專利名稱：：增益自舉型c類反向器及其應(yīng)用電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種C類反向器及其應(yīng)用電路，屬于集成電路
技術(shù)領(lǐng)域：
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背景技術(shù)：
：在傳統(tǒng)的模擬電路設(shè)計中，運(yùn)算放大器是主要的功能模塊，它被廣泛運(yùn)用于采樣保持、代數(shù)運(yùn)算、共模反饋以及緩沖器電路等。同時運(yùn)算放大器也是模擬電路中主要的功耗模塊。目前低壓低功耗是模擬電路設(shè)計發(fā)展的主流趨勢，但對于運(yùn)算放大器而言，電源電壓的降低意味著動態(tài)范圍的減小、輸入共模范圍的減小、電容的增加及不能打開或關(guān)閉浮動開關(guān)等等，我們需要采用更精巧的電路設(shè)計來克服這些困難。因此，如何在低壓低功耗環(huán)境下來實現(xiàn)符合指標(biāo)要求的運(yùn)算放大器成為模擬電路設(shè)計的重點和難點。用C類反向器代替?zhèn)鹘y(tǒng)的運(yùn)算放大器是一種新型的低壓低功耗電路設(shè)計技術(shù)。簡單型C類反向器的電路部分是一個推挽式反向器，如附圖1所示，結(jié)構(gòu)相當(dāng)簡單，功耗極低，芯片占用面積小。C類反向器處于飽和導(dǎo)通狀態(tài)的時間小于50X，它的工作狀態(tài)是通過對輸入管柵電位的調(diào)制而不斷變化的。在模擬電路設(shè)計中，C類反向器可以在以下兩種狀態(tài)間進(jìn)行切換(1)高增益低功耗狀態(tài)當(dāng)PM0S輸入管M1和NM0S輸入管M2均處于弱反型區(qū)時，反向器具有較高的增益和極低的功耗，但跨導(dǎo)和帶寬相對較小。[OOOS](2)高擺率大電流狀態(tài)當(dāng)M1處于強(qiáng)反型區(qū)，M2處于截止區(qū)(或M2處于強(qiáng)反型區(qū)，Ml處于截止區(qū))時，工作在強(qiáng)反型區(qū)的MOS輸入管跨導(dǎo)較大，使得反向器具有較大的擺率和輸出電流，而且由于另一個輸入管處于截止區(qū)，整個反向器由電源到地的導(dǎo)通電流極小，避免了無謂的靜態(tài)功耗。在開關(guān)電容電路的設(shè)計中，若C類反向器采用合適的動態(tài)偏置，在不同的時鐘相位將反向器這兩種工作狀態(tài)結(jié)合起來，可以代替?zhèn)鹘y(tǒng)的運(yùn)算放大器實現(xiàn)一些新型的極低功耗開關(guān)電容電路。例如，YoungcheolChae，InheeLeeandGunheeHan，"A0.7V36uW85dB-DRAudioA^ModulatorUsingClass-CInverter."2008正EEInternationalSolid-StateCircuitsConference:p.490-491，630。文中作者實現(xiàn)了一個基于C類反向器的三階單環(huán)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器。其中，為了提高穩(wěn)態(tài)增益，反向器采用了如附圖2所示的共源共柵結(jié)構(gòu)20，其中PMOS管M3和NMOS管M4的偏置電位分別是地電位GND和電源電位VDD。但是，現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器僅僅由幾個單管組成，增益相對傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器較低(一般在50dB以下)，難以用于對增益要求較高的場合，因此YoungcheolChae等人實現(xiàn)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器選用了對運(yùn)放增益要求較低的三階單環(huán)結(jié)構(gòu)。眾所周知，三階單環(huán)結(jié)構(gòu)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器是有條件穩(wěn)定的，它的輸入信號有很嚴(yán)格的限制，而且需要特定電路來檢測該模數(shù)轉(zhuǎn)換器是否過載，一旦過載，模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的積分器必須重置。在實際運(yùn)用中，三階單環(huán)結(jié)構(gòu)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器操作較為麻煩，可靠性較差，市場上采用該結(jié)構(gòu)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)品較少。同時，當(dāng)現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器(包括簡單型和共源共柵型C類反向器)處于高增益低功耗狀態(tài)時，反向器的輸入管均工作在弱反型區(qū)，其跨導(dǎo)受工藝偏差影響很大(尤其是MOS管尺寸較大的時候)，導(dǎo)致C類反向器的增益、帶寬和靜態(tài)功耗等穩(wěn)態(tài)特性在不同的工藝角下存在嚴(yán)重偏差，而且當(dāng)C類反向器切換至高擺率大電流狀態(tài)時，工藝偏差對于C類反向器的擺率和建立時間等動態(tài)參數(shù)指標(biāo)的影響同樣不能忽略，從而造成積分器乃至整個模數(shù)轉(zhuǎn)換器性能下降甚至功能喪失。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是，提供一種增益自舉型C類反向器，以克服現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器自身增益較低，難以用于對增益要求較高的場合，以及現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器的穩(wěn)態(tài)特性(增益、帶寬和靜態(tài)功耗等)和動態(tài)特性(擺率、建立時間和動態(tài)功耗等)受工藝偏差影響較大，造成其應(yīng)用電路性能下降甚至功能喪失的不足。本發(fā)明要解決的另一技術(shù)問題是，提供包含增益自舉型C類反向器的應(yīng)用電路，即包含增益自舉型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器和2-1級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器等應(yīng)用電路，以克服現(xiàn)有技術(shù)的基于C類反向器的模數(shù)轉(zhuǎn)換器在系統(tǒng)結(jié)構(gòu)上的固有缺陷。本發(fā)明的增益自舉型C類反向器采取以下技術(shù)方案它是在現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器32上，增加兩個增益自舉模塊30、31和兩個體電位調(diào)制模塊33、34。其中增益自舉模塊30和31用于提高增益自舉型C類反向器的增益，而體電位調(diào)制模塊33、34用于減弱工藝偏差對于增益自舉型C類反向器的不利影響。現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器32采用共源共柵結(jié)構(gòu)，功耗極低，用于實現(xiàn)運(yùn)算放大功能?，F(xiàn)有技術(shù)的C類反向器由I/0PM0S管M1、M3和I/ONMOS管M2、M4組成，其中M1和M2為反向器的輸入管(注常見MOS管分為I/OMOS管和COREMOS管，1/OMOS管耐壓和閾值電壓均較高，可用于I/0管腳中，而COREMOS管耐壓和閾值電壓均較低，只能用于CORE電路中)，且供電電壓VDD略低于反向器兩輸入管M1、M2閾值電壓之和。在實際運(yùn)用中，C類反向器根據(jù)輸入端偏置電壓的不同能夠?qū)崿F(xiàn)高增益低功耗和高擺率大電流兩種不同的工作狀態(tài)假設(shè)兩輸入管M1、M2閾值電壓近似相等，輸入共模信號VcM使得反向器輸入管Ml、M2均處于弱反型區(qū)，即可實現(xiàn)了C類反向器高增益低功耗的穩(wěn)定狀態(tài)。若此時在輸入端加入額外的電壓激勵，可以讓其中一個輸入管進(jìn)入強(qiáng)反型區(qū)，另一個輸入管截止，C類反向器進(jìn)入高擺率大電流狀態(tài)。本發(fā)明所述的兩個增益自舉模塊30和31，分別在現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器的I/OPMOS端和I/ONMOS端形成增益自舉結(jié)構(gòu)。增益自舉模塊30是由COREPMOS管M7和CORENMOS管M9構(gòu)成，其中M7的柵極與M3的源極相連，M7的漏極與M3的柵極相連，M9采用的是二極管接法，不需要額外的偏置電路，用作增益自舉模塊30的負(fù)載。增益提高的基本想法是進(jìn)一步增加反向器的輸出阻抗而不增加更多的共源共柵器件。通過增益自舉模塊30，M7、M9和M3共同形成電流-電壓反饋，從而提高了電路輸出阻抗和增益。需要注意的是，M7、M9和反向器輸入管一樣存在工藝偏差的問題，因此M7、M9體端分別接位電位調(diào)制模塊33和34的輸出電壓信號VBP和VBN，通過體電位調(diào)制使得增益自舉模塊30在不同工藝角下輸入跨導(dǎo)、輸出負(fù)載和功耗基本一致，體電位調(diào)制方式與下面介紹的體電位調(diào)制模塊33、34對于反向器輸入管Ml、M2的體電位調(diào)制方式類似。增益自舉模塊31的工作原理與30類似，它是由COREPMOS管M10和CORENMOS管M8構(gòu)成，其中M8的柵極與M4的源極相連，M8的漏極與M4的柵極相連，M10采用的是二極管接法，用作增益自舉模塊31的負(fù)載。為避免工藝偏差的不利影響，M8和M10的體端分別接VBN和VBP。M8、M10和M4共同形成電流-電壓反饋，提高了電路輸出阻抗和增益。關(guān)于增益自舉模塊30和31需要說明的是(1)增益自舉模塊30和31在極大地提高電路增益的同時，并不會對增益自舉型C類反向器的輸出擺幅有太大影響。這是因為增益自舉模塊30和31中的M7和M8均為COREMOS管，閾值電壓較低，與I/OMOS管Ml和M2的過驅(qū)動電壓基本相同。(2)增益自舉模塊30和31本身的功耗非常低，典型值為現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器32靜態(tài)功耗的l/30左右。因此，增益自舉模塊30和31的引入并不明顯增加電路功耗。(3)在實際應(yīng)用中，增益自舉模塊30和31是可選的。若應(yīng)用電路對C類反向器增益要求不高，可以考慮除去增益自舉模塊，從而減小芯片占用面積，降低電路復(fù)雜度和功耗。本發(fā)明所述的兩個體電位調(diào)制模塊33、34，分別用于反向器PM0S輸入管M1和NMOS輸入管M2的體電位調(diào)制。PMOS體電位調(diào)制模塊33的主體結(jié)構(gòu)由I/OPMOS管M5和高精密電阻Rl組成，其中I/OPMOS管M5與反向器PMOS輸入管Ml(體電位調(diào)制對象)版圖匹配對稱，寬長比成固定比例，且M5上施加的柵源電壓與M1在穩(wěn)態(tài)時的柵源偏置電壓相同。因此，M5在任意時刻的工藝偏差程度和溫度條件均與Ml近似相同，且M5和Ml漏源電流的變化趨勢亦相同。換句話說，1/OPMOS管M5能夠"感應(yīng)"反向器PMOS輸入管Ml在不同工藝角和溫度下的跨導(dǎo)、輸出電流等參數(shù)的變化特征。M5漏端連接高精密電阻R1，高精密電阻R1用于實現(xiàn)"感應(yīng)"電流信號(M5漏源電流)轉(zhuǎn)體電位調(diào)制器的輸出電壓信號VBP的功能，同時它作為輸出負(fù)載在M5漏端將Vep反饋到Ml體端。整個體電位調(diào)制模塊形成"感應(yīng)反饋"環(huán)路，用以體電位調(diào)制。M5源端電位決定M1體電位調(diào)制范圍的最大值，可根據(jù)實際應(yīng)用設(shè)定，體端與源端相連；高精密電阻R1另一端電位決定M1體電位調(diào)制范圍的最小值。通過PMOS體電位調(diào)制模塊33在反向器PMOS輸入管M1體端的調(diào)制作用(即調(diào)節(jié)M1體源電壓)，使得M1的跨導(dǎo)和漏源電流在不同的工藝角下較為一致。NMOS體電位調(diào)制模塊34的工作原理與33類似，它的主體結(jié)構(gòu)由I/ONMOS管M6和高精密電阻R2組成，其中I/ONMOS管M6與反向器NMOS輸入管M2版圖匹配對稱，寬長比成固定比例，且M6上施加的柵源電壓與M2在穩(wěn)態(tài)時的柵源偏置電壓相同。M6的漏端連接高精密電阻R2，R2作為體電位調(diào)制模塊34的輸出負(fù)載在M6漏端將"感應(yīng)"電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號V皿并反饋到M2體端，形成"感應(yīng)反饋"環(huán)路。M6源端電位決定M2體電位調(diào)制范圍的最大值，體端與源端相連；高精密電阻R2另一端電位決定M2體電位調(diào)制范圍的最小值。通過NMOS體電位調(diào)制模塊34在反向器NMOS輸入管M2體端的調(diào)制作用，使得M2的跨導(dǎo)和漏源電流在不同的工藝角下較為一致。關(guān)于體電位調(diào)制模塊33和34需要說明的是(1)反向器輸入管M1和M2的跨導(dǎo)和漏源電流與整個反向器的穩(wěn)態(tài)特性(增益、帶寬、靜態(tài)功耗等)和動態(tài)特性(擺率、建立時間和動態(tài)功耗等)有直接關(guān)系，所以引入體電位調(diào)制模塊33和34能夠極大地降低C類反向器穩(wěn)態(tài)特性和動態(tài)特性對于工藝偏差的敏感度。(2)體電位調(diào)制模塊33和34同樣能夠降低增益自舉模塊30和31增益自舉效果和功耗對于工藝偏差的敏感度。(3)體電位調(diào)制模塊33和34本身的功耗非常低，典型值為現(xiàn)有技術(shù)C類反向器靜態(tài)功耗的1/10左右。因此，引入體電位調(diào)制模塊33和34并不會明顯增加電路功耗。(4)體電位調(diào)制模塊33和34同樣可以改善C類反向器的溫度特性和電源抑制比等。本發(fā)明的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器采取以下技術(shù)方案它包含了兩個所述的增益自舉型C類反向器，兩個增益自舉型C類反向器分別位于積分器正向和負(fù)向支路，差分對稱形成偽差分結(jié)構(gòu)。在本發(fā)明的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器中，增益自舉型C類反向器代替了傳統(tǒng)運(yùn)算放大器或現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器。相對于傳統(tǒng)運(yùn)算放大器，增益自舉型C類反向器極大地降低了電路功耗；相對于現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器，增益自舉型C類反向器的高增益有效地提高了積分器的積分精度，并克服了工藝偏差對于自身的影響，保證了積分器的魯棒性和實用性。本發(fā)明的2-l級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器采取以下技術(shù)方案它包含一個2-l級聯(lián)模擬調(diào)制器，該2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器包括本發(fā)明的第一級調(diào)制器，包含二個基于增益自舉型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器，二個積分器單環(huán)串聯(lián)構(gòu)成二階單環(huán)結(jié)構(gòu)；本發(fā)明的第二級調(diào)制器，包含一個基于增益自舉型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器，構(gòu)成一階結(jié)構(gòu)，第二級調(diào)制器與第一級調(diào)制器級聯(lián)，用于調(diào)制前級產(chǎn)生的量化誤差；現(xiàn)有技術(shù)的誤差抵消模塊，分別與第一級和第二級調(diào)制器的輸出串聯(lián)，用于在數(shù)字域的誤差抵消。理想情況下，通過誤差抵消模塊，級聯(lián)調(diào)制器中第一級的噪聲將被完全抵消。在2-l級聯(lián)模擬調(diào)制器中，量化噪聲整形的階數(shù)等于級聯(lián)各級的階數(shù)之和，即實現(xiàn)三階噪聲整形。2-1級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器能夠從設(shè)計上保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，并實現(xiàn)較大的信號輸入范圍。需要注意的是，誤差抵消需要的是積分器傳遞函數(shù)和數(shù)字抵消邏輯的精確匹配，而增益自舉型C類反向器的高增益恰恰保證了積分器傳遞函數(shù)的理想化和誤差抵消的有效性，非常適用于級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器等對模擬元件精度要求比較高的場合。相比于傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器，采用增益自舉型C類反向器的模數(shù)轉(zhuǎn)換器極大地降低了系統(tǒng)功耗，而相比于現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器，增益自舉型C類反向器的高增益使得積分器具有較為理想的傳遞函數(shù)，提高了模數(shù)轉(zhuǎn)換器環(huán)路濾波的有效性，進(jìn)而提高模數(shù)轉(zhuǎn)換器的模數(shù)轉(zhuǎn)換精度，同時克服了工藝偏差對于自身的影響，保證了模數(shù)轉(zhuǎn)換器的魯棒性和實用性。7本發(fā)明的優(yōu)點和積極效果在本發(fā)明所述的增益自舉型C類反向器中，增益自舉模塊30和31的引入可以在不明顯損失輸出擺幅和增加電路功耗的情況下極大地提高C類反向器的穩(wěn)態(tài)增益，使得增益自舉型C類反向器能夠在2-1級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器等對增益要求較高的領(lǐng)域中得以應(yīng)用，拓寬了C類反向器的應(yīng)用范圍；體電位調(diào)制模塊33和34的引入使整個反向器的穩(wěn)態(tài)特性(增益、帶寬、靜態(tài)功耗等)和動態(tài)特性(擺率、建立時間、動態(tài)功耗等)在不同工藝角情況下較為一致，在不明顯增加功耗的情況極大地提高電路的穩(wěn)定性和魯棒性。圖1為簡單型C類反向器的電路結(jié)構(gòu)圖；圖2為共源共柵型C類反向器的電路結(jié)構(gòu)圖；圖3為本發(fā)明的增益自舉型C類反向器的電路結(jié)構(gòu)圖；圖4為偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器的電路結(jié)構(gòu)圖；圖5為兩相不交疊時鐘以及增益自舉型C類反向器輸入端電位變化曲線圖；圖6為Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)框圖；圖7為2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器的結(jié)構(gòu)框圖；圖8為2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器實現(xiàn)電路圖(不包括數(shù)字域的誤差抵消模塊)，其中符號"義"代表PMOS開關(guān)，"乂—"代表NMOS開關(guān)，"《-"代表CMOS開關(guān)，"X>_"代表自舉NMOS開關(guān)；圖9為2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器中時鐘相位時序圖；圖10為2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器的輸出頻譜圖；圖11為2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器信噪失真比與輸入信號幅度的關(guān)系曲線圖。具體實施例方式具體實施例方式實施例一本發(fā)明提出的增益自舉型C類反向器的電路結(jié)構(gòu)圖如附圖3所示，它除了包含現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器模塊32外，它還包含有增益自舉模塊30、31和體電位調(diào)制模塊33、34構(gòu)成?，F(xiàn)有技術(shù)的C類反向器32由I/OPMOS管Ml、M3和I/ONMOS管M2、M4組成，其中M1和M2為反向器的輸入管。現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器32的供電電壓VDD略低于Ml和M2閾值電壓之和，它根據(jù)輸入端偏置電壓的不同能夠?qū)崿F(xiàn)高增益低功耗和高擺率大電流兩種不同的工作狀態(tài)，詳細(xì)說明如下假設(shè)Ml和M2的閾值電壓近似相等，當(dāng)輸入信號為共模電壓VCM=VDD/2時，M1和M2均處于弱反型區(qū)，即可實現(xiàn)C類反向器高增益低功耗的穩(wěn)定狀態(tài)。例如，在SMIC(中芯國際)0.13um工藝中，典型(tt)情況下I/OPMOS管的閾值電壓為0.66V，I/ONMOS管的閾值電壓為0.6V。此時供電電壓V。D取1.2V，輸入共模電壓VCM取0.6V，C類反向器可以實現(xiàn)高增益低功耗的穩(wěn)定狀態(tài)。若此時在輸入端加入額外的激勵信號Vp，即反向器輸入端電位為VcM+Vp，根據(jù)激勵信號Vp的極性可以讓其中一個輸入管進(jìn)入強(qiáng)反型區(qū)，另外一個輸入管截止，C類反向器進(jìn)入高擺率大電流狀態(tài)。為保證C類反向器在高擺率大電流狀態(tài)下有足夠的擺率，反向器輸入管的尺寸一般比較大，但尺寸過大會帶來較大的寄生電容和無謂的靜態(tài)功耗。在實際運(yùn)用中，我們可以根據(jù)電路在不同工作相位對C類反向器各指標(biāo)的要求來適當(dāng)?shù)卣{(diào)整輸入端偏置電壓(即動態(tài)偏置技術(shù))，設(shè)計具有相當(dāng)大的靈活性。在本發(fā)明中，反向器輸入管M1和M2分別作為體電位調(diào)制模塊33和34的體電位調(diào)制對象，體端均單獨引出，體電位可調(diào)。增益自舉模塊30是由COREPMOS管M7和CORENMOS管M9構(gòu)成，它與現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器32中的I/OPMOS管M3共同形成電流-電壓反饋，從而在不增加更多的共源共柵器件的情況下提高了電路輸出阻抗和增益。在實際運(yùn)用中，M7和M9也存在工藝偏差的問題(雖然不像反向器輸入管Ml和M2那樣明顯)，工藝偏差會導(dǎo)致增益自舉模塊30在ff工藝角下功耗較大，而在ss工藝角下輸入跨導(dǎo)較小，增益自舉效果較弱。因此，為避免工藝偏差的不利影響，M7和M9的體端分別接位電位調(diào)制模塊33和34的輸出電壓信號VBP和VBN，以保證增益自舉模塊30在不同工藝角下增益自舉效果和功耗基本一致。增益自舉模塊31的工作原理與30類似，它是由COREPMOS管M10和CORENMOS管M8構(gòu)成，它與I/OPMOS管M4共同形成電流-電壓反饋，從而提高了電路輸出阻抗。同樣地，M8和M10的體端分別接V皿和VBP。在增益自舉型C類反向器中，由于增益自舉模塊30和31的引入，提高了輸出阻抗和反向器增益。根據(jù)計算，增益自舉型C類反向器PMOS端輸出阻抗Zp為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>增益自舉型C類反向器NMOS端輸出阻抗ZN為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>根據(jù)上式(1)和(2)，可得改進(jìn)型反向器增益Av為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>由公式(3)可知，增益自舉型C類反向器的增益與三層共源共柵型的增益相當(dāng)。在電路設(shè)計中，增益自舉技術(shù)通常會導(dǎo)致電路輸出擺幅的減小，所以增益自舉型C類反向器的輸出擺幅也是一個值得關(guān)注的指標(biāo)?，F(xiàn)有技術(shù)的共源共柵結(jié)構(gòu)C類反向器的輸出擺幅為GND+V。d2+V。d4VDD-(V。dl+V。d3)，其中V。d是MOS管的過驅(qū)動電壓，數(shù)字下標(biāo)為反向器中MOS管編號(以下同)。由于增益自舉模塊30和31的引入，增益自舉型C類反向器的輸出擺幅為GND+VTH8+V。d4VDD-(VTH7+V。d3)，其中VTH是MOS管的閾值電壓。加入增益自舉模塊以后輸出擺幅看似減小了，但考慮到M7和M8均為COREMOS管，閾值電壓VTH7和VTH8較低，它與I/OMOS管Ml和M2的過驅(qū)動電壓V。dl和V。d2其實差不多的，所以增益自舉模塊30和31的引入不會對增益自舉型C類反向器的輸出擺幅有太大影響。例如，在SMIC0.13um工藝中，典型(tt)情況下COREPMOS管的閾值電壓為0.28V,CORENMOS管的閾值電壓為0.31V,I/OMOS管的過驅(qū)動電壓一般為Q.20.3V，兩者近似相等，輸出擺幅基本不變。PMOS體電位調(diào)制模塊33是由I/OPMOS管M5和高精密電阻Rl組成，其中I/OPMOS管M5與反向器PMOS輸入管Ml版圖匹配對稱，寬長比成固定比例(在l:5至1:20之間)，且M5的柵源電壓與M1在弱反型區(qū)穩(wěn)態(tài)時的柵源偏置電壓相同(VDDH-V。p=VDD-VCM)，因此M5—直處于弱反型區(qū)，它能夠"感應(yīng)"Ml在不同工藝角和溫度下的跨導(dǎo)、輸出電流等參數(shù)的變化特征。M5源漏感應(yīng)電流經(jīng)高精密電阻R1轉(zhuǎn)換為電壓信號VBP，并在M5漏端反饋反向器輸入管M1的體端，形成"感應(yīng)反饋"環(huán)路，用以體電位調(diào)制。Rl的另一端接VDDL(VCM《VDDL<VDD)，Rl—般取20K200KQ，M5源端和體端均接高電平VDDu。我們可以看到，輸出電壓信號Vbp的范國略小于VddlVDDH。為避免提供過多的電源供給，Vep和vdd可以復(fù)用，Vddl和VcM可以復(fù)用，而Vddu可以在VDD上用簡單的升壓電路實現(xiàn)或片外實現(xiàn)，以實現(xiàn)超過反向器電源電壓VDD的M1體電位調(diào)制。PMOS體電位調(diào)制模塊33中體電位調(diào)制過程簡述如下當(dāng)工藝角為tt(typical)時，設(shè)感應(yīng)PMOS管M5的輸出電流為Itt，調(diào)節(jié)VDDH、Rl以及M5尺寸使得PMOS體電位調(diào)制器33的輸出電壓VBP=VCM+IttRl《VDD，此時Ml體源電壓近似為零，電路進(jìn)入典型工作狀態(tài)。當(dāng)工藝角為ss時，Ml閾值電壓的絕對值變大，導(dǎo)致Ml在弱反型區(qū)工作時跨導(dǎo)減小，帶寬降低，此時輸出電流達(dá)到最小值。由于感應(yīng)PMOS管M5能夠"感應(yīng)"到Ml的電流變化特征，所以M5的感應(yīng)輸出電流也將達(dá)到最小值，設(shè)為L。因此體電位調(diào)制器33的輸出電壓VBP=VCM+ISSR1<VDD，將該電壓信號反饋到Ml的體端，可以使Ml的體源電壓小于零，閾值電壓的絕對值略為降低，Ml在弱反型區(qū)工作時跨導(dǎo)和輸出電流增大，實現(xiàn)了對M1參數(shù)的實時調(diào)制。需要注意的是，Vep不宜過小，以免Ml源體結(jié)過度正偏而導(dǎo)致漏電流過大。當(dāng)工藝角為ff時，Ml閾值電壓的絕對值變小，導(dǎo)致M1跨導(dǎo)增大，此時M5的感應(yīng)輸出電流達(dá)到最大值，設(shè)為Iff。體電位調(diào)制器33將輸出電壓VBP=VCM+IffRl>VDD反饋到M1的體端，使M1閾值電壓的絕對值提高，跨導(dǎo)和輸出電流減小，功耗降低。實際上，通過調(diào)節(jié)VD皿、R1以及M5尺寸等參數(shù)，可以保證體電位調(diào)制器33在三種工藝角下均輸出較為合適的VBP，使M1在弱反型區(qū)工作時增益、帶寬和靜態(tài)功耗較為一致。NMOS體電位調(diào)制模塊34是由I/ONMOS管M6和高精密電阻R2組成，其中1/0NMOS管M6與反向器NMOS輸入管M2版圖匹配對稱，寬長比成固定比例(在l:5至1:20之間)，且M6的柵源電壓與M2在弱反型區(qū)穩(wěn)態(tài)時的柵源偏置電壓相同(V(^-GNDL=VCM-GND)，類似地，感應(yīng)NMOS管M6能夠"感應(yīng)"反向器NMOS輸入管M2在不同工藝角和溫度下的跨導(dǎo)、輸出電流等參數(shù)的變化特征。M6的漏源感應(yīng)電流經(jīng)高精密電阻R2轉(zhuǎn)換為電壓信號VBN，并在M6漏端反饋到反向器輸入管M2的體端，用以體電位調(diào)制。R2的另一端接GNDH(GND《GNDH《Vcm)，R2—般取20K200KQ，M6源端和體端均接低電平GNDL，輸出電壓信號VBN的范圍小于GNDLGNDH。避免提供過多的電源供給，V，和GND可以復(fù)用，GNDH和VcM可以復(fù)用，而GNDL可以在GND上用簡單的降壓電路實現(xiàn)或片外實現(xiàn)，以實現(xiàn)小于GND的M2體電位調(diào)制。通過調(diào)節(jié)GNDL、R2以及M6尺寸等參數(shù)，可以保證體電位調(diào)制模塊34在三種工藝角下均輸出較為合適的V皿，使M2在弱反型區(qū)工作時增益、帶寬和靜態(tài)功耗較為一致。需要注意的是，V皿不宜過大，以免M2體源結(jié)過度正偏而導(dǎo)致漏電流過大。現(xiàn)有技術(shù)中的簡單型、共源共柵型C類反向器和本發(fā)明的增益自舉型C類反向器的增益、帶寬、相位裕度、線性輸出擺幅以及靜態(tài)功耗等指標(biāo)在弱反型穩(wěn)態(tài)不同工藝角下的數(shù)據(jù)對比情況見表l，其中電源電壓為1.2V，M1和M3寬長比為180iim/0.35iim，M2和M4的寬長比為60ym/0.35ym，M5和M6寬長比分別取Ml和M2的l/8，M7寬長比為30iim/0.13iim，M8寬長比為10ym/0.13ym，反向器的負(fù)載電容均取5pF。由表1可知，在引入增益自舉模塊30和31以后，增益自舉型C類反向器的增益可以達(dá)到60dB以上，遠(yuǎn)高于簡單型和共源共柵型C類反向器。同時，增益自舉型C類反向器的線性輸出擺幅與共源共柵型C類反向器近似相等。在引入體電位調(diào)制模塊33和34以后，增益自舉型C類反向器在弱反型狀態(tài)下的增益、帶寬和靜態(tài)功耗在不同工藝角下較為一致既可以保證增益自舉型C類反向器在ss工藝角下有足夠的增益和帶寬，又能使其在ff工藝角下輸出電流和靜態(tài)功耗不至于過大，而簡單型和共源共柵型C類反向器存在較大偏差，尤其是帶寬和靜態(tài)功耗兩個指標(biāo)。另外，由于增益自舉模塊30、31和體電位調(diào)制模塊33、34自身功耗很低，增益自舉型C類反向器的整體功耗并沒有明顯增加。表1:<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>由于C類反向器的擺率和建立時間等動態(tài)指標(biāo)與反向器在高擺率大電流狀態(tài)時的輸入偏置條件密切相關(guān)，而反向器輸入偏置電壓需要外部提供。因此，討論C類反向器的動態(tài)特性必須結(jié)合具體的應(yīng)用環(huán)境，我們將在實施例二中結(jié)合偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器來分析，具體數(shù)據(jù)見表2。實施例二本發(fā)明提出的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器如附圖4所示，它包括兩個增益自舉型C類反向器40以及現(xiàn)有技術(shù)的共模反饋電路41、采樣電容Cs、補(bǔ)償電容Cc、積分電容&以及開關(guān)。其中兩個增益自舉型C類反向器40分別位于積分器正向和負(fù)向支路，兩個反向器差分對稱，構(gòu)成偽差分結(jié)構(gòu)，而兩個共模反饋電路41分別在積分器正向和負(fù)向支路形成共模反饋。開關(guān)電容積分器在實際工作中分為采樣相位和積分相位，采用pi和p2兩相不交疊時鐘進(jìn)行控制，如附圖5所示，其中積分相位又可分為建立(slewing)相位和保持(settling)相位。在開關(guān)電容積分器中，增益自舉型C類反向器根據(jù)不同工作相位輸入端偏置電壓的不同能夠?qū)崿F(xiàn)高增益低功耗和高擺率大電流兩種不同的工作狀態(tài)，說明如下采樣相位pl，輸入信號IN被采樣到電容Cs上，增益自舉型C類反向器的失調(diào)電壓V。FF被采樣到補(bǔ)償電容Cc上，增益自舉型C類反向器輸入端結(jié)點X電位僅為反向器的失調(diào)電壓(設(shè)為V。FF)，接近于共模電平VcM。由于改進(jìn)型反向器供電電壓VDD略低于反向器輸入管Ml和M2閾值電壓之和，且Ml和M2閾值電壓近似相等，而所以輸入共模信號使得反向器輸入管均處于弱反型區(qū)，即可實現(xiàn)增益自舉型C類反向器高增益低功耗的穩(wěn)定狀態(tài)。在采樣相位，增益自舉型C類反向器中增益自舉模塊30和31帶來的高增益有利于提高積分器電荷采樣和傳輸?shù)木?，而體電位調(diào)制模塊33和34的引入使得反向器的增益、帶寬和靜態(tài)功耗等在不同的工藝角下較為一致，降低了積分器的工作頻率和靜態(tài)功耗對于工藝偏差的敏感度。另外，由于在采樣相位反向器輸入管M1和M2工作在弱反型區(qū)，整個反向器的輸出電流量級僅為幾十個PA甚至更低，大大降低了系統(tǒng)功耗。需要說明的是，采樣相位對反向器的跨導(dǎo)和擺率要求較低，這是增益自舉型C類反向器高增益低功耗狀態(tài)應(yīng)用的一個必要條件。在積分相位p2中的建立相位，采樣電容Cs的下極板電位突變?yōu)楣材ｋ娖絍CM，由于電容兩端的電位差是不會突變的，因此反向器輸入端結(jié)點X電位被拉至-IN+V。FF。根據(jù)輸入信號的極性，反向器中的一個輸入管進(jìn)入強(qiáng)反型區(qū)，另一個輸入管截止，增益自舉型C類反向器進(jìn)入高擺率大電流狀態(tài)。與傳統(tǒng)積分器一樣，反向器較大的輸出電流導(dǎo)致采樣電容Cs的電荷迅速向積分電容d傳輸。由于積分電容的負(fù)反饋作用，改進(jìn)型反向器輸入端結(jié)點X電位最終恢復(fù)至反向器的失調(diào)電壓V。FF(增益自舉型C類反向器輸入端X電位變化曲線圖如附圖5所示)，C類反向器重新進(jìn)入高增益低功耗的穩(wěn)定狀態(tài)，積分器實現(xiàn)穩(wěn)定建立，此時積分器進(jìn)入積分相位p2中的保持相位。在積分相位，增益自舉型C類反向器中增益自舉模塊30和31帶來的高增益使得積分器中結(jié)點Y更接近于理想的"虛短"，有利于采樣電容Cs上的電荷在建立相位完全轉(zhuǎn)移到積分電容&上，極大地減少積分器的電荷泄露，提高了積分器精度。而體電位調(diào)制模塊33和34的引入使得反向器在建立過程中的擺率和動態(tài)功耗在不同的工藝角下較為一致，從而降低了開關(guān)電容積分器建立時間、積分精度和動態(tài)功耗等指標(biāo)對于工藝偏差的敏感度，提高了電路的穩(wěn)定性和魯棒性。另外，由于增益自舉型C類反向器在建立相位反向器有一個輸入管處于截止區(qū)，而在保持相位兩輸入管均工作在弱反型區(qū)，整個積分器以最低靜態(tài)功耗的代價獲得了較大擺率的能力。表2是增益自舉型C類反向器和現(xiàn)有技術(shù)中的簡單型、共源共柵型C類反向器的動態(tài)指標(biāo)以及采用這三種C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器總體指標(biāo)的對比情況，其中電源電壓為1.2V，C類反向器中Ml和M3寬長比為180iim/0.35iim，M2和M4的寬長比為60iim/0.35iim，M5和M6寬長比分別取Ml和M2的1/8，M7寬長比為30iim/0.13iim，M8寬長比為10ym/0.13ym，積分器工作頻率為5MHz，輸入差分信號幅值為0.4V，電容負(fù)載為lpF，Cs=Cc=4.8pF，d=24pF，CM=800fF。需要注意的是，C類反向器的擺率和建立時間與積分器中積分電容和負(fù)載電容大小有直接的關(guān)系。由表2可知，增益自舉型C類反向器的高增益使積分器的積分精度達(dá)到99.9%，且擺率和最大動態(tài)電流等指標(biāo)在不同工藝角下較為一致既保證了改進(jìn)型反向器在ff工藝角下動態(tài)功耗不至于過高，又避免了其在ss工藝角下擺率過小，從而大大降低了開關(guān)電容積分器建立時間、積分精度和功耗等指標(biāo)對于工藝偏差的敏感度。相比之下，采用簡單型和共源共柵型C類反向器的開關(guān)電容積分器在各指標(biāo)上均有很大偏差，在ss工藝角下甚至不能完全建立，導(dǎo)致積分器功能喪失。表2<table>tableseeoriginaldocumentpage13</column></row><table>實施例三本發(fā)明提出的2-1級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器包含了基于增益自舉型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器。為了說明2-1級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的具體結(jié)構(gòu)和工作方式，下面從Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的一般結(jié)構(gòu)和工作方式說起Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)框圖如附圖6所示，它包括反混疊濾波器60、采樣保持器61、模擬調(diào)制器62和數(shù)字抽取濾波器63。模擬調(diào)制器62用于模數(shù)轉(zhuǎn)換過程中的噪聲整形，它包括環(huán)路濾波器65、前饋ADC(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)66、反饋DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器)67、加法器64等部分，其中前饋ADC66和反饋DAC67合稱為粗量化器68。模擬信號經(jīng)采樣保持器61過采樣后依次通過環(huán)路濾波器65和前饋ADC66，經(jīng)過量化輸出數(shù)字信號。該數(shù)字信號依次通過反饋DAC67和加法器64，最終反饋到環(huán)路濾波器的輸入端，整個模擬調(diào)制器形成一個反饋環(huán)路。環(huán)路濾波器65和粗量化器68構(gòu)成的反饋最終使得量化輸出的局部平均值跟蹤輸入信號的局部平均值，實現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換。其中環(huán)路濾波器65包含一個或多個積分器，積分器通過現(xiàn)有技術(shù)的單環(huán)串聯(lián)或多路級聯(lián)方式形成不同傳遞函數(shù)H(z)，用以實現(xiàn)環(huán)路濾波。環(huán)路濾波器65與粗量化器68結(jié)合使用能夠?qū)崿F(xiàn)一階或更高階噪聲整形和精確的模數(shù)轉(zhuǎn)換。根據(jù)環(huán)路濾波器65中積分器的組成方式，可以將Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器(或模擬調(diào)制器)劃分為高階單環(huán)結(jié)構(gòu)和級聯(lián)結(jié)構(gòu)。級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)特征在于其中的模擬調(diào)制器包含多個積分器，且積分器采用級聯(lián)的方式。本發(fā)明提出的2-l級聯(lián)模擬調(diào)制器的結(jié)構(gòu)框圖如圖7所示，2-1級聯(lián)Sigma-Delta模擬調(diào)制器包括第一級調(diào)制器70、第二級調(diào)制器71和現(xiàn)有技術(shù)的誤差抵消模塊72，其中第一級調(diào)制器70和第二級調(diào)制器71都包含如圖4所示的基于增益自舉型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器(即附圖7中的積分器73、74和76)。積分器73和74在同一環(huán)路串聯(lián)后在與積分器76級聯(lián)，共同用于2-l級聯(lián)模擬調(diào)制器的環(huán)路濾波，與圖6中的環(huán)路濾波器65相對應(yīng)。b、13和A為調(diào)制器系數(shù)，用于實現(xiàn)信號的縮放和噪聲整形的優(yōu)化。在2-l級聯(lián)模擬調(diào)制器中，采用基于增益自舉型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器能夠提高電荷采樣和傳輸?shù)木?，進(jìn)而提高整個模數(shù)轉(zhuǎn)換器的模數(shù)轉(zhuǎn)換精度，同時在保證電路的穩(wěn)定性和魯棒性的前提下大幅度降低系統(tǒng)功耗。在高精度Sigma-Delta調(diào)制器設(shè)計中，模擬電路的噪聲是限制精度的主要因素，為了提高信噪比，應(yīng)該盡量增大輸入信號的過載水平。級聯(lián)調(diào)制器能夠?qū)崿F(xiàn)較大的信號輸入范圍，而不會出現(xiàn)穩(wěn)定性問題。級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器實現(xiàn)高精度的機(jī)理在于誤差抵消機(jī)制，在2-l級聯(lián)模擬調(diào)制器中，模擬輸入X經(jīng)第一級調(diào)制器70產(chǎn)生的量化誤差X2在第二級調(diào)制器71被再次調(diào)制，而粗量化器75和77的數(shù)字輸出^和Y2在數(shù)字域通過傳遞函數(shù)78和79進(jìn)行誤差抵消，最終得到數(shù)字輸出Y。因此，在理想情況下，只有最后一級調(diào)制器的量化誤差出現(xiàn)在級聯(lián)調(diào)制器的輸出中，量化噪聲整形的階數(shù)等于級聯(lián)各級的階數(shù)之和，即實現(xiàn)三階噪聲整形。然而，誤差抵消需要的是積分器傳遞函數(shù)和數(shù)字抵消邏輯的精確匹配，而現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器的有限直流增益恰恰改變了積分器的傳遞函數(shù)，導(dǎo)致積分器的泄露現(xiàn)象，大大影響到誤差抵消的有效性。據(jù)系統(tǒng)仿真可知，若采用2-l級聯(lián)結(jié)構(gòu)，在過采樣率為128時，要使積分器泄露引起的動態(tài)范圍損失小于ldB，由C類反向器增益要求在60dB以上。在增益自舉型C類反向器中，由增益自舉模塊帶來的高增益恰恰保證了積分器傳遞函數(shù)的理想化和誤差抵消的有效性，非常適用于級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器等對模擬元件精度要求比較高的場合。與此同時，系統(tǒng)功耗大幅度降低。在Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器的實現(xiàn)電路圖(不包括數(shù)字域的誤差抵消模塊)如圖8所示，2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器是采用全差分開關(guān)電容電路實現(xiàn)的，它包括三個基于增益自舉型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器電路80、81和82、兩個比較器電路83和84(實現(xiàn)一位量化)、兩個反饋DAC電路85和86等部分，其中開關(guān)包括PMOS開關(guān)"』—"、NMOS開關(guān)"乂—"、CMOS開關(guān)"《"禾P自舉NMOS開關(guān)"^P^"等類型，電容包括采樣電容Cs、補(bǔ)償電容Cc、積分電容&和共模反饋電容Cm。附圖8中的子電路和子路徑與附圖7是一一對應(yīng)的，整個電路包括以下部分兩級調(diào)制器電路，第一級調(diào)制器是二階的，由積分器電路80和81、比較器電路83以及反饋DAC電路85組成；第二級調(diào)制器是一階的，由積分器電路82、比較器電路84以及反饋DAC電路85和86組成。三個偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器電路80、81和82，三個積分器均采用兩個差分對稱的增益自舉型C類反向器來代替?zhèn)鹘y(tǒng)的差分運(yùn)算放大器。其中積分器電路80和81通過單環(huán)串聯(lián)的形式構(gòu)成第一級調(diào)制器中的環(huán)路濾波電路，而積分器電路82單獨構(gòu)成第二級調(diào)制器的環(huán)路濾波電路。兩級環(huán)路濾波電路通過級聯(lián)的方式構(gòu)成2-1級聯(lián)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的環(huán)路濾波器電路，與圖6中的環(huán)路濾波器65相對應(yīng)。通常情況下，積分器中的運(yùn)算放大器是Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器中最主要的功耗部分。因此，在本發(fā)明中采用基于改進(jìn)型反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器極大地降低了系統(tǒng)功耗，并克服了工藝偏差對于自身的影響，保證了模數(shù)轉(zhuǎn)換器的魯棒性和穩(wěn)定性。同時，增益自舉型C類反向器的高增益使得積分器具有較為理想的傳遞函數(shù)，提高了模數(shù)轉(zhuǎn)換器環(huán)路濾波的有效性，進(jìn)而提高模數(shù)轉(zhuǎn)換器的模數(shù)轉(zhuǎn)換精度。二個比較器電路83和84，分別在第一級調(diào)制器的輸出端OUTl+、OUT1-和第二級調(diào)制器的輸出端OUT2+、OUT2-實現(xiàn)一位量化，比較器電路83和84可視為結(jié)構(gòu)最簡單的前饋ADC。二個反饋DAC電路85和86，采用開關(guān)網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)。例如，當(dāng)?shù)谝患壵{(diào)制器輸出為高電平時，反饋信號FB1=VREF+;當(dāng)?shù)谝患壵{(diào)制器輸出低電平，反饋信號FB1二VREF-。對于1.2V電源電壓，一般選擇VREF+=IV，VREF-=0.2V。因此，連接VREF+的開關(guān)采用PMOS開關(guān)，連接VREF-的開關(guān)采用NMOS開關(guān)，實現(xiàn)反饋參考電壓的可靠導(dǎo)通。六個加法器電路，第一級調(diào)制器中有四個，第二級調(diào)制器有兩個。在第一級調(diào)制器中，兩條反饋路徑上的信號FB1+和FBI-和輸入信號IN+和IN-通過采樣電容CS1相加，實現(xiàn)兩個加法器，而另外兩條反饋路徑的信號FBl+和FBl-和第一級積分器電路90輸出信號0UT1+和0UT1-通過采樣電容C^、Cs3相加，實現(xiàn)兩個加法器。在第二級調(diào)制器中，四條反饋路徑上的信號FBl+、FBl-、FB2+、FB2-和第二級積分器電路91的輸出信號OUT2+和OUT2-通過采樣電容Cs4、C^和Cse相加，實現(xiàn)兩個加法器。八條反饋路徑，第一級調(diào)制器和第二級調(diào)制器中各有四條。在第一級調(diào)制器中，四條反饋路徑均從比較器電路83的正負(fù)輸出端D0和D0b出發(fā)，經(jīng)過反饋DAC電路85輸出FB1+和FBI-分別到第一級積分器電路80正負(fù)輸入端(采樣電容CS1的下極板)以及第二級積分器電路81正負(fù)輸入端(采樣電容C^的下極板;)。在第二級調(diào)制器中，其中二條反饋路徑從比較器電路83的正負(fù)輸出端DO和D0b出發(fā)，經(jīng)過反饋DAC85輸出FB1+和FBI-分別到積分器電路82正負(fù)輸入端(采樣電容CS6的下極板)；另外二條反饋路徑從比較器電路84的正負(fù)輸出端Dl和Dlb出發(fā)，經(jīng)過反饋DAC86輸出FB2+和FB2-分別到積分器電路82正負(fù)輸入端(采樣電容CS5的下極板)。調(diào)制器輸入端之間的電容CB1和CB2將封裝管腳和鍵合線引入到某個差分輸入端的干擾耦合到另外一個輸入端上，使這種干擾信號成為調(diào)制器的共模輸入，然后利用全差分電路將其抑制掉。2-l級聯(lián)模擬調(diào)制器中時鐘相位時序圖如附圖9所示，pl為采樣相位，p2為積分相位，pla和p2a下降沿稍超前于pl和p2，用于抑制與輸入信號相關(guān)的溝道電荷注入。而比較器的控制時鐘p2ab滯后于p2而稍超前于pl，避免信號延遲對于比較精度的影響。對于積分器電路80，在pl相位，輸入信號IN和第一級調(diào)制器的反饋信號FB1分別通過自舉NMOS開關(guān)和CMOS開關(guān)采樣到采樣電容C^上；在p2相位，輸入信號IN與反饋信號FBI的電壓差對應(yīng)的電荷通過CMOS開關(guān)從CS1傳輸?shù)紺n，從而得到第一個積分器80的z域輸出為，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>由于在p2相位反饋電壓不變，即z1/2FBl(z)=z亇Bl(z)，第一個積分器80的輸出可以表示為OT,Tlfe)=^i'"4[孤(z)-W糊(5)對于積分器電路81、82，由于分別受到二階和三階噪聲整形的作用，對于信號采樣線性度的要求降低，所以信號OUTl和OUT2通過CMOS開關(guān)采樣即可。類似地，我們可以計算得到第二個積分器81的輸出為，C'C/T20)=2—1'OC/72(z)+z—1'、，°S30乙,71(ir)-z-1(t0第三個積分器電路82輸出為，(7十C"十廣'C*產(chǎn)rw、其中電容比例決定了調(diào)制器系數(shù)，通過選擇合適的電容值可以實現(xiàn)信號的合理縮放和噪聲整形的最佳優(yōu)化。積分器電路80的參數(shù)指標(biāo)與實施例二基本一致，如表2所示。由于Sigma-Delta調(diào)制的噪聲整形作用，積分器電路81和82中的增益自舉型C類反向器在增益、帶寬、擺率和負(fù)載電容等方面要求放寬，所以積分器電路81和82的功耗能夠進(jìn)一步降低。通過仿真可知，積分器電路81的功耗大約是80的65%左右，而積分器電路82的功耗大約是80的25%左右。在SMIC0.13ymym工藝下對2-1級聯(lián)Sigma-Delta模擬調(diào)制器進(jìn)行瞬態(tài)仿真，記錄每個采樣周期調(diào)制器的輸出共16384個點，采用Matlab進(jìn)行誤差抵消，并對結(jié)果進(jìn)行頻譜分析，得到在最差工藝角和溫度情況下2-l級聯(lián)模擬調(diào)制器輸出頻譜圖如附圖10所示，電源電壓為1.2V，輸入信號頻率為2.136kHz，幅度相對于滿幅輸入為-3dBFS(參考電壓為0.8V，因此0dBFS對應(yīng)信號峰峰值為1.6V)，相應(yīng)的模擬調(diào)制器信噪失真比為112.2dB，而功耗僅僅為288.7uW。2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器信噪失真比與輸入信號幅度的關(guān)系曲線圖如附圖11所示。在輸入信號為-l.SdBFS時，模擬調(diào)制器輸出得到最大信噪失真比113.3dB。在輸入信號達(dá)到-1.32dBFS時，調(diào)制器過載，因此模擬調(diào)制器的動態(tài)范圍為116.2dB。權(quán)利要求一種增益自舉型C類反向器，它包括現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器(32)，用于實現(xiàn)運(yùn)算放大功能；其特征在于它還包括增益自舉模塊(30、31)，分別用于在現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器(32)的I/OPMOS端和I/ONMOS端形成增益自舉結(jié)構(gòu)；體電位調(diào)制模塊(33、34)，分別用于反向器PMOS輸入管M1和NMOS輸入管M2的體電位調(diào)制。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的增益自舉型C類反向器，其特征在于增益自舉模塊(30)是由COREPMOS管M7和CORENMOS管M9構(gòu)成，其中M7的柵極與M3的源極相連，M7的漏極與M3的柵極相連，M9采用的是二極管接法，用作增益自舉模塊(30)的負(fù)載，而M7和M9體端分別接體電位調(diào)制模塊(33、34)的輸出電壓VBP和VBN，M7、M9禾PI/OPMOS管M3共同形成電流電壓反饋，形成增益自舉結(jié)構(gòu)；增益自舉模塊(31)由COREPMOS管M10和CORENMOS管M8構(gòu)成，其中M8的柵極與M4的源極相連，M8的漏極與M4的柵極相連，M10采用的是二極管接法，用作增益自舉模塊31的負(fù)載，而M8和M10的體端分別接體電位調(diào)制模塊(34、33)的輸出電壓VBN和VBP，M8、M10禾PI/ONMOS管M4共同形成電流電壓反饋，形成增益自舉結(jié)構(gòu)。3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的增益自舉型C類反向器，其特征在于體電位調(diào)制模塊(33)由I/OPMOS管M5和電阻Rl組成，其中I/OPMOS管M5與反向器PMOS輸入管Ml版圖匹配對稱，寬長比成固定比例，且M5上施加的柵源電壓與Ml在穩(wěn)態(tài)時的柵源偏置電壓相同；M5漏端連接電阻Rl，電阻Rl在M5漏端將M5漏源電流轉(zhuǎn)換為體電位調(diào)制器(33)的輸出電壓信號VBP，并將VBP反饋到M1體端，用以體電位調(diào)制；M5源端電位決定M1體電位調(diào)制范圍的最大值，體端與源端相連；電阻R1另一端電位決定M1體電位調(diào)制范圍的最小值；體電位調(diào)制模塊(34)由I/ONMOS管M6和電阻R2組成，其中I/ONMOS管M6與反向器NMOS輸入管M2版圖匹配對稱，寬長比成固定比例，且M6上施加的柵源電壓與M2在穩(wěn)態(tài)時的柵源偏置電壓相同；M6漏端連接電阻R2，電阻R2在M6漏端將M6漏源電流轉(zhuǎn)換為體電位調(diào)制器(34)的輸出電壓信號VBN并反饋到M2體端；M6源端電位決定M2體電位調(diào)制范圍的最大值，體端與源端相連；電阻R2另一端電位決定M2體電位調(diào)制范圍的最小值。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的增益自舉型C類反向器，其特征在于現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器(32)采用共源共柵結(jié)構(gòu)。5.—種偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器，其特征在于它包含二個權(quán)利要求1至4中任一權(quán)利要求所述的增益自舉型C類反向器(40)，二個反向器(40)分別位于積分器正向和負(fù)向支路，差分對稱形成偽差分結(jié)構(gòu)。6.—種2-l級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其特征在于它包含一個2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器，該模擬調(diào)制器采用權(quán)利要求5所述的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器。7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的2-l級聯(lián)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其特征在于2-1級聯(lián)模擬調(diào)制器包括現(xiàn)有技術(shù)的誤差抵消模塊(72)，分別與第一級調(diào)制器(70)和第二級調(diào)制器(71)的輸出串聯(lián)，用于在數(shù)字域的誤差抵消；第一級調(diào)制器(70)，包含二個權(quán)利要求5所述的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器(73、74)，該二個積分器單環(huán)串聯(lián)構(gòu)成2階單環(huán)結(jié)構(gòu)；第二級調(diào)制器(71)，包含一個權(quán)利要求5所述的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器(76)，構(gòu)成一階結(jié)構(gòu)；第二級調(diào)制器(71)與第一級調(diào)制器(70)級聯(lián)，用于調(diào)制前級產(chǎn)生的量化誤差。全文摘要本發(fā)明公開了一種增益自舉型C類反向器及其應(yīng)用電路。該增益自舉型C類反向器是在現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器32的基礎(chǔ)上，增加微功耗的增益自舉模塊30、31和體電位調(diào)制模塊33、34。增益自舉模塊30和31在不明顯損失輸出擺幅和增加電路功耗的情況下極大地提高C類反向器的穩(wěn)態(tài)增益，進(jìn)而提高基于增益自舉型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器的積分精度，以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器的模數(shù)轉(zhuǎn)換精度，拓寬了C類反向器的應(yīng)用范圍；體電位調(diào)制模塊33和34使整個反向器的穩(wěn)態(tài)特性(增益、帶寬、靜態(tài)功耗等)和動態(tài)特性(擺率、建立時間、動態(tài)功耗等)在不同工藝角情況下較為一致，在不明顯增加功耗的情況極大地提高增益自舉型C類反向器應(yīng)用電路的穩(wěn)定性和魯棒性。文檔編號H03K3/356GK101692603SQ20091030171公開日2010年4月7日申請日期2009年4月21日優(yōu)先權(quán)日2009年4月21日發(fā)明者張昊,羅豪,蔡坤明,韓曉霞,韓雁,黃小偉申請人:浙江大學(xué)