專利名稱：集成多赫爾蒂放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種具有多赫爾蒂放大器的電子電路。
背景技術(shù)：
如已知，傳統(tǒng)多赫爾蒂放大器具有并聯(lián)布置且有相同功率能力的兩個(gè)放大器件。 器件中的第一個(gè)(主級(jí))操作于AB類放大器模式，第二個(gè)(峰級(jí))操作于C類放大器模 式。這些器件在其輸入處和其輸出處由90。相移網(wǎng)絡(luò)分離。輸出相移網(wǎng)絡(luò)具有特定的特性 阻抗Z。，該特性阻抗Z。必須等于主級(jí)的最優(yōu)負(fù)載阻抗RLm。對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行分割以驅(qū)動(dòng)這 兩個(gè)放大器，并且求和網(wǎng)絡(luò)(稱為"阻抗反相器"或"多赫爾蒂組合器")用于a)對(duì)這兩個(gè) 輸出信號(hào)進(jìn)行組合；b)校正這兩個(gè)輸出信號(hào)之間的相位差；以及c)在多赫爾蒂放大器的輸 出處提供相對(duì)于從主級(jí)的輸出看到的阻抗的反相阻抗。在多赫爾蒂輸入功率電平保持低于 最大值的0.25(或比最大值低6dB)時(shí)，峰級(jí)保持為非活動(dòng)的。由于阻抗反相，使得主級(jí)的 工作組抗操作于比最優(yōu)負(fù)載高兩倍、等于RLm = 2Z。。這允許主級(jí)有更高的功率效率，也允 許多赫爾蒂放大器有更高的功率效率。主級(jí)的輸出處的雙負(fù)載在多赫爾蒂放大器的輸出負(fù) 載RLd的適當(dāng)布置是可能的，該布置在傳統(tǒng)情況下是RL。 = 1/2Z。 = 1/2RLm，并且該布置由 輸出相移網(wǎng)絡(luò)變換為2Z。 = 2RLm = 4RL。。當(dāng)多赫爾蒂放大器的輸入信號(hào)達(dá)到特定功率電平 (對(duì)于傳統(tǒng)多赫爾蒂放大器來(lái)說(shuō)是比峰值功率電平低6dB)時(shí)，主級(jí)的輸出電壓達(dá)到產(chǎn)生最 大功率效率的最大RF電壓幅度，然后峰級(jí)被激活，并繼續(xù)放大。在該閾值功率電平以上，由 主級(jí)看到的負(fù)載阻抗開(kāi)始隨著功率電平的升高而逐漸降低，直至該負(fù)載阻抗達(dá)到其最優(yōu)值 Z。，該最優(yōu)值Z。出現(xiàn)在多赫爾蒂放大器的峰值功率電平處。 多赫爾蒂放大器在例如一并在此以供參考的美國(guó)專利申請(qǐng)公開(kāi)20050231286和 美國(guó)專利6， 356， 149中討論。 多赫爾蒂放大器對(duì)于半導(dǎo)體器件中的集成來(lái)說(shuō)是非常有吸引力的候選，這是由于 其簡(jiǎn)易性，以及由于其操作僅涉及模擬信號(hào)處理技術(shù)。但代價(jià)是多赫爾蒂放大器的開(kāi)發(fā)需 要非常精確的設(shè)計(jì)，甚至對(duì)非常有經(jīng)驗(yàn)的RF(射頻)電路設(shè)計(jì)者提出真正的挑戰(zhàn)。多赫爾 蒂放大器中包含的組件的電參數(shù)(例如，陶瓷電容器及其在印制電路板(PCB)上的位置) 必須以比傳統(tǒng)功率放大器所需的容限小得多的容限來(lái)精確定義。此外，由于機(jī)械容限，使得 主級(jí)和峰級(jí)封裝的接地接觸及其在PCB的輸入微芯片與輸出微芯片之間的位置不能足夠 精確地再現(xiàn)，并增加了這兩個(gè)放大分支之間的相位不一致性。由此，對(duì)多赫爾蒂放大器參數(shù) 的值的精度有不利影響，這導(dǎo)致生產(chǎn)線處產(chǎn)量變低?？梢砸远喾N方式解決這種問(wèn)題。第一 種傳統(tǒng)方式是在生產(chǎn)線處令人生厭地調(diào)諧多赫爾蒂放大器，這是耗費(fèi)時(shí)間的并需要非常有 經(jīng)驗(yàn)的電氣工程師和人員，因此，其成本較高。第二種解決方案是涉及良好電建模的精確設(shè) 計(jì)以及利用具有低容限的組件的實(shí)施方式，這也增加了生產(chǎn)成本。相應(yīng)地，如果集成，則將 減少如上所述與電和機(jī)械容限相關(guān)的問(wèn)題，并且，多赫爾蒂放大器的優(yōu)點(diǎn)在于更穩(wěn)定的性 能和大量生產(chǎn)時(shí)的更低價(jià)格。那么，集成多赫爾蒂放大器的品質(zhì)主要依賴于最小化所用組 件的參數(shù)值擴(kuò)展的適當(dāng)設(shè)計(jì)以及組件之間的寄生電磁耦合。
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用于保證適當(dāng)多赫爾蒂性能的非常一般的需求是精確的輸入功率控制，涉及對(duì)被提供給主級(jí)和峰級(jí)的輸入信號(hào)的幅度和相位的控制。這到頭來(lái)是復(fù)雜的，原因是充當(dāng)C類放大器的峰級(jí)的非線性，其可以被描述為輸入阻抗和輸出阻抗的功率依賴性特征。輸入阻抗對(duì)功率的依賴需要輸入網(wǎng)絡(luò)的恰當(dāng)設(shè)計(jì)或者主級(jí)的輸入端口與峰級(jí)的輸入端口之間的良好隔離。出于這個(gè)原因，一般使用混合耦合器。而由分布式傳輸線或由集總電容器和電感器元件構(gòu)成的這種混合耦合器難以在匪IC(單片微波集成電路)中實(shí)現(xiàn)，這是由于缺少所需的空間，并且典型地，還由于以例如Si L匿OS(橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體)技術(shù)制成的、導(dǎo)致功率損耗變高的半導(dǎo)體襯底的屬性。 圖1是在LDMOS工藝中制造的已知多赫爾蒂單元100的電路圖。這種單元可以用作構(gòu)建塊，以通過(guò)并聯(lián)布置的這種單元的陣列來(lái)創(chuàng)建高功率多赫爾蒂放大器。單元100包括在輸入106與輸出108之間并聯(lián)布置的主放大器102和峰值放大器104。輸入106經(jīng)由由電容110、電感112和電容114組成的輸入網(wǎng)絡(luò)耦合至主放大器102的輸入。輸入106經(jīng)由由電感116、電感118和電容120組成的輸入網(wǎng)絡(luò)耦合至峰值放大器104的輸入。主放大器102的輸出經(jīng)由由電容122、電感124和電容126組成的輸出網(wǎng)絡(luò)耦合至輸出108。電容122和126分別由放大器102和放大器104的寄生漏源電容Cds形成。 用當(dāng)前半導(dǎo)體技術(shù)制造的集成多赫爾蒂放大器完全適用于工作在1900MHz范圍內(nèi)的PCS (個(gè)人通信服務(wù))和位于1. 8GHz-2. 2GHz范圍內(nèi)的W-CDMA (寬帶碼分多址)的頻率范圍內(nèi)的移動(dòng)通信設(shè)備。這可以通過(guò)考慮電容122和126以及電感124的低通C-L-C輸出網(wǎng)絡(luò)來(lái)看出。該輸出網(wǎng)絡(luò)用作集成對(duì)稱多赫爾蒂放大器的輸出組合器。多赫爾蒂輸出網(wǎng)絡(luò)的公知的基本需求在于其提供特定特性阻抗Z。的四分之一波長(zhǎng)傳輸線的功能。Z。的值被選擇為多赫爾蒂放大器的主放大器級(jí)的最優(yōu)負(fù)載電阻R。。集總C-L-C網(wǎng)絡(luò)等效于阻抗反相器。這需要電容值Cds和阻抗值L如圖2的表達(dá)式(202)中給出，其中"是角頻率。為了工作在GHz范圍內(nèi)，多赫爾蒂放大器以適當(dāng)?shù)陌雽?dǎo)體技術(shù)(如L匿OS)制造。例如，在L匿OS中，供電電壓Vds是大約28V-32V ;對(duì)于所選的主級(jí)器件大小，寄生漏源電容Cds的值等于1.86pF，最大漏極電流Id為1.2A;并且膝點(diǎn)電壓Vk是4V。那么，根據(jù)表達(dá)式(204)，最優(yōu)負(fù)載電阻R。是400hm。工作頻率f。由表達(dá)式(206)給出，位于2GHz附近。所需的電感值L由表達(dá)式(208)給出，在2. 14GHz處等于2. 95nH，而在1. 8GHz處稍微大一點(diǎn)。在示例實(shí)施例中，輸入網(wǎng)絡(luò)的電感112和118在硅襯底中集成，電感116和124由接合線形成。
相應(yīng)地，對(duì)于2GHz范圍內(nèi)的應(yīng)用(如PCS和W-CDMA)，多赫爾蒂放大器的這種實(shí)施方式可以用在Si-L匿OS中。然而，對(duì)于其他頻率范圍，例如用于2. 5GHz-2. 7GHz和3. 4GHz-3. 8GHz頻段的lGHz和WiMax (全球微波接入互操作性)，該多赫爾蒂放大器不合適。

發(fā)明內(nèi)容
為了修改單元100的設(shè)計(jì)以工作于其他頻率范圍內(nèi)，本發(fā)明的發(fā)明人提出，應(yīng)當(dāng)考慮以下內(nèi)容。第一項(xiàng)考慮內(nèi)容涉及在LDMOS中使用的高度摻雜硅襯底不允許創(chuàng)建集成高品質(zhì)電感。典型地，大約為6的品質(zhì)因數(shù)(Q值)是可以在2GHz頻率處得到的。這種電感引入了直接影響集成多赫爾蒂放大器增益的損耗。第二項(xiàng)考慮內(nèi)容涉及在高度摻雜的襯底上布置的接合焊盤引入了寄生電容，也引入了信號(hào)損失。因此，如果需要其中多于一個(gè)接合線具有中間接合焊盤的電感，則將發(fā)生不期望的阻抗變換或相移，還將在這種電感中引入附加信號(hào)損失。由此，CLC傳輸線和多赫爾蒂放大器性能將退化。第三項(xiàng)考慮內(nèi)容涉及集成多赫爾蒂放大器器件僅在器件輪廓類似于傳統(tǒng)AB類器件輪廓時(shí)才會(huì)在商業(yè)上成功。S卩，集成多赫爾蒂器件最好將具有類似的封裝風(fēng)格。然而，由此，多赫爾蒂器件的內(nèi)部配置的有用區(qū)域(硅片空間)與傳統(tǒng)放大器的相同，傳統(tǒng)放大器具有簡(jiǎn)單得多的等效電示意圖。這對(duì)設(shè)計(jì)者提出真正的挑戰(zhàn)，這是由于總的來(lái)說(shuō)，多赫爾蒂放大器針對(duì)其實(shí)施方式比傳統(tǒng)AB類和A類RF功率器件需要多出很多組件。 這些考慮內(nèi)容表現(xiàn)出了矛盾。 一方面，集成電感是要由接合線替代的，以避免功率損耗。另一方面，用于容納該配置的空間或容量非常有限，由此，屬于多赫爾蒂放大器不同部分且承載具有任意幅度和相位的不同電流的多個(gè)接合線將要被彼此靠近地布置。這暗示了這些接合線將不可避免地通過(guò)磁場(chǎng)彼此耦合，從而嚴(yán)重妨礙多赫爾蒂器件的操作。因此，性能最佳的多赫爾蒂器件應(yīng)當(dāng)包含必須布置的最小數(shù)目的組件，使得有害的磁耦合為0或至少為最小。 本發(fā)明的發(fā)明人提出了以下方案來(lái)解決該問(wèn)題。 一種措施是通過(guò)從活動(dòng)LDM0S沖模去除一些組件來(lái)修改多赫爾蒂放大器的輸入網(wǎng)絡(luò)，并將這些組件放到另一襯底上，和/或完全消除一些組件，以騰出L匿0S沖模上的空間。這允許降低信號(hào)損耗并騰出L匿0S沖模上的空間，以使布局不那么密。另一種措施是設(shè)計(jì)布局、接合線布置、接合線位置和接合線取向，以減小或消除網(wǎng)絡(luò)組件之間的有害電磁耦合。 更具體地，本發(fā)明涉及如權(quán)利要求l所指定的電路。主級(jí)器件自身的(寄生)輸出電容不滿足上述方程(202)針對(duì)在更高頻率(例如，高于2. 2GHz)處對(duì)多赫爾蒂的使用的條件。向器件輸出添加分路電容甚至進(jìn)一步增大了主級(jí)輸出處的總電容，但添加分路電感使得可以以可測(cè)量的方式補(bǔ)償輸出阻抗中的變化。由此，本發(fā)明的多赫爾蒂器件變得在更寬的頻率范圍內(nèi)高度可調(diào)。此外，如果分路電感經(jīng)由另一電容連接至信號(hào)地，則該網(wǎng)絡(luò)向多赫爾蒂放大器提供另一個(gè)新的有價(jià)值的功能，其中該組合充當(dāng)所謂的"inshin"(插入分路電感)網(wǎng)絡(luò)。如果電源連接在分路電感與RF接地電容之間，則在寬調(diào)制頻帶(也稱為"視頻頻帶"或"基帶")內(nèi)改進(jìn)電存儲(chǔ)效應(yīng)。 所謂的"電存儲(chǔ)效應(yīng)"自身顯現(xiàn)為放大信號(hào)的附加互調(diào)失真。該效應(yīng)源于功率器件的漏極處的電源的非恒定電壓，其在峰值功率電平處發(fā)生。其原因是"扼流"電感的較大值或四分之一波長(zhǎng)傳輸線，該傳輸線在傳統(tǒng)上用于將器件的漏極與DC電源的最近電容器相連接。該電感或傳輸線將RF信號(hào)路徑與DC電源路徑隔離，并實(shí)際上充當(dāng)?shù)屯V波器。如果沒(méi)有對(duì)RF信號(hào)進(jìn)行調(diào)制并且該RF信號(hào)具有恒定或不變的幅度(或恒定的RF包絡(luò))，則施加于扼流電感上的需求稍松。扼流電感可以較大，以提供向DC電源看進(jìn)去非常高的阻抗，并由此提供較低的RF信號(hào)損失。但如果對(duì)調(diào)制后的信號(hào)進(jìn)行放大，則扼流電感的值受兩個(gè)矛盾的需求所限制。 一方面，電感必須足夠大以向放大的RF信號(hào)提供高阻抗。典型地，該阻抗應(yīng)當(dāng)比RF信號(hào)路徑所需的大兩個(gè)量級(jí)，以允許小于1%的效率損失。另一方面，該電感必須足夠小以提供針對(duì)調(diào)制信號(hào)的頻譜的最高頻率的最低阻抗(典型地，對(duì)于100W器件，在100MHz調(diào)制頻率處，小于0.30hm)，以避免器件的漏極處的電源電壓的變化。禾擁通過(guò)電感或通過(guò)四分之一波長(zhǎng)傳輸線將器件與DC電源相連接的傳統(tǒng)方式，可以僅在最高20-40MHz處滿足該需求，并且，這完全低于WiMAX通信系統(tǒng)的需求。其原因是扼流電感太大(至少幾毫微亨利)。如果INSHIN電感用作扼流則可以解決該情況，由此，DC電源可以 連接至在INSHIN器件中用作接地的電容。典型地，INSHIN電感或補(bǔ)償電感對(duì)于IOOW器件 是大約0. 25nH，并一般比3-4nH的最小可能傳統(tǒng)扼流電感小若干倍。這允許甚至在100MHz 調(diào)制信號(hào)處使電存儲(chǔ)效應(yīng)最小。 本發(fā)明的電路的實(shí)施例在權(quán)利要求2中指定。組件分布在多個(gè)襯底上。襯底之一 容納主級(jí)和峰級(jí)，并可以在Si LDMOS技術(shù)設(shè)計(jì)規(guī)則下得到優(yōu)化。其他襯底是可以以更簡(jiǎn)單 的技術(shù)(如M0S)制造的。襯底之間的互連是使用接合線實(shí)現(xiàn)的。這些接合線自身也用作 輸入網(wǎng)絡(luò)和輸出網(wǎng)絡(luò)的電感?？梢猿浞挚刂凭€的長(zhǎng)度，從而可以充分調(diào)諧電感值。
優(yōu)選地，用接合線制作的電感使用多個(gè)并聯(lián)接合線的來(lái)回配置，其中，相鄰接合線 中的電流沿相反方向流動(dòng)。這將減小由多赫爾蒂放大器的其他電子組件感受的由電感產(chǎn)生 的磁場(chǎng)。該方案還使由返回的RF電流路徑占據(jù)的面積最小，并由此減小與周圍組件的相互 耦合或干擾。 優(yōu)選地，利用將輸入網(wǎng)絡(luò)和/或輸出網(wǎng)絡(luò)中的不同節(jié)點(diǎn)相連接的接合線來(lái)實(shí)現(xiàn)不 同電感。彼此鄰近的電感位于不同取向上，例如，彼此垂直。這使這些電感之間的電磁耦合 最小。 本發(fā)明的集成多赫爾蒂放大器的其他優(yōu)點(diǎn)在于與傳統(tǒng)解決方案相比具有潛在地 更好的性能a)更高的可靠性，這是由于主器件處更好的功率耗散條件，由于其中熱的主 器件位于更冷的峰值器件之間的布置；b)更高的效率，這是由于對(duì)主功率器件的更好接入 以及高效技術(shù)(如F類或E類操作)的更容易實(shí)施方式；c)更好的線性，這是由于對(duì)活動(dòng) 器件技術(shù)的直接接入以及適當(dāng)調(diào)整主級(jí)和峰級(jí)的參數(shù)的可能性；d)更大的瞬時(shí)工作頻帶； e)更少或較不嚴(yán)重的電和溫度存儲(chǔ)效應(yīng)。 如上所述，集成多赫爾蒂放大器的品質(zhì)主要是由于集成組件的高穩(wěn)定性和最小參 數(shù)值擴(kuò)展。然而，性能完全依賴于對(duì)電原理圖和對(duì)非常好地定義的設(shè)計(jì)布局的適當(dāng)選擇，這 必須考慮到所使用的匪IC技術(shù)的所有特征和限制。實(shí)際上，對(duì)于集成多赫爾蒂放大器來(lái) 說(shuō)，僅有幾種可能的設(shè)計(jì)和拓?fù)鋪?lái)實(shí)現(xiàn)多赫爾蒂放大技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)。 另一種設(shè)計(jì)選擇涉及使用比主級(jí)大的峰級(jí)。再一種設(shè)計(jì)選擇涉及通過(guò)并聯(lián)布置根 據(jù)本發(fā)明的多個(gè)多赫爾蒂放大器以形成陣列來(lái)制造大規(guī)模多赫爾蒂器件。在封裝的輸入導(dǎo) 線處組合多赫爾蒂放大器的輸入，并在封裝的輸出導(dǎo)線處組合多赫爾蒂放大器的輸出。那 么，這使得可以創(chuàng)建有吸引力的放大器器件以用于高功率(如150瓦)的應(yīng)用。


通過(guò)示例并參照附圖來(lái)更詳細(xì)地解釋本發(fā)明，在附圖中 圖1是已知多赫爾蒂放大器的電路圖； 圖2給出解釋多赫爾蒂放大器的一些操作方面的公式； 圖3是本發(fā)明的多赫爾蒂放大器的電路圖； 圖4給出解釋本發(fā)明中的多赫爾蒂放大器的一些細(xì)節(jié)的公式； 圖5-10給出本發(fā)明中的多赫爾蒂放大器的設(shè)計(jì)示例。 貫穿附圖，相同參考標(biāo)號(hào)指示相似或相應(yīng)的特征。
具體實(shí)施例方式
當(dāng)修改單元100的設(shè)計(jì)以工作于這些其他頻率范圍內(nèi)時(shí)，應(yīng)當(dāng)考慮以下內(nèi)容。第 一項(xiàng)考慮內(nèi)容涉及在LDM0S中使用的高度摻雜硅襯底不允許創(chuàng)建集成高品質(zhì)電感。典型 地，大約為6的最佳品質(zhì)因數(shù)(Q值)是可以在2GHz頻率處得到的。在所有其他頻率處，或 高或低，品質(zhì)因數(shù)更低。輸入網(wǎng)絡(luò)中的這種電感引入了直接影響集成多赫爾蒂放大器增益 的直接損耗。在輸出網(wǎng)絡(luò)中，這種集成電感還將影響增益以及功率能力和效率。
第二項(xiàng)考慮內(nèi)容涉及集成多赫爾蒂放大器器件僅在器件輪廓類似于傳統(tǒng)AB類器 件輪廓時(shí)才會(huì)在商業(yè)上成功。即，集成多赫爾蒂器件最好將具有類似的封裝風(fēng)格。然而，由 此，多赫爾蒂器件的內(nèi)部配置的有用區(qū)域(硅片空間)與傳統(tǒng)放大器的相同。這對(duì)設(shè)計(jì)者 提出真正的挑戰(zhàn)，這是由于總的來(lái)說(shuō)，多赫爾蒂放大器針對(duì)其實(shí)施方式比傳統(tǒng)器件需要多 出很多組件。 這些考慮內(nèi)容表現(xiàn)出了矛盾。 一方面，集成電感是要由接合線替代的，以避免功率 損耗。另一方面，用于容納該配置的空間或容量非常有限，由此，多個(gè)接合線將要被彼此靠 近地布置。這暗示了這些接合線將不可避免地通過(guò)磁場(chǎng)彼此耦合，從而嚴(yán)重妨礙多赫爾蒂 操作。因此，針對(duì)其他頻帶的多赫爾蒂器件要包含必須布置的最小數(shù)目的組件，使得有害的 磁耦合為最小。 本發(fā)明提供了一種具有所保證的最優(yōu)性能的集成多赫爾蒂放大器，這是由于其仔 細(xì)考慮了相對(duì)于電配置的設(shè)計(jì)布置以及布局中接合線相對(duì)于彼此的位置和取向。
圖3是本發(fā)明中的多赫爾蒂放大器300的電路圖。相對(duì)于圖1的多赫爾蒂放大器 IOO，本發(fā)明的發(fā)明人提出了以下修改改變輸入網(wǎng)絡(luò)和輸出網(wǎng)絡(luò)的電配置；將一些組件從 半導(dǎo)體沖模101上移開(kāi)，并且接合線用作電感。因此，從多赫爾蒂輸入去除了大約2. 5dB的 損耗，這直接產(chǎn)生2. 5dB的增益改進(jìn)。所去除的組件的角色可以轉(zhuǎn)移至LC低通變換網(wǎng)絡(luò)，在 多赫爾蒂?zèng)_模101的輸入處由電感302和電容304形成LC低通變換網(wǎng)絡(luò)，使用接合線作為 電感302并使用更小值的MOS電容器作為電容304。由此，可以得到最多1500hm范圍內(nèi)的 期望值的阻抗變換。這還保證了低輸入功率損耗。 一般地，在主級(jí)102和峰級(jí)104的實(shí)施 方式中使用的場(chǎng)效應(yīng)晶體管(FET)在低頻處是不穩(wěn)定的，這是由于最多40dB的非常高的增 益。因此，多赫爾蒂放大器300的輸入網(wǎng)絡(luò)包括電阻器314。電阻器314旁路電容器110， 以使偏置電壓能夠加到主器件102的柵極。電阻器314還支持對(duì)低頻振蕩的抑制。此外， 電容IIO和電阻器314的并聯(lián)布置允許通過(guò)適當(dāng)?shù)剡x擇電容值和電阻值來(lái)在寬頻帶內(nèi)方便 地控制與被傳送至峰值器件104的功率相關(guān)的、主器件102的輸入功率。電容312用于以 DC塊的角色將主器件102的柵極和峰值器件104的柵極分離。這使得可以獨(dú)立地對(duì)主器件 102和峰值器件104進(jìn)行偏置。電容110和312僅需要活動(dòng)沖模101上的一點(diǎn)點(diǎn)空間。它 們還表示由于高頻處的高品質(zhì)因數(shù)而引起的低RF損耗。 由組件122、 124和126形成的簡(jiǎn)單CLC網(wǎng)絡(luò)可以在2GHz范圍內(nèi)(例如，對(duì)于PCS 和W-CDMA)用作多赫爾蒂的輸出網(wǎng)絡(luò)。如上所述，當(dāng)在其他頻率范圍(例如2. 5GHz-2. 7GHz 和3. 4GHz-3. 8GHz頻帶的lGHz和WiMax)內(nèi)采用多赫爾蒂放大器時(shí)，要修改多赫爾蒂放大 器。 由于用作高于2. 2GHz頻率處的CLC多赫爾蒂組合器的C組件的漏源內(nèi)部電容 122(即放大器102的輸出電容)太大，因此本發(fā)明修改了輸出網(wǎng)絡(luò)。如果可以根據(jù)需要來(lái)
7修改主放大器102的輸出阻抗，則對(duì)輸出網(wǎng)絡(luò)的操作將是有益的。 一種非常魯棒的解決方 案是添加分路電感306和電容308。這使得不僅能夠適當(dāng)?shù)卣{(diào)諧放大器102的輸出阻抗，而 且能夠添加新功能，從而改進(jìn)放大器102的相對(duì)于電存儲(chǔ)效應(yīng)的品質(zhì)。與電感306串聯(lián)地 布置電容器310以允許僅RF電流流經(jīng)電感306，并且電容器310防止DC電流從電源流向 地，但沒(méi)有實(shí)質(zhì)上影響主放大器102的輸出阻抗。實(shí)際上，電感306和電容器310的布置充 當(dāng)補(bǔ)償(或inshin)網(wǎng)絡(luò)。 已將電感124畫(huà)為在中間經(jīng)由電感316連接至地。如下所示，在特定實(shí)施例中，電 感124是由包括經(jīng)由具有寄生電容的接合焊盤而連接的兩個(gè)接合線實(shí)現(xiàn)的。電容316表示 寄生電容。 一般地，可以通過(guò)使用具有低損耗和低介電常數(shù)的適當(dāng)襯底來(lái)使由此導(dǎo)致的有 害效應(yīng)最小。然而，如果寄生電容非常大，則還可以使用電容作相移LCL網(wǎng)絡(luò)的一部分，該 相移LCL網(wǎng)絡(luò)具有與CLC網(wǎng)絡(luò)的屬性類似的屬性。在這種情況下，這些輸出網(wǎng)絡(luò)組件僅所 需參數(shù)值是不同的。 在圖4的表達(dá)式(402)中給出電容308的值，其中，Cds是器件102的輸出電容，并 且Li是分路電感306的值。優(yōu)選地，通過(guò)一步接合線來(lái)實(shí)現(xiàn)電感306。然后，圖4的表達(dá)式 (404)給出器件102的諧振頻率f。。 另一種考慮輸出網(wǎng)絡(luò)的修改的方式如下。電容Cds太大而不能用于高于2. 2GHz的 頻率。設(shè)置進(jìn)一步通過(guò)添加電容308來(lái)增大器件102的輸出處的電容，從而還使可用頻率 甚至更低。然而，添加分路電感306補(bǔ)償了這種負(fù)面效應(yīng)，以使可用頻率再次回到更高頻 率。實(shí)際上，這種布置允許通過(guò)調(diào)諧電感306的值來(lái)將相同的活動(dòng)多赫爾蒂?zèng)_模用于不同 頻帶。這可以通過(guò)以下方式來(lái)簡(jiǎn)單地實(shí)現(xiàn)改變接合線的長(zhǎng)度，從而由于重新使用相同沖 模，使得進(jìn)一步降低根據(jù)本發(fā)明的集成多赫爾蒂放大器的成本，而不需要新的設(shè)計(jì)。
為了實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)和其他修改，本發(fā)明的發(fā)明人還提出了幾種設(shè)計(jì)重新布置，以在 離散RF功率器件封裝的緊致容量?jī)?nèi)提供期望的多赫爾蒂性能。優(yōu)選地，在活動(dòng)沖模101上 布置盡可能少的組件。其余組件被適當(dāng)?shù)夭贾迷诨顒?dòng)沖模101之外，從而允許使用其他襯 底材料，例如，比活動(dòng)沖模101更便宜且電和機(jī)械特性與活動(dòng)沖模101不同的其他襯底材 料。這導(dǎo)致設(shè)計(jì)條件更靈活、成本更低并且集成多赫爾蒂放大器的性能更好。例如，創(chuàng)建 電容304和310作為總體上比在匪IC工藝內(nèi)制造的MM(金屬-絕緣體-金屬)電容器具 有更好品質(zhì)的低成本MOS電容器。最好用接合線來(lái)制造電感(例如，電感116U24、302和 306)，這是由于接合線實(shí)施方式是成本非常低的并具有非常好的品質(zhì)因數(shù)。此外，由接合線 制成的電感具有非常高的自諧振頻率值(典型地為15GHz)。以下參照?qǐng)D5-10來(lái)討論各種 示例設(shè)計(jì)。然而，如果襯底101的屬性允許高品質(zhì)、低損耗和小寄生元件，則這些電感116、 124、302和306可以實(shí)現(xiàn)為集成的。 圖5是圖3的電路圖300的設(shè)計(jì)配置500的第一示例。此處，在用于例如MOS電路 的傳統(tǒng)襯底502和504中已創(chuàng)建電路300的組件。將電感116和124制作為兩個(gè)并聯(lián)的來(lái) 回的接合線。這避免了較高的返回電流流經(jīng)其下的接地面，并將磁場(chǎng)保持為非常密集。該 配置還使例如電感116與302之間與耦合到多赫爾蒂放大器的其他組件的磁耦合最小。此 外，被制作為接合線的電感302和被制作為MOS電容器的電容304產(chǎn)生了低成本實(shí)施方式。 這些組件提供了所需的阻抗變換以及與具有最小信號(hào)損失的信號(hào)源的匹配。在當(dāng)前L匿OS 技術(shù)中，配置500中的沖模101具有1. 2mm乘1. 2mm的典型尺寸。接合線506將主器件102和峰值器件104的組合點(diǎn)連接至輸出108，并形成電感。電容508用作后匹配電容器Cpm。 注意，或多或少沿相同方向來(lái)對(duì)電感306和124進(jìn)行定向。然而，電感306和124之間的耦 合對(duì)于實(shí)際應(yīng)用來(lái)說(shuō)較低，這是由于接合線中的電流之間的90。相位差(或正交性)。因 此，該配置沒(méi)有使多赫爾蒂性能退化。 關(guān)于返回電流，實(shí)際上，所有RF電路的特征在于其返回電流路徑(RCP) 。 RCP指示 了 RF電流返回至RF信號(hào)源所經(jīng)由的路線。以同樣的方式，所有RF組件的特征也可以在于 此。所有RF集成組件在地平面上具有非常緊致的RCP或"足跡"。這意味著，在集成電路 中，這些足跡沒(méi)有重疊。這是集成組件可以彼此非?？拷夭贾枚鴽](méi)有相互耦合的危險(xiǎn)的 原因。如果接合線用在RF電路中，則RCP可以是非常寬的，并且一般而言，RCP所占據(jù)的面 積與接合線的回路高度成比例。這意味著，靠近的線不僅通過(guò)空氣中的磁場(chǎng)進(jìn)行耦合，而且 通過(guò)其足跡進(jìn)行耦合。如果接地平面中的電流具有相似的方向和取向，則耦合是正的，而如 果電流具有相反的方向，則耦合是負(fù)的。現(xiàn)在，與并聯(lián)布置不同的、兩個(gè)接合線的取向影響 線與其RCP足跡之間的耦合。選擇實(shí)質(zhì)上垂直的取向甚或具有回路高度不同的交叉線使不 僅通過(guò)空氣中的磁場(chǎng)的耦合最小，而且使處于接地平面中的耦合最小。另一種制造密集磁 場(chǎng)且使RCP最小的方式是使用彼此靠近地并聯(lián)布置且在一側(cè)由相同接合焊盤連接的兩個(gè) 接合線。在這種情況下，線具有沿相反方向流動(dòng)的相等電流。該選擇在參照?qǐng)D5-9而描述 的設(shè)計(jì)中用于電感116和124。 圖6是圖3中的電路300的設(shè)計(jì)配置600的第二示例。配置600適用于以下情況 其中，襯底損耗非常高，并且其中，集成電感的Q值大于20。在配置600中，在活動(dòng)沖模101 上集成電感116。與配置500相比，配置600的優(yōu)勢(shì)在于由于輸入網(wǎng)絡(luò)的完整集成而改進(jìn)的 產(chǎn)品穩(wěn)定性。如果由接合線制成的電感116與多赫爾蒂放大器的其他組件之間的磁耦合太 大而妨礙了多赫爾蒂性能，則該配置還比配置500更有益。在當(dāng)前LDM0S技術(shù)中，配置600 中的沖模101具有1. 6mm乘1. 2mm的典型尺寸。 圖7是電路300的設(shè)計(jì)配置700的第三示例。配置700用于以下情況其中，襯底 損耗是可接受的，此外，電感306與電感124之間的磁耦合太高而對(duì)總體多赫爾蒂性能有負(fù) 面效應(yīng)。此處，電感124由接合線制成，并利用位于活動(dòng)沖模101上的接合焊盤702和704 沿相反方向布置。該配置便于使用inshin電感306和電容310。電感306由活動(dòng)沖模101 與電容310之間的接合線制成，電容310在襯底504上被實(shí)現(xiàn)為MOS電容器。配置700使 電感124與電感306和電感508之間的磁耦合最小，這是由于其間的距離較大。
圖8是電路300的設(shè)計(jì)配置800的第四示例。配置800與圖7的配置700相似，但 現(xiàn)在已將電感116和118部分地制作為集成在活動(dòng)沖模101 (匪IC)上，部分地制作為接合 線。配置800對(duì)于以下技術(shù)來(lái)說(shuō)是有益的其中，襯底損耗非常高并可能對(duì)多赫爾蒂放大器 的增益有不利影響。注意，此外，線之間的磁耦合也是最小的，如配置700中一樣?，F(xiàn)在，容 納電容304的襯底502還用于提供對(duì)電感116中的接合線進(jìn)行互連的接合焊盤802和804 以及對(duì)電感118中的接合線進(jìn)行互連的接合焊盤806和808。這種布置降低了多赫爾蒂放 大器的輸入處的信號(hào)損失，并通過(guò)提供以下裝置來(lái)提供更多靈活性該裝置用于通過(guò)調(diào)整 電感116和118中的接合線的長(zhǎng)度來(lái)調(diào)諧多赫爾蒂的輸入網(wǎng)絡(luò)。這表示出多赫爾蒂放大器 的大量生產(chǎn)中的巨大優(yōu)勢(shì)，這是由于可以通過(guò)選擇接合線長(zhǎng)度來(lái)在更寬范圍的頻率內(nèi)將多 赫爾蒂放大器優(yōu)化至特定頻帶，而無(wú)需重新設(shè)計(jì)和生產(chǎn)另一 匪IC沖模。
圖9是電路300的設(shè)計(jì)配置900的第五示例。配置900的優(yōu)點(diǎn)包括以下內(nèi)容。在 相對(duì)較高的頻率處，電感124的所需值變小，那么，可以在僅單個(gè)步驟中實(shí)現(xiàn)電感124。這 允許減少接合焊盤的數(shù)目。 一般而言，由于接合焊盤的寄生電容Cp，使得接合焊盤具有負(fù) 面效應(yīng)。電感124的取向垂直于接合線506。由此，電感124與線506之間的相互耦合最 小。此外，電感124的線的RCP垂直于輸出信號(hào)的線506的RCP，并一般垂直于輸入106與 輸出108之間的信號(hào)路徑。這消除了或至少減小了干擾，并改進(jìn)了多赫爾蒂放大器的穩(wěn)定 性。此外，電感116的線垂直于電感124的線，從而進(jìn)一步消除了不期望的耦合的來(lái)源。另 一優(yōu)點(diǎn)在于集成多赫爾蒂放大器單元的電感124和306與由并聯(lián)布置的這種單元形成的 陣列中相鄰多赫爾蒂放大器單元的相應(yīng)電感有相對(duì)較大的距離，以形成大規(guī)模功率多赫爾 蒂放大器件。這在對(duì)多赫爾蒂放大器器件進(jìn)行擴(kuò)縮時(shí)是優(yōu)點(diǎn)，這是由于相鄰單元的相互耦 合相對(duì)較低。此外，這種解決方案允許足夠的空間以在中間有附加電容器的兩步接合線中 布置inshin電路。即，現(xiàn)在，先前示例的電感306由經(jīng)由額外電容906而互連的接合線902 和904形成。該網(wǎng)絡(luò)允許控制或抑制輸出電流的二次諧波。這還允許在比多赫爾蒂峰值功 率電平低多于6dB功率回退的范圍內(nèi)通過(guò)將輸出RF電壓幅度降低15%來(lái)改進(jìn)器件的耐用 性。接合線902垂直于線904，并被布置在活動(dòng)沖模101上，以使對(duì)二次諧波抑制的負(fù)面RCP 效應(yīng)最小。 圖10是電路300的設(shè)計(jì)配置1000的第六示例。配置1000提供了在活動(dòng)沖模101 上具有最小數(shù)目的組件的解決方案。與配置900的區(qū)別之一是輸入信號(hào)的應(yīng)用的點(diǎn)，現(xiàn)在 在節(jié)點(diǎn)1002處?，F(xiàn)在，節(jié)點(diǎn)106用于施加偏置電壓。該解決方案對(duì)于集成電感的Q值非常 差的技術(shù)(例如，在3. 7GHz WiMAX頻帶處使用的LDMOS)來(lái)說(shuō)是最有益的。
設(shè)計(jì)問(wèn)題在于如果使用更大的L匿OS晶體管作為主級(jí)102和峰級(jí)104，則電感 124需要更小的值，并且可以使用兩個(gè)并聯(lián)的接合線來(lái)允許更大的平均RF電流流經(jīng)這兩個(gè) 接合線。例如，考慮使用具有6. 5mm柵極寬度的LDM0S晶體管作為主級(jí)102。其漏源供電電 壓是Vds = 28V，該器件需要Zo = 400hm的特性阻抗。這需要電感124的值為L(zhǎng)o = 3nH， 以工作于WCDMA標(biāo)準(zhǔn)的2. 14GHz。根據(jù)設(shè)計(jì)規(guī)則，該電感值的實(shí)施方式需要利用均為1. 5nH 的電感值在兩步中制成的兩個(gè)接合線。此外，該布置需要兩個(gè)接合焊盤，如果這兩個(gè)接合焊 盤被布置在容納MOS電容器的襯底504上，則將具有l(wèi)pF的寄生電容。那么，這將導(dǎo)致多赫 爾蒂的阻抗反相器的性能以額外20。相移退化，給出11(T而不是9(T的移位，并給出更 低的特性阻抗Zo = 350hm而不是Zo = 400hm。結(jié)果將是效率更低、線性更差且多赫爾蒂放 大器的增益更低。現(xiàn)在，如果主級(jí)L匿OS晶體管是比13mm寬度的柵極大兩倍的晶體管，則 阻抗124的所需值是1. 5nH。這可以通過(guò)沿垂直方向布置的一步接合線來(lái)實(shí)現(xiàn)，從而提供與 其他接合線的最小寄生磁耦合，還沒(méi)有中間的接合焊盤。在這種情況下，由于主級(jí)102的大 兩倍的平均輸出電流，使得需要兩個(gè)并聯(lián)的接合線。該配置實(shí)質(zhì)上提供了多赫爾蒂的阻抗 反相器的理想性能。
10
權(quán)利要求
一種包括多赫爾蒂放大器的電子電路，其中-多赫爾蒂放大器包括-輸入(106)、輸出(108)、主級(jí)(102)和峰級(jí)(104)；以及-輸出網(wǎng)絡(luò)(308、124、306、310)，將主級(jí)的輸出節(jié)點(diǎn)和峰級(jí)的輸出節(jié)點(diǎn)連接至輸出；-輸出網(wǎng)絡(luò)包括-第一電感器(124/Lo)，耦合在主級(jí)的輸出節(jié)點(diǎn)與峰級(jí)的輸出節(jié)點(diǎn)之間；-分路電容器(308/Ci)，耦合在主級(jí)的輸出節(jié)點(diǎn)和與主級(jí)的寄生電容(122)并聯(lián)的信號(hào)地之間，；以及-分路電感器(306/Li)，耦合在主級(jí)的輸出節(jié)點(diǎn)與信號(hào)地之間。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中-所述輸入位于第一襯底(502)上；-所述主級(jí)和所述峰級(jí)集成在第二襯底(101)上；以及-所述輸出位于第三襯底(504)上。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的電路，其中-所述輸入網(wǎng)絡(luò)包括第二電感器(302/Lt);-所述第二電感器包括第一襯底與第二襯底之間的接合線；以及_所述分路電感器包括第二襯底與第三襯底之間的另一接合線。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述第一電感器包括多個(gè)接合線，并且，其中相鄰接合線之一中的電流沿實(shí)質(zhì)上相反的方向流動(dòng)。
5. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的電路，其中_所述第一電感器、所述第二電感器和所述分路電感器中的至少特定的一個(gè)包括多個(gè)接合線；以及_所述特定電感器的接合線中的相鄰接合線之一中的電流沿實(shí)質(zhì)上相反的方向流動(dòng)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求3、4或5所述的電路，其中_所述第一 電感器、所述第二電感器和所述分路電感器中的每一個(gè)包括各自的接合線；-所述第一電感器、所述第二電感器和所述分路電感器中的至少一對(duì)的接合線具有實(shí)質(zhì)上彼此垂直的取向。
7. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的電路，包括另一電感器(116、118)，所述另一電感器部分地集成在第二襯底中，部分地用形成第一襯底與第二襯底之間來(lái)回路徑的接合線來(lái)實(shí)現(xiàn)。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1、2、3、4、5、6或7所述的電路，包括與前述多赫爾蒂放大器并聯(lián)的至少另一個(gè)多赫爾蒂放大器。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種集成多赫爾蒂放大器，具有將輸入連接至主級(jí)和峰級(jí)的輸入網(wǎng)絡(luò)以及將主級(jí)和峰級(jí)連接至輸出的輸出網(wǎng)絡(luò)。輸出網(wǎng)絡(luò)具有與主級(jí)的寄生電容并聯(lián)的接至信號(hào)地的分路電容器，并具有主級(jí)與信號(hào)地之間的分路電感器。分路配置使得可以使用寬頻范圍內(nèi)的MMIC多赫爾蒂放大器。輸入網(wǎng)絡(luò)和/或輸出網(wǎng)絡(luò)的電感器中的至少一些是使用接合線來(lái)實(shí)現(xiàn)的。其取向和位置提供了線與返回RF電流路徑之間的最小相互電磁耦合。
文檔編號(hào)H03F1/02GK101785177SQ200880104302
公開(kāi)日2010年7月21日 申請(qǐng)日期2008年8月22日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月29日
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