣化的問題。而在遠(yuǎn)高于音頻的超高頻段，該反饋移位式(FBS)補(bǔ)償又回歸成傳統(tǒng)的密勒電容補(bǔ)償方式，使得電路的穩(wěn)定性得到保證。另外，雖然本說明書重點(diǎn)敘述反饋移位式(FBS)補(bǔ)償技術(shù)在音頻功率放大器中的應(yīng)用，由于其具有普遍適用性，該技術(shù)可使用于任何末級(jí)使用射極或源極跟隨器的負(fù)反饋放大器電路中以取代密勒電容補(bǔ)償，如集成運(yùn)算放大器、數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)或模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的緩沖器等，從而提高這些電路在中高頻段的性能。技術(shù)方案對(duì)甲乙類晶體管功率放大器而言，雖然密勒電容完美地將在中高頻段損失的大環(huán)負(fù)反饋的環(huán)路增益轉(zhuǎn)換成了環(huán)繞第二級(jí)放大器的局部負(fù)反饋，然而產(chǎn)生最嚴(yán)重的交越失真的第三級(jí)即功率輸出級(jí)卻處于這個(gè)局部負(fù)反饋環(huán)路之外。我們?cè)O(shè)想，如果能夠?qū)⑦@個(gè)反饋環(huán)路改造成也包括第三級(jí)放大器，那么包括交越失真在內(nèi)的電路的中高頻段的性能指標(biāo)必將會(huì)得到徹底的改善。理論上，因?yàn)榈谌?jí)一般是級(jí)聯(lián)的三極管射級(jí)跟隨器或場(chǎng)效應(yīng)管源級(jí)跟隨器，其交流增益為l，且頻響通常在幾MHz至數(shù)十MHz的頻帶上，因此如果我們將密勒電容直接改成跨接在第二級(jí)放大器的輸入端及第三級(jí)放大器的輸出端，整體電路的頻率響應(yīng)和相位特性都不會(huì)有太大變化，電路理應(yīng)可以穩(wěn)定工作。在為此所做的電路實(shí)驗(yàn)中，這種直接的包括第三級(jí)的局部負(fù)反饋只適用于一些第二、第三級(jí)結(jié)構(gòu)較簡單緊湊且第二級(jí)增益較低的電路，對(duì)于多數(shù)功放電路，由于大功率晶體管的輸入電容及雜散的分布電容或電感的影響較大，第二級(jí)的增益較高(即局部負(fù)反饋的環(huán)路增益太大)，或是因?yàn)檩敵黾?jí)功率管的頻響特性不好而引入額外的相移等原因，往往會(huì)引起不易解決的寄生超高頻振蕩，使這種方法在實(shí)際的運(yùn)用中受到很大的限制。然而，因?yàn)槲覀兯P(guān)心的只是音頻段功放的性能指標(biāo)，而并不在乎功放在此頻段以外的表現(xiàn)，因此，我們可以設(shè)計(jì)一種反饋網(wǎng)絡(luò)，讓它只在音頻段提供我們所需要的包含第二及第三級(jí)的局部負(fù)反饋，而在更高的頻段則回歸到與傳統(tǒng)的密勒電容一樣的補(bǔ)償方式，即等效于一只電容跨接于第二級(jí)放大級(jí)的輸入及輸出端，這樣我們就既能解決功放的中高頻性能低下的問題，又能保證電路具有與密勒電容補(bǔ)償一樣或接近的穩(wěn)定性。理論上，這樣的網(wǎng)絡(luò)可以有多種電路結(jié)構(gòu)，我們將提出一種較簡單的T型網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)，無論是計(jì)算機(jī)電路仿真(SPICECircuitSimulation)或是電路實(shí)驗(yàn)都證明，這種網(wǎng)絡(luò)能夠很好地實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋環(huán)路隨頻率進(jìn)行轉(zhuǎn)換或移位的功能，達(dá)到既提高中高頻性能又保證電路穩(wěn)定工作的目標(biāo)。我們把這種能實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋環(huán)路隨頻率進(jìn)行轉(zhuǎn)換或移位功能的網(wǎng)絡(luò)稱作反饋移位式(Feed-BackShifting,或簡稱FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，稱使用這種網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行補(bǔ)償?shù)募夹g(shù)為反饋移位式(FBS)補(bǔ)償技術(shù)。如圖4至圖12所示，這種反饋移位式補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)是一個(gè)具有三個(gè)端子的T型(或稱Y型)網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)可以有多種不同的電路實(shí)現(xiàn)，但都具有以下共同特征1)具有三個(gè)端子及一個(gè)中心點(diǎn)，分別記作X端子、Y端子、Z端子和CT點(diǎn)2)X端子連接到第二級(jí)放大器的輸入端，Y端子連接到第三級(jí)放大器的輸出端，Z端子則連接到第二級(jí)放大器的輸出端3)X端子與中心點(diǎn)CT之間的支路具高通特性，即X端子與CT點(diǎn)之間的阻抗呈容性特征，亦即低頻時(shí)阻抗大，高頻時(shí)阻抗小4)Y端子與中心點(diǎn)CT之間的支路具恒阻或低通特性，即Y端子與CT點(diǎn)之間的阻抗恒定或呈感性特征，亦即低頻時(shí)阻抗小，高頻時(shí)阻抗大5)Z端子與中心點(diǎn)CT之間的支路具高通特性，即Z端子與CT點(diǎn)之間的阻抗呈容性特征，亦即低頻時(shí)阻抗大，高頻時(shí)阻抗小6)X端子與Y端子之間可以跨接一個(gè)電阻(但并非必須構(gòu)成因素)具有上述特征的T型網(wǎng)絡(luò)可以實(shí)現(xiàn)我們所期待的反饋移位式(FBS)相位補(bǔ)償功能，其工作原理如下因?yàn)閅端子連接到第三級(jí)放大器的輸出端，Z端子連接到第二級(jí)放大器的輸出端亦即是第三級(jí)放大器的輸入端，而第三級(jí)放大器一般是增益為1的三極管射級(jí)跟隨器或場(chǎng)效應(yīng)管源級(jí)跟隨器，所以Y端子與Z端子的交流電位相等，于是流經(jīng)Y-CT支路與Z-CT支路的反饋電流便與各支路的阻抗大小成反比并隨頻率而變化低頻時(shí)，Y-CT支路阻抗遠(yuǎn)小于Z-CT支路阻抗，反饋電流的絕大部分流經(jīng)Y-CT支路，流經(jīng)Z-CT支路的反饋電流可忽略不計(jì)，亦即此時(shí)的負(fù)反饋信號(hào)主要取自第三級(jí)放大器的輸出端，而這正是我們所期待的包括第三級(jí)放大器的局部負(fù)反饋；高頻時(shí)Z-CT支路阻抗遠(yuǎn)小于Y-CT支路阻抗，反饋電流的絕大部分流經(jīng)Z-CT支路，流經(jīng)Y-CT支路的反饋電流可忽略不計(jì)，亦即此時(shí)的負(fù)反饋信號(hào)主要取自第二級(jí)放大器的輸出端，這正是傳統(tǒng)的密勒電容所實(shí)現(xiàn)的只包括第二級(jí)放大器的局部負(fù)反饋。如果我們將使兩條支路的阻抗取相同值的頻率稱作轉(zhuǎn)換頻率，則通?？梢詫⑥D(zhuǎn)換頻率設(shè)計(jì)在幾百kHz至幾MHz的頻段上，這樣就既能保證使第二及第三級(jí)放大器在整個(gè)音頻范圍內(nèi)獲得足夠的局部負(fù)反饋，又能使補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)在更高的頻段上盡快地回歸到傳統(tǒng)的密勒電容補(bǔ)償，從而保證電路的穩(wěn)定性。本發(fā)明的有益效果總結(jié)如下1)顯著改善包括交越失真在內(nèi)的與輸出級(jí)有關(guān)的放大器在中高頻段的性能指標(biāo)2)適用于所有現(xiàn)行的采用密勒電容補(bǔ)償，并使用射極或源極跟隨器輸出級(jí)的負(fù)反饋放大器3)大幅降低輸出級(jí)偏置電流從而提高功率放大器的效率，并降低電路性能對(duì)偏置電流的依賴性4)因?yàn)?)，可以在提高功率放大器的性能指標(biāo)的同時(shí)降低成本參圖1是傳統(tǒng)的音頻功率放大器等負(fù)反饋放大器所采用的電路結(jié)構(gòu)框圖參圖2是圖1所示電路的開環(huán)增益、閉環(huán)增益及密勒極點(diǎn)的示意圖參圖3是針對(duì)圖2的，描述改變密勒極點(diǎn)時(shí)電路的開環(huán)增益及負(fù)反饋量(NFB)的變化情況的示意圖參圖4是在傳統(tǒng)的放大器中使用1型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)代替密勒補(bǔ)償電容的電路框圖參圖5是第一個(gè)具體實(shí)施例，即1型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的實(shí)際電路圖參圖6是第二個(gè)具體實(shí)施例，即2型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的實(shí)際電路圖參圖7是第三個(gè)具體實(shí)施例，即3型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的實(shí)際電路圖參圖8是第四個(gè)具體實(shí)施例，即4型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的實(shí)際電路圖參圖9是第五個(gè)具體實(shí)施例，即5型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的實(shí)際電路圖參圖10是第六個(gè)具體實(shí)施例，即6型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的實(shí)際電路圖參圖11是第七個(gè)具體實(shí)施例，即7型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的實(shí)際電路圖參圖12是第八個(gè)具體實(shí)施例，即8型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的實(shí)際電路圖參圖13是將1型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用于功率放大器的一個(gè)具體實(shí)施例的電路圖參圖14是將4型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用于功率放大器的一個(gè)具體實(shí)施例的電路圖參圖15-18是基于圖14所示的具體實(shí)施例，使用反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)與使用傳統(tǒng)密勒電容補(bǔ)償時(shí)，功率放大器的輸出電壓失真頻譜對(duì)比圖(計(jì)算機(jī)電路仿真結(jié)果)。圖15是使用反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)時(shí)，lKHz正弦波小功率輸出時(shí)的失真頻譜；圖16是使用傳統(tǒng)密勒電容時(shí)，lKHz正弦波小功率輸出時(shí)的失真頻譜；圖17是使用反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)時(shí)，lOKHz正弦波大功率輸出時(shí)的失真頻譜；圖18是使用傳統(tǒng)密勒電容補(bǔ)償時(shí)，lOKHz正弦波大功率輸出時(shí)的失真頻譜。具體實(shí)施例方式下面將結(jié)合附圖和具體實(shí)施例來進(jìn)一步描述本發(fā)明。必須指出的是，本發(fā)明所提出的T型網(wǎng)絡(luò)可以有多種電路構(gòu)成，而不局限于此處的實(shí)施例所揭示的方案。任何從本發(fā)明的思路出發(fā)設(shè)計(jì)出的用以實(shí)現(xiàn)反饋移位功能的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，都應(yīng)被視作本發(fā)明的具體實(shí)施例。圖5所示的第一個(gè)具體實(shí)施例，即l型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，是由電容Cfl、Cf2及電阻Rd組成。電容Cfl連接在X端子與中心點(diǎn)CT之間，其電容量與傳統(tǒng)的密勒電容的取值相當(dāng)或稍大，一般在10PF-100PF;電容Cf2連接在Z端子與中心點(diǎn)CT之間，其電容量為電容Cfl的數(shù)倍，一般取值在20PF-500PF;電阻Rd連接在Y端子與中心點(diǎn)CT之間，其阻值一般在100Q-10kQ;電阻Rd與電容Cf2組成的時(shí)間常數(shù)，S卩t二RdXCf2，決定了負(fù)反饋從包含第三級(jí)放大器的局部負(fù)反饋轉(zhuǎn)換到只包含第二級(jí)放大器的密勒補(bǔ)償?shù)霓D(zhuǎn)換頻率，這個(gè)頻率一般設(shè)在200kHz至數(shù)MHz之間。在整個(gè)音頻段，由于電容Cf2所呈現(xiàn)的阻抗值遠(yuǎn)大于電阻Rd的阻值，電容Cf2支路可視為開路，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)僅由電容Cfl及電阻Rd組成，而因?yàn)镽d的電阻值遠(yuǎn)小于電容Cfl在此頻段的阻抗值，電阻Rd又可視為短路，電容Cfl相當(dāng)于直接連接在X端子及Y端子之間。由于X端子與Y端子分別連接第二級(jí)放大器的輸入端及第三級(jí)放大器的輸出端，這便形成了我們所需要的包括第三級(jí)的局部負(fù)反饋。而在轉(zhuǎn)換頻率以上頻段，隨著頻率的增加電容Cf2所呈現(xiàn)的阻抗值越來越小于電阻Rd的阻值，負(fù)反饋逐漸轉(zhuǎn)變?yōu)橛蒟端子與Z端子之間的通路所主導(dǎo)，而這正是傳統(tǒng)的跨接于第二級(jí)放大器的輸入端與輸出端的密勒電容補(bǔ)償方式，到極高頻段，電阻Rd可視為開路，網(wǎng)絡(luò)則等同于由電容Cfl及電容Cf2串聯(lián)而成的等效電容所提供的密勒補(bǔ)償。如果電容Cfl及電容Cf2的串聯(lián)等效電容容量與使用密勒補(bǔ)償時(shí)的電容量相等，則電路具有與密勒補(bǔ)償時(shí)一致或接近的穩(wěn)定性。圖6所示的第二個(gè)具體實(shí)施例，即2型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，是由電容Cfl、Cf2及電感Ld組成。電容Cfl與電容Cf2的連接方式及取值范圍與上述1型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的相應(yīng)元件相同，此處不再贅述。電感Ld連接在Y端子與中心點(diǎn)CT之間，其電感量一般在10uH-lmH;電感Ld與電容Cf2組成的諧振頻率，即/=^^=，決定了負(fù)反饋從包含第三級(jí)放大器的局部負(fù)反饋轉(zhuǎn)換到只包含第二級(jí)放大器的密勒補(bǔ)償?shù)霓D(zhuǎn)換頻率，這個(gè)頻率一般也設(shè)在200kHz至數(shù)MHz之間。有關(guān)2型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的反饋移位原理，除用電感Ld取代電阻Rd之外，其他與上述l型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)完全一樣，可參考相應(yīng)說明，此處不再重復(fù)。圖7所示的第三個(gè)具體實(shí)施例，即3型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，是由電容Cfl、Cf2、電感Ld及電阻Rd組成。電容Cfl與電容Cf2的連接方式及取值范圍與上述1型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的相應(yīng)元件相同，此處不再贅述。電感Ld與電阻Rd串接在Y端子與中心點(diǎn)CT之間，電感Ld的電感量與上述2型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電感Ld的取值大致相同或稍??；電阻Rd作為電感Ld輔助元件使用，其阻值一般取10Q-lkQ。有關(guān)3型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的反饋移位原理，除用電感Ld及電阻Rd的串聯(lián)電路取代電阻Rd之外，其他與上述l型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)完全一樣，可參考相應(yīng)說明，此處不再重復(fù)。圖8所示的第四個(gè)具體實(shí)施例，即4型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，是由電容Cfl、Cf2、電感Ld及電阻Rd組成。電容Cfl與電容Cf2的連接方式及取值范圍與上述1型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的相應(yīng)元件相同，此處不再贅述。電感Ld與電阻Rd并聯(lián)接在Y端子與中心點(diǎn)CT之間，電感Ld的電感量與上述2型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電感Ld的取值大致相同或稍大；電阻Rd作為電感Ld輔助元件使用，其阻值一般取100Q-10kQ。有關(guān)4型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的反饋移位原理，除用電感Ld及電阻Rd的并聯(lián)電路取代電阻Rd之外，其他與上述l型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)完全一樣，可參考相應(yīng)說明，此處不再重復(fù)。圖9所示的第五個(gè)具體實(shí)施例，即5型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，是在上述1型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上，在X端子及Y端子之間再加入一個(gè)電阻Rp所構(gòu)成。加入電阻Rp的目的是減小電路的開環(huán)增益并將其轉(zhuǎn)換成包含第二級(jí)及第三級(jí)的局部負(fù)反饋，電阻Rp的阻值一般為100kQ-2MQ。因?yàn)殡娮鑂p的加入只改變密勒極點(diǎn)的位置及其以下頻段的電路開環(huán)特性，電路的高頻特性及相位補(bǔ)償特性并不受電阻Rp加入的影響，該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的反饋移位原理與l型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)完全一樣，可參考相應(yīng)說明，此處9不再重復(fù)。圖10所示的第六個(gè)具體實(shí)施例，即6型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，是在上述2型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上，在X端子及Y端子之間再加入一個(gè)電阻Rp所構(gòu)成。加入電阻Rp的目的、阻值和對(duì)電路的影響與上述5型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)完全一樣。有關(guān)該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的反饋移位原理可參考對(duì)2型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)所做的相應(yīng)說明，此處不再重復(fù)。圖11所示的第七個(gè)具體實(shí)施例，即7型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，是在上述3型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上，在X端子及Y端子之間再加入一個(gè)電阻Rp所構(gòu)成。加入電阻Rp的目的、阻值和對(duì)電路的影響與上述5型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)完全一樣。有關(guān)該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的反饋移位原理可參考對(duì)3型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)所做的相應(yīng)說明，此處不再重復(fù)。圖12所示的第八個(gè)具體實(shí)施例，即8型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，是在上述4型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上，在X端子及Y端子之間再加入一個(gè)電阻Rp所構(gòu)成。加入電阻Rp的目的、阻值和對(duì)電路的影響與上述5型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)完全一樣。有關(guān)該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的反饋移位原理可參考對(duì)4型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)所做的相應(yīng)說明，此處不再重復(fù)。圖13及圖14是將反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用于功率放大器的兩個(gè)具體實(shí)施例的電路圖。必須指出的是，任何使用密勒電容補(bǔ)償?shù)膫鹘y(tǒng)放大電路都可使用本發(fā)明所提出的反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)以取代密勒電容，本發(fā)明的應(yīng)用并非僅限于此處所示的功率放大器的實(shí)施例。圖13所示的是一個(gè)經(jīng)典的由三級(jí)放大級(jí)構(gòu)成的且采用全對(duì)稱互補(bǔ)電路的功率放大器電路圖，使用了l型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)代替密勒電容做相位補(bǔ)償。電路構(gòu)成如下第一級(jí)放大級(jí)是一個(gè)采用鏡像恒流源為負(fù)載的對(duì)稱互補(bǔ)的差分電壓_電流放大器，具有兩個(gè)差動(dòng)式電壓輸入端和兩個(gè)互補(bǔ)的電流輸出端，由差分對(duì)管Ql/Q2及Q3/Q4、恒流源Issl及Iss2、射級(jí)負(fù)反饋電阻對(duì)RE11/RE12及RE13/RE14、鏡像恒流源對(duì)管Q5/Q6及Q7/Q8、以及鏡像恒流源的射級(jí)負(fù)反饋電阻對(duì)RE1/RE2及RE3/RE4組成；第二級(jí)放大級(jí)是上下對(duì)稱的互補(bǔ)型共發(fā)_共基式電流_電壓放大器，它有兩個(gè)互補(bǔ)輸入端及一個(gè)合并了的輸出端，它的兩個(gè)輸入端分別連接到第一級(jí)放大器的兩個(gè)輸出端，它的輸出端則連接到第三級(jí)放大器的輸入端，由互補(bǔ)的共發(fā)_共基對(duì)管Q9/Q10及Qll/Q12、以及提供偏置的Vbias2、Vbias3(可以是穩(wěn)壓管、通用二極管或連接成二極管的三極管)、R4及R5構(gòu)成；第三級(jí)放大級(jí)是兩級(jí)級(jí)聯(lián)的推挽式射級(jí)跟隨器，它的輸入端連接到第二級(jí)放大級(jí)的輸出端，它的輸出端則是整個(gè)放大器的輸出端并驅(qū)動(dòng)負(fù)載，由前置驅(qū)動(dòng)級(jí)對(duì)管Q13/Q14、并聯(lián)的功率輸出級(jí)對(duì)管Q15/Q16及Q17/Q18、前置驅(qū)動(dòng)級(jí)射級(jí)電阻RE31、功率輸出級(jí)射級(jí)電阻對(duì)RE32/RE33及RE34/RE35、以及偏置調(diào)整電路Vbiasl(可以是采用熱補(bǔ)償?shù)腣be倍增器等)構(gòu)成；相位補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)采用兩個(gè)相同的l型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)代替密勒電容，網(wǎng)絡(luò)的X、Y、Z三個(gè)端子分別接到第二級(jí)放大級(jí)的輸入端、第三級(jí)放大級(jí)的輸出端及第二級(jí)放大級(jí)的輸出端，每一個(gè)網(wǎng)絡(luò)都分別由兩個(gè)電容，即Cfl/Cf2或Cf3/Cf4，及一個(gè)電阻，即Rdl或Rd2組成；整體電路并施加有大環(huán)負(fù)反饋，負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)由連接于放大器的輸出端與反相輸入端(即第一級(jí)的反相電壓輸入端)的電阻分壓器R2/R3及與R3并聯(lián)的提供超前相位補(bǔ)償?shù)碾娙軨l構(gòu)10成。該電路由于電路對(duì)稱互補(bǔ)且第二級(jí)采用共發(fā)-共基電路，放大器的失真主要由末級(jí)功率管的交越失真及由于大功率晶體管在大電流輸出時(shí)電流放大倍數(shù)P下降引起的第二級(jí)等效負(fù)載阻抗隨輸出幅度變化而造成的第二級(jí)的大信號(hào)失真所構(gòu)成。對(duì)于前者，本實(shí)施例所采用的反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)將能極大地予以改善。對(duì)于后者，因其失真成分以低次諧波為主，對(duì)聽感影響不大，一般可以忽略。如果希望進(jìn)一步減小失真，可以采用多個(gè)功率管并聯(lián)的方法以降低各個(gè)晶體管流過的電流，但這樣會(huì)增加成本，更好的方法是在第二級(jí)及第三級(jí)之間再增加一級(jí)射級(jí)跟隨器作緩沖。由于本實(shí)施例所采用的反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)能在中高頻上把由于負(fù)載增大而提高的第二級(jí)增益完全轉(zhuǎn)換成局部負(fù)反饋，這樣做的結(jié)果是不僅電路總失真大大減小，交越失真也會(huì)得到更徹底的改善。如果采用傳統(tǒng)的密勒電容補(bǔ)償，由于補(bǔ)償電容的容量一定，在增加第二級(jí)的增益的同時(shí)也降低了密勒極點(diǎn)頻率從而使中高頻段的改善效果大打折扣。另外，雖然本實(shí)施例中使用了l型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，本發(fā)明所提出的其他類型的反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)也同樣適用。圖14所示的是另一個(gè)使用反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的功率放大器的電路圖。該放大器的第二級(jí)放大級(jí)中增加了一級(jí)射級(jí)跟隨器以放大第一級(jí)的輸出電流，其目的同樣是增加第二級(jí)的增益以提供更高的局部負(fù)反饋來進(jìn)一步改善末級(jí)功率管的交越失真以及由于大功率晶體管在大電流輸出時(shí)電流放大倍數(shù)P下降引起的第二級(jí)等效負(fù)載阻抗隨輸出幅度變化而造成的第二級(jí)的大信號(hào)失真。電路構(gòu)成如下第一級(jí)放大級(jí)是一個(gè)采用鏡像恒流源為負(fù)載的差分電壓-電流放大器，具有兩個(gè)差動(dòng)式電壓輸入端和一個(gè)電流輸出端，由差分對(duì)管Q1/Q2、恒流源I1、射級(jí)負(fù)反饋電阻對(duì)RE11/RE12、鏡像恒流源對(duì)管Q3/Q4、以及鏡像恒流源的射級(jí)負(fù)反饋電阻對(duì)RE13/RE14組成；第二級(jí)放大級(jí)是一個(gè)共集-共發(fā)式電流_電壓放大器，其輸入端接到第一級(jí)放大級(jí)的輸出端，其輸出端接到第三級(jí)放大級(jí)的輸入端，由共集(即射級(jí)跟隨器)接法的晶體管Q10及共發(fā)接法的晶體管Q5、共集電路的射級(jí)偏置電阻R21、以及恒流源I2所組成；第三級(jí)放大級(jí)是兩級(jí)級(jí)聯(lián)的推挽式射級(jí)跟隨器，它的輸入端連接到第二級(jí)放大級(jí)的輸出端，它的輸出端則是整個(gè)放大器的輸出端并驅(qū)動(dòng)負(fù)載，由前置驅(qū)動(dòng)級(jí)對(duì)管Q6/Q7、功率輸出級(jí)對(duì)管Q8/Q9、前置驅(qū)動(dòng)級(jí)射級(jí)電阻RE31、功率輸出級(jí)射級(jí)電阻對(duì)RE32/RE33、以及偏置調(diào)整電路VI(可以是采用熱補(bǔ)償?shù)腣be倍增器等)構(gòu)成；相位補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)采用4型反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)取代密勒電容，網(wǎng)絡(luò)的X、Y、Z三個(gè)端子分別接到第二級(jí)放大級(jí)的輸入端、第三級(jí)放大級(jí)的輸出端及第二級(jí)放大級(jí)的輸出端，網(wǎng)絡(luò)由兩個(gè)電容Cfl及Cf2，一個(gè)電感Ld及一個(gè)電阻Rd組成；整體電路并施加有大環(huán)負(fù)反饋，負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)由連接于放大器的輸出端與反相輸入端(即第一級(jí)的反相電壓輸入端)的電阻分壓器R2/R3及與R3并聯(lián)的提供超前相位補(bǔ)償?shù)碾娙軨2構(gòu)成。相較于使用密勒補(bǔ)償?shù)耐瑯庸Ψ烹娐?，圖14所示的功放實(shí)施例在中高頻不論輸出功率大小，其失真都得到極大的改善(參看圖15-18)，而電路結(jié)構(gòu)卻相當(dāng)簡單，配以合適的電源電路，其性能指標(biāo)將挑戰(zhàn)包括甲類功放在內(nèi)的任何功率放大器。參考文獻(xiàn)[l]Moir，J，"JustDetectableDistortionLeaves，，，WirelessWorld,Feb1981，p.34[2]Self，D，"AudioPowerAmplifierDesignHandbook，，，3rdEdition,Newnes，p.14權(quán)利要求一種反饋移位式(FBS)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，適用于第三級(jí)即末級(jí)為射極或源極跟隨器的負(fù)反饋放大器，其特征是具有三個(gè)端子且分別連接第二級(jí)放大級(jí)的輸入、輸出、以及第三級(jí)放大級(jí)的輸出端，取代傳統(tǒng)的密勒補(bǔ)償電容以提供滯后相位補(bǔ)償，該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的功能是，在主極點(diǎn)以上的應(yīng)用頻段內(nèi)形成包括第二級(jí)放大級(jí)與第三級(jí)放大級(jí)的局部負(fù)反饋環(huán)路，而在遠(yuǎn)高于應(yīng)用頻段的超高頻段則回歸到傳統(tǒng)的密勒電容補(bǔ)償方式即形成只包含第二級(jí)放大級(jí)的局部負(fù)反饋環(huán)路。2.根據(jù)權(quán)利要求1所敘述的三端子補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其特征是電路構(gòu)成呈T型結(jié)構(gòu)，設(shè)其三個(gè)端子及中心點(diǎn)分別為X端子、Y端子、Z端子、以及CT點(diǎn)，則X端子接權(quán)利要求1所敘述的功率放大器的第二級(jí)放大級(jí)的輸入端，Y端子接權(quán)利要求1所敘述的功率放大器的第三級(jí)放大級(jí)的輸出端，Z端子接權(quán)利要求1所敘述的功率放大器的第二級(jí)放大級(jí)的輸出端；X端子與中心點(diǎn)CT之間的支路具高通特性，即X端子與CT點(diǎn)之間的阻抗呈容性特征，亦即低頻時(shí)阻抗大，高頻時(shí)阻抗?。籝端子與中心點(diǎn)CT之間的支路具恒阻或低通特性，即Y端子與CT點(diǎn)之間的阻抗恒定或呈感性特征，亦即低頻時(shí)阻抗小，高頻時(shí)阻抗大；Z端子與中心點(diǎn)CT之間的支路具高通特性，即Z端子與CT點(diǎn)之間的阻抗呈容性特征，亦即低頻時(shí)阻抗大，高頻時(shí)阻抗小。3.根據(jù)權(quán)利要求2所敘述的T型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其特征是由兩個(gè)電容Cfl、Cf2及一個(gè)電阻Rd組成，電容Cfl連接在X端子與中心點(diǎn)CT之間，電阻Rd連接在Y端子與中心點(diǎn)CT之間，電容Cf2連接在Z端子與中心點(diǎn)CT之間。4.根據(jù)權(quán)利要求2所敘述的T型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其特征是由兩個(gè)電容Cfl、Cf2及一個(gè)電感Ld組成，電容Cfl連接在X端子與中心點(diǎn)CT之間，電感Ld連接在Y端子與中心點(diǎn)CT之間，電容Cf2連接在Z端子與中心點(diǎn)CT之間。5.根據(jù)權(quán)利要求2所敘述的T型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其特征是由兩個(gè)電容Cfl、Cf2、一個(gè)電感Ld及一個(gè)電阻Rd組成，電容Cfl連接在X端子與中心點(diǎn)CT之間，電感Ld與電阻Rd串接在Y端子與中心點(diǎn)CT之間，電容Cf2連接在Z端子與中心點(diǎn)CT之間。6.根據(jù)權(quán)利要求2所敘述的T型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其特征是由兩個(gè)電容Cfl、Cf2、一個(gè)電感Ld及一個(gè)電阻Rd組成，電容Cfl連接在X端子與中心點(diǎn)CT之間，電感Ld與電阻Rd并聯(lián)接在Y端子與中心點(diǎn)CT之間，電容Cf2連接在Z端子與中心點(diǎn)CT之間。7.根據(jù)權(quán)利要求3所敘述的T型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其特征是在X端子與Y端子之間再加上一個(gè)電阻Rp。8.根據(jù)權(quán)利要求4所敘述的T型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其特征是在X端子與Y端子之間再加上一個(gè)電阻Rp。9.根據(jù)權(quán)利要求5所敘述的T型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其特征是在X端子與Y端子之間再加上一個(gè)電阻Rp。10.根據(jù)權(quán)利要求6所敘述的T型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其特征是在X端子與Y端子之間再加上一個(gè)電阻Rp。全文摘要本發(fā)明提出一種反饋移位式補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，可應(yīng)用于音頻功率放大器及任何具有射級(jí)或源級(jí)跟隨器輸出級(jí)的負(fù)反饋放大電路，取代傳統(tǒng)的密勒電容提供滯后相位補(bǔ)償。由于該反饋網(wǎng)絡(luò)在主極點(diǎn)以上的頻段形成了一個(gè)包含電流-電壓放大級(jí)和輸出級(jí)的局部負(fù)反饋，相當(dāng)程度上彌補(bǔ)了通常由于大環(huán)負(fù)反饋量的減少而造成的中高頻段的電路性能惡化，使得與輸出級(jí)有關(guān)的交越失真等指標(biāo)在中高頻段得到突破性的提高，并大大降低了電路對(duì)功率管的偏置電流的依賴性，一個(gè)只使用幾十毫安偏置電流的甲乙類功率放大器可以實(shí)現(xiàn)和甲類功放一樣甚至更低的交越失真水平。本發(fā)明是對(duì)傳統(tǒng)負(fù)反饋放大電路的結(jié)構(gòu)性改進(jìn)，方法簡單，可應(yīng)用于絕大多數(shù)功放及其他負(fù)反饋放大電路。文檔編號(hào)H03F1/32GK101729026SQ200810218650公開日2010年6月9日申請(qǐng)日期2008年10月28日優(yōu)先權(quán)日2008年10月28日發(fā)明者安東,王震武,金慧星申請(qǐng)人:王震武;安東;金慧星