本公開涉及D類音頻放大器的技術領域，并且更具體地涉及一種與傳統(tǒng)D類放大器相比具有減少的EMI的D類放大器設計。

背景技術：

諸如智能電話和平板電腦之類的便攜式電子裝置受到客戶歡迎。這些便攜式電子裝置能夠回放音頻，并且因此采用了音頻放大器。因為這些便攜式電子裝置由電池供電，降低能耗是商業(yè)需求，并且比AB類音頻放大器更有效率的D類音頻放大器可以潛在地適用于這些電子裝置。

D類放大器是其中放大裝置(通常為MOSFET)操作作為電子開關而不是如在其他放大器中的線性增益裝置的電子放大器。待放大的模擬信號在施加至放大裝置之前轉換為方形脈沖的序列。因為待放大的信號是恒定幅度脈沖的序列，放大裝置在導電和非導電狀態(tài)之間快速來回切換。在放大之后，輸出的脈沖序列可以通過將其經(jīng)過無源低通濾波器而轉換回模擬信號。

如上所述，D類放大器的優(yōu)點在于其可以比其他放大器更有效率，這是因為較少功率作為熱量被散發(fā)在有源裝置中。然而，有源裝置的切換導致增大的EMI，其在智能電話和平板電腦中特別不期望。就此而言，減少EMI的改進D類放大器是商業(yè)上需要的。

技術實現(xiàn)要素：

提供該發(fā)明內容部分以提出對在以下詳細說明書中進一步描述的概念的選擇。該發(fā)明內容部分并非意在標識所請求保護的主題的關鍵或必要特征，也并非意在用于輔助限定所請求保護主題的范圍。

根據(jù)本公開的電子裝置包括配置用于分別將第一模擬音頻輸入信號和第二模擬音頻輸入信號轉換為第一音頻方波和第二音頻方波的第一比較器和第二比較器。邏輯組塊被耦合成從第一比較器和第二比較器接收第一音頻方波和第二音頻方波。邏輯組塊被配置成當?shù)谝灰纛l方波的占空比大于第二音頻方波的占空比時生成表示第一音頻方波與第二音頻方波之間差值的第一已處理音頻信號，當?shù)谝灰纛l方波的占空比小于第二音頻方波的占空比時生成具有參考DC電平的第一已處理音頻信號，當?shù)诙纛l方波的占空比大于第一音頻方波的占空比時生成表示第二音頻方波與第一音頻方波之間差值的第二已處理音頻信號，以及當?shù)诙纛l方波的占空比小于第一音頻方波的占空比時生成具有參考DC電平的第二已處理音頻信號。第一輸出級和第二輸出級耦合至邏輯組塊并且配置用于分別基于第一已處理音頻信號和第二已處理音頻信號而生成第一音頻輸出信號和第二音頻輸出信號。

另一實施例涉及一種包括信號處理組塊的D類放大器，信號處理組塊配置用于當?shù)谝徊罘中盘柕恼伎毡却笥诘诙罘中盘柕恼伎毡葧r生成表示第一差分信號與第二差分信號之間差值的第一已處理信號，當?shù)谝徊罘中盘柕恼伎毡刃∮诘诙罘中盘柕恼伎毡葧r生成表示參考DC電平的第一已處理信號，當?shù)诙罘中盘柕恼伎毡却笥诘谝徊罘中盘柕恼伎毡葧r生成表示第二差分信號與第一差分信號之間差值的第二已處理信號，以及當?shù)诙罘中盘柕恼伎毡刃∮诘谝徊罘中盘柕恼伎毡葧r生成表示參考DC電平的第二已處理信號。

一個方法特征方面涉及一種放大音頻信號的方法。方法包括接收第一模擬信號，第一模擬信號是模擬信號。方法也包括接收第二模擬信號，第二模擬信號是模擬信號的補碼(complement)。第一模擬輸入信號和第二模擬輸入信號轉換為第一方波和第二方波。當?shù)谝环讲ǖ恼伎毡却笥诘诙讲ǖ恼伎毡葧r生成表示第一方波與第二方波之間差值的第一已處理信號。當?shù)谝环讲ǖ恼伎毡刃∮诘诙讲ǖ恼伎毡葧r生成作為參考DC電平的第一已處理信號。當?shù)诙? 方波的占空比大于第一方波的占空比時生成表示第二方波與第一方波之間差值的第二已處理信號。當?shù)诙讲ǖ恼伎毡刃∮诘谝环讲ǖ恼伎毡葧r生成作為參考DC電平的第二已處理信號，并且使用各自第一輸出級和第二輸出級基于第一已處理信號和第二已處理信號分別生成第一輸出信號和第二輸出信號。

附圖說明

圖1是根據(jù)本公開的D類放大器的示意圖。

圖2是其中信號發(fā)生器是鋸齒波發(fā)生器的操作中的圖1的D類放大器的時序圖。

圖3是其中信號發(fā)生器是鋸齒波發(fā)生器的圖1的D類放大器的邏輯組塊的實施例的示意圖。

圖4是其中信號發(fā)生器是三角波發(fā)生器的圖1的D類放大器的操作的流程圖。

圖5是其中信號發(fā)生器是三角波發(fā)生器的操作中圖1的D類放大器的時序圖。

具體實施方式

以下將描述一個或多個實施例。這些所述實施例僅是如僅由所附權利要求限定的實施方式技術的示例。額外地，為了提供聚焦的描述，在說明書中可以不描述真實實施方式的不相關特征。

參照圖1，現(xiàn)在描述具有橋接負載160的D類放大器100。首先將描述D類放大器100的結構，以及隨后將描述其操作。

D類放大器100包括第一模擬音頻輸入信道110a以及第二模擬音頻輸入信道110b。第一和第二模擬音頻輸入信道110a、110b均包括相同的全差分放大器112。全差分放大器112包括輸入電阻器Rin和反饋電阻器R1，其設置了增益。全差分放大器112的輸出端反饋至另一全差分放大器114，其具有輸入電阻器R2和反饋電容器C。全差分放大器114的非反相輸出被饋送至比較器120a的非反相輸 入，而全差分放大器114的反相輸出被饋送至比較器120b的非反相輸入。信號發(fā)生器130耦合至比較器120a和比較器120b的反相輸入端。

比較器120a和比較器120b的輸出送至邏輯組塊140，其具有被饋送至輸出級150a和輸出級150b的輸出。輸出級150a包括驅動器152a，具有耦合至邏輯組塊140輸出端的輸入端。輸出級150a也包括第一PMOS晶體管P1和第一NMOS晶體管N1。第一PMOS晶體管P1具有耦合至電源Vcc的源極，以及耦合至驅動器152a的第一輸出端的柵極。二極管D1耦合在第一PMOS晶體管P1的源極與漏極之間。第一NMOS晶體管N1具有耦合至第一PMOS晶體管P1漏極的源極，耦合至接地GND的漏極，以及耦合至驅動器152a的第二輸出端的柵極。二極管D2耦合在第一NMOS晶體管N1的源極與漏極之間。

輸出級150b包括驅動器152b，具有耦合至邏輯組塊140輸出端的輸入端。輸出級150b也包括第二PMOS晶體管P2和第二NMOS晶體管N2。第二PMOS晶體管P2具有耦合至電源Vcc的源極，以及耦合至驅動器150b第一輸出端的柵極。二極管D3耦合在第二PMOS晶體管P2的源極與漏極之間。第二NMOS晶體管N2具有耦合至第二PMOS晶體管P2漏極的源極，耦合至接地GND的漏極，以及耦合至驅動器152b第二輸出端的柵極。二極管D4耦合在第二NMOS晶體管N2的源極與漏極之間。

負載160具有耦合至第一PMOS晶體管P1的漏極和第一NMOS晶體管N1的源極的第一輸入端，以及具有耦合至第二PMOS晶體管P2的漏極和第二NMOS晶體管N2的源極的第二輸入端。電阻器Rfb耦合在負載160與全差分放大器114的輸入端之間。負載160可以例如包括模擬揚聲器。

參照圖3，現(xiàn)在將描述邏輯組塊140的結構。邏輯組塊140包括第一反相器202a，其具有耦合至比較器120b的輸出端CMPp的輸入端以及耦合至與門204a的第一輸入端的輸出端。與門204a具有耦 合至比較器120a輸出端的第二輸入端，以及耦合至第一輸出級150a的輸出端Vp。

邏輯組塊140也包括第二反相器202b，其具有耦合至比較器120a的輸出端CMPn的輸入端，以及耦合至與門204b第一輸入端的輸出端。與門204b具有耦合至比較器120b輸出端的第二輸入端，以及耦合至第二輸出級150b的輸出端Vn。

現(xiàn)在將參照圖1－圖3描述D類放大器100的操作。全差分放大器112的輸入端分別接收第一和第二模擬音頻輸入信號。全差分放大器112除去第一和第二模擬音頻輸入信號中的共模噪聲，并且將移除了共模噪聲的第一和第二模擬音頻輸入信號作為第一和第二差分信號輸出至用于從第一和第二模擬音頻輸入信號移除不需要的DC偏移的全差分放大器114。在一些應用中，第一和第二模擬音頻輸入信號可以是分立的單個輸入信號并且不是差分信號，如本領域技術人員所知曉的那樣。

第一模擬音頻輸出信號Vdn隨后從全差分放大器114送至比較器120a，其將第一模擬音頻輸入信號與由信號源或波形發(fā)生器130所生成的鋸齒波進行比較。這導致生成了第一音頻方波CMPp，具有與第一模擬音頻輸入信號的幅度成比例的占空比。第一模擬音頻輸入信號與由波形發(fā)生器130所生成的波形在圖2中示出為在標號SWATOOTH鋸齒波之后，而第一音頻方波示出為在標號CMPP之后。

類似的，第二音頻輸出信號Vdp從全差分放大器114被饋送至比較器120b，其也將第二模擬音頻輸入信號與由波形發(fā)生器130所生成的三角波或鋸齒波進行比較。這也導致生成了第二音頻方波CMPn，其具有與第二模擬音頻輸入信號的幅度成比例的占空比。第二音頻方波在圖2中示出在標號CMPN旁邊。

邏輯組塊140接收第一音頻方波并且由其生成第一已處理音頻信號Vp。邏輯組塊140通過其與門204a對第一音頻方波和第二音頻方波的反相執(zhí)行邏輯與操作而生成第一已處理音頻信號Vp。當?shù)? 一音頻方波的占空比大于第二音頻方波的占空比時(附圖標記300)，第一已處理音頻信號由此表示第一音頻方波與第二音頻方波之間的差值。當?shù)谝灰纛l方波的占空比小于第二音頻方波的占空比時(附圖標記302)，第一已處理音頻信號由此代表參考DC電平或共模電壓。

邏輯組塊140也由第二音頻方波生成第二已處理音頻信號Vn。邏輯組塊140通過其與門204b對第一音頻方波的反相和第二音頻方波執(zhí)行邏輯與操作而生成第二已處理音頻信號Vn。當?shù)诙纛l方波的占空比大于第一音頻方波的占空比時(附圖標記302)，第二已處理音頻信號由此代表第二音頻方波與第一音頻方波之間的差值。當?shù)诙纛l方波的占空比小于第一音頻方波的占空比時(附圖標記300)，第二已處理音頻信號Vn由此代表參考DC電平或共模電壓。

如通過觀察第一已處理音頻信號和第二已處理音頻信號Vp、Vn所示，第一已處理音頻信號和第二已處理音頻信號并未同時為高，并且在三角波或鋸齒波的單個周期期間僅一個音頻信號為高，并且在該單個周期期間該音頻信號只一次為高。因此，在單個周期期間P1和N2切換，或者在該單個周期期間P2和N2切換，但是并非晶體管的兩個配對均如此。

采用傳統(tǒng)D類放大器，第一已處理音頻信號和第二已處理音頻信號可以同時為高。因此，在傳統(tǒng)D類放大器中，晶體管P1、N2和P2、N2將在三角波或鋸齒波的單個周期期間均切換兩次。在此所述的D類放大器因此與傳統(tǒng)設計相比減少了50％切換量，從而導致大大減少的EMI。

驅動器152a接收第一已處理音頻信號并且將其放大。當?shù)谝灰烟幚硪纛l信號Vp處于邏輯高時，第一NMOS晶體管N2關斷，以及第一PMOS晶體管P1導通并且生成為高的第一音頻輸出信號OUTp。當?shù)谝灰烟幚硪纛l信號Vp處于邏輯低時，第一PMOS晶體管P1關斷，以及第一NMOS晶體管N1導通并且將第一音頻輸出信號OUTp拉低。

驅動器152b同樣接收第二已處理音頻信號并且驅動功率MOS器件P2、N2。當?shù)诙烟幚硪纛l信號Vn處于邏輯高時，第二NMOS晶體管N2關斷，以及第二PMOS晶體管P1導通并且生成為高的第二音頻輸出信號OUTn。當?shù)诙烟幚硪纛l信號Vn處于邏輯低時，第二PMOS晶體管P2關斷，以及第二NMOS晶體管N2導通并且將第二音頻輸出信號OUTn拉低。

第一音頻輸出信號OUTp將圖2中標注為LOAD的負載處的信號拉高。另一方面，第二音頻輸出信號OUTn將圖2中標為LOAD的負載處信號拉為負。負載處信號表示第一音頻輸出信號和第二音頻輸出信號OUTp、OUTn之間的差值。因此，如果如傳統(tǒng)D類放大器可能的那樣第一音頻輸出信號和第二音頻輸出信號OUTp、OUTn同時為高并且缺乏重疊轉換，則負載處信號將在給定時間周期期間轉變四次。然而，如圖2所示，作為由邏輯組塊140執(zhí)行的操作的結果，第一音頻輸出信號和第二音頻輸出信號OUTp、OUTn將不會同時為高。因此，負載處信號在相同給定時間周期期間將僅轉變兩次，與傳統(tǒng)系統(tǒng)中四次相反。這將負載處信號轉變次數(shù)減半。

可以理解，波形發(fā)生器130可以生成三角波替代鋸齒波。這可以導致由比較器120a和120b輸出的CMPp和CMPn不具有同時轉變。在該情形下，邏輯組塊140如現(xiàn)在將參照圖4－圖5的流程圖300描述而生成Vp和Vn。

由于差分放大器112，Vdp和Vdn是全差分輸出信號，并且三角波的頻率高于模擬音頻輸入信號的頻率。因此，P1的寬度等于P2的寬度，并且P3的寬度等于圖5中P4的寬度。

邏輯組塊140監(jiān)控CMPp和CMPn以感測第一上升沿(步驟302)。如果CMPp在CMPn之前具有上升沿(步驟304a)，則邏輯組塊140從CMPp的上升沿至CMPn的上升沿取樣(步驟306a)。這示出在圖5的時序圖中，并且該時間周期稱作P1。邏輯組塊140在取樣開始處開始輸出為高的Vp(步驟308a)，并且在2*P1的逝去時間處將Vp轉變?yōu)榈?步驟310a)，也如圖5中所示。邏輯組 塊140隨后返回至監(jiān)控CMPp和CMPn(步驟302)。負載最終接收輸出信號為2*P1＝P1+P2＝CMPP－CMPN。

如果CMPn在CMPp之前具有第一上升沿(步驟304b)，則邏輯組塊140從CMPn的上升沿至CMPp的上升沿取樣(步驟306b)。邏輯組塊140在取樣開始處開始輸出Vn為高(步驟308b)，并且此后在等于從CMPn上升沿至CMPp上升沿的時間長度兩倍的逝去時間處將Vn轉變?yōu)榈?步驟310b)。邏輯組塊140隨后返回至監(jiān)控CMPp和CMPn(步驟302)。

在其中CMPp和CMPn同時上升的情形下(步驟305)，邏輯組塊140不采取行動，Vp和Vn保留為低(步驟307)，并且繼續(xù)監(jiān)控CMPp和CMPn(步驟302)。

盡管已經(jīng)參照有限數(shù)目實施例描述了本公開，受到本公開教導的本領域技術人員將知曉可以預見不脫離如在此所述本公開范圍的其他實施例。因此，本公開的范圍應該僅有所附權利要求來限定。