本發(fā)明主要是關于發(fā)光器件驅動領域，更確切地說，是在基于交流市電的電壓轉換供電系統(tǒng)中驅動LED的調光驅動電路及調光方法，可實現PWM驅動信號的占空比隨著交流電相位切角的變化而線性變化。

背景技術：

隨著全球能源與環(huán)境資源問題日益嚴峻，憑借節(jié)能環(huán)保以及安全可靠等優(yōu)勢，固態(tài)光源的白光LED逐步稱為綠色照明的引擎，與之相伴的是，驅動電源則成為LED照明產業(yè)鏈中極為重要的環(huán)節(jié)，驅動電源朝著高效和低功耗，且兼顧安全環(huán)保和低成本的趨勢不斷發(fā)展。同時我們還需要考慮到LED發(fā)光器件實質上是一種直流驅動器件，需要提供恒定電流的驅動電路，如此一來，管理白光LED的驅動芯片也作為表征了電源管理類產品的主流方向而備受關注，并且面臨著需要持續(xù)改進各項性能的技術挑戰(zhàn)。

傳統(tǒng)的白熾燈和熒光燈普遍采用雙向可控硅晶閘管TRIAC調光器，推廣白光LED照明技術首當其沖的問題之一就是，如何在LED的驅動方案上兼容TRIAC調光器來實現照明強度可調。但遺憾的是，現有技術鮮有提供基于利用TRIAC調光器來高效且可以瞬時響應的調節(jié)LED器件照明強度的驅動方案。而本發(fā)明正是在這一前提下，在將交流市電的電壓轉換成直流電壓的同時，同步還利用TRIAC調光器實現使PWM脈沖驅動信號的占空比隨著交流電相位切角的變化而線性變化。

技術實現要素：

在一個可選實施例中，本發(fā)明提供過了一種調光驅動電路，包括：一個可控硅調光器，用于調整所接收的交流電的導通角；一個電壓轉換器，因為交流電經所述可控硅調光器切相位角輸出并被整流器整流后提供了直流的輸入電壓，該電壓轉換器藉由該直流的輸入電 壓產生預設的平均值電流加載或提供輸出至負載；一個控制模塊，控制模塊用于產生調制信號，而所述電壓轉換器中的開關管在導通與關斷之間切換主要是用于定義是否利用所述輸入電壓向所述負載傳輸電壓和/或電流，例如Buck等轉換器在開關管導通階段輸入電壓可以向負載傳輸電壓和/或電流而關斷階段則不可以，也有相反的方式，如反激電壓轉換器等在開關管導通階段輸入電壓僅對初級繞組儲能而關斷階段則利用儲存的能量向負載傳輸電壓和/或電流，而其中產生的調制信號就是用于驅動或控制該開關管的導通與關斷；一個調光單元，用于偵測導通角的變化，并以采樣的一個平均電壓值來體現出導通角的變化情況，在可控硅調光器改變交流電的導通角的同時，調光單元還使得調制信號的占空比的大小變化趨勢與導通角的大小變化趨勢保持一致，如同步變大或變小，在某些情況下還可以讓該占空比的大小隨著導通角的大小變化而隨之線性變化。

上述的調光驅動電路，所述電壓轉換器配置有與所述輸入電壓的實地參考電位不同的一浮地參考電位，使所述開關管受所述調制信號驅動時所述調制信號是以該一浮地參考電位為參照地，則所述調光單元在所述電壓轉換器的電壓輸出節(jié)點采樣擷取所述輸出電壓的平均電壓值；所述控制模塊中一個誤差放大器比較并放大一個參考電壓與一個表征流經負載的電流大小的反饋電壓之間的差值，所述誤差放大器所輸出的誤差電壓在一個第一電容上產生積分電壓，所述調光單元在所述導通角減小致使所述平均電壓值降低時，拉低所述積分電壓以此迫使所述調制信號的占空比降低。例如在BUCK等拓撲中，積分電壓與鋸齒波通過PMW比較器產生調制信號。

上述的調光驅動電路，調光單元包括串聯在所述輸出節(jié)點和該一浮地參考電位之間的第一二極管和第一、第二電阻，第一二極管的陽極連接于所述輸出節(jié)點而第一、第二電阻串聯在第一二極管的陰極和該一浮地參考電位之間；還包括串聯于第一、第二電阻兩者互連處的一個公共節(jié)點與所述第一電容的第一端間的第二二極管和第三電阻，和包括與第二電阻并聯的一個第二電容，其中第二電容的第一端和第二二極管的陰極連接于提供所述平均電壓值的所述公共節(jié)點，而第三電阻連接于所述第二二極管的陽極和第一電容的第一端之間，第一、第二電容的第二端配置成連接到該一浮地參考電位。

上述的調光驅動電路，調光單元包括串聯在所述輸出節(jié)點和該一浮地參考電位之間的 第一二極管和第一、第二電阻，第一二極管的陽極連接于所述輸出節(jié)點而第一、第二電阻串聯在第一二極管的陰極和該一浮地參考電位之間；所述第一、第二電阻兩者互連處的提供所述平均電壓值的公共節(jié)點耦合到所述第一電容的第一端上，所述第一電容的第二端配置成連接到該一浮地參考電位。

上述的調光驅動電路，當所述平均電壓值和所述第二二極管的正向導通電壓之和趨近于等于所述積分電壓時，所述調光單元失效；當可控硅調光器改變交流電的導通角至所述平均電壓值和所述第二二極管的正向導通電壓之和低于誤差放大器輸出端所輸出的電壓時，第一電容的第一端到所述公共節(jié)點之間的第二二極管和第三電阻形成電流通路，從而由該通路來拉低所述積分電壓。

上述的調光驅動電路，藉由所述平均電壓值直接來鉗制所述積分電壓，使得所述積分電壓的變化量與所述平均電壓值的變化量保持一致，從而與導通角的變化趨勢保持一致的所述平均電壓值直接改變所述調制信號的占空比。

上述的調光驅動電路，所述電壓轉換器配置有一個和所述輸入電壓的實地參考電位相同的參考地電位，使所述開關管受所述調制信號驅動時所述調制信號是以該實地參考電位為參照地，則所述調光單元在所述電壓轉換器所接收的所述輸入電壓上采樣擷取所述輸入電壓的平均電壓值；所述控制模塊中一個誤差放大器所輸出的誤差電壓在一個第一電容上產生積分電壓，其中該誤差放大器比較并放大一個參考電壓與一個表征流經負載的電流大小的反饋電壓之間的差值，所述調光單元在導通角減小致使所述平均電壓值降低時，拉低所述積分電壓并迫使所述調制信號的占空比降低。

上述的調光驅動電路，調光單元包括串聯在所述輸入電壓和實地參考電位之間的第一二極管和第一、第二電阻，第一二極管的陽極連接于所述輸入電壓而第一、第二電阻串聯在第一二極管的陰極和實地參考電位之間；和包括串聯于第一、第二電阻兩者互連處的一個公共節(jié)點與所述第一電容的第一端之間的第二二極管和第三電阻，和包括與第二電阻并聯的一個第二電容，所述第二電容的第一端連接到提供所述平均電壓值的所述公共節(jié)點，其中該第一、第二電容各自的第二端連接到實地參考電位。

上述的調光驅動電路，第二二極管的陽極連接于第一電容的第一端，第二二極管的陰 極與所述公共節(jié)點之間連接有所述第三電阻；或第二二極管的陰極端連接于所述公共節(jié)點，而第二二極管的陽極端與第一電容的第一端之間連接有所述第三電阻。

上述的調光驅動電路，調光單元包括串聯在所述輸入電壓和實地參考電位之間的第一二極管和第一、第二電阻，第一二極管的陽極連接于所述輸入電壓而第一、第二電阻串聯在第一二極管的陰極和實地參考電位之間；以及所述第一、第二電阻兩者互連處的用于提供所述平均電壓值的一個公共節(jié)點耦合到所述第一電容的第一端上，并且所述第一電容的第二端連接到實地參考電位。

上述的調光驅動電路，當所述平均電壓值和所述第二二極管的正向導通電壓之和趨近于等于所述積分電壓時，所述調光單元失效；當可控硅調光器改變交流電的導通角至所述平均電壓值和所述第二二極管的正向導通電壓之和低于誤差放大器輸出端所輸出的電壓時，第一電容的第一端到所述公共節(jié)點之間的第二二極管和第三電阻形成電流通路，從而由該通路來拉低所述積分電壓。

上述的調光驅動電路，藉由所述平均電壓值直接鉗制所述積分電壓，使得所述積分電壓的變化量與所述平均電壓值的變化量保持一致，從而與導通角的變化趨勢保持一致的所述平均電壓值直接可以改變所述調制信號的占空比。

上述的調光驅動電路，所述第一電容的第一端處所積分產生的所述積分電壓和一個鋸齒波通過控制模塊的一個PWM比較器進行比較，利用該比較器產生所述調制信號。

附圖說明

閱讀以下詳細說明并參照以下附圖之后，本發(fā)明的特征和優(yōu)勢將顯而易見：

圖1A是傳統(tǒng)TRIAC調光器的基本電路架構圖。

圖1B是輸入給TRIAC調光器的原始交流電波形。

圖1C是交流電的正弦波被TRIAC調光器切相位角之后的波形。

圖2是本發(fā)明基于對電壓轉換器的輸出電壓采樣實現使PWM調制信號的占空比隨著交流電導通角的變化而線性變化的調光驅動電路的示意圖。

圖3是產生PWM調制信號的一種范例。

圖4是本發(fā)明以浮地架構的Buck型電壓轉換器為例闡明的一種調光單元。

圖5是本發(fā)明以浮地架構的Buck型電壓轉換器為例闡明的一種簡化調光單元。

圖6是本發(fā)明基于對電壓轉換器的輸入電壓采樣實現使PWM調制信號的占空比隨著交流電導通角的變化而線性變化的調光驅動電路的示意圖。

圖7是本發(fā)明以實地架構的反激型電壓轉換器為例闡明的一種調光單元。

圖8是本發(fā)明以實地架構的Buck-Boost型電壓轉換器為例闡明的一種調光單元。

圖9是本發(fā)明以實地架構的Buck型電壓轉換器為例闡明的一種調光單元。

具體實施方式

下面將結合各實施例，對本發(fā)明的技術方案進行清楚完整的闡述，但所描述的實施例僅是本發(fā)明用作敘述說明所用的實施例而非全部的實施例，基于該等實施例，本領域的技術人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動的前提下所獲得的方案都屬于本發(fā)明的保護范圍。

應用于照明領域的調光器常用的雙向可控硅在業(yè)界通常被稱為TRIAC，主要被運作為三極交流開關(TRI-ELECTRODE AC SWITCH)，其慣用術語稱為雙向晶閘管或雙向可控硅開關。參見圖1A，在可控硅調光器中，只要在雙向可控硅TRIAC的控制電極施加適當的觸發(fā)脈沖，無論在輸入線101、102上所輸入的交流電V_AC的正半周還是負半周，雙向可控硅TRIAC均被觸發(fā)導通。后文詳細闡述調光器的這一工作模式，調光器具有輸入端P₁和輸入端P₂并且具有連接負載的輸出端P₃和輸出端P₄，串聯在輸入端P₁(即輸入線102)和輸出端P₃之間的保護電阻R_W1、可調電阻R_W2與電容C_W構成移相觸發(fā)網絡，雙向可控硅TRIAC的非控制端的另外兩個端口分別連接在輸入端P₁和輸出端P₃上從而使TRIAC和該一移相觸發(fā)網絡并聯，而且電容C_W的一端和雙向可控硅TRIAC的控制電極之間連接有一個雙向觸發(fā)二極管DIAC，電容C_W的另一端則耦合到TRIAC兩個端口中的一個上。TRIAC的工作方式體現在，傳輸到輸入線101、102上的交流電在正半周會給電容C_W充電，一旦電容C_W與雙向觸發(fā)二極管DIAC相連的一端積累的電壓上升到雙向觸發(fā)二極管DIAC的正向阻斷電壓時，雙向觸發(fā)二極管DIAC就會被擊穿導通，并進一步使雙向可控硅TRIAC被觸發(fā)導通，從而可以在輸出端P₃和P₄之間為負載提供電 源。同樣，在負半周時，一旦電容C_W與雙向觸發(fā)二極管DIAC相連的一端積累的電壓上升到雙向觸發(fā)二極管DIAC的反向阻斷電壓時，雙向觸發(fā)二極管DIAC同樣也會被擊穿導通，進一步使得雙向可控硅TRIAC被觸發(fā)導通。我們通過調節(jié)可調電阻R_W2阻值的大小就可以改變電容C_W的充電時間常數，雙向可控硅TRAIC的電壓導通角隨之改變，也就改變了流過負載的電流，結果使發(fā)光器件類的負載的亮度隨著可調電阻R_W2的調節(jié)而變化。TRIAC調光亦稱為相位調光，基本原理是通過調制TRIAC的導通角θ，對輸入的交流正弦波電壓V_AC進行斬波，也即所謂的切相，以降低輸出電壓的有效值。圖1B中具有正負幅度V_HV的交流正弦波V_AC經過一切相后的波形體現在圖1C中。在任意一個正半周或負半周內，控制角α表示從零開始到觸發(fā)雙向觸發(fā)二極管DIAC導通所經歷的相位角并在控制角α范圍內TRIAC不導通，而導通角θ則表示TRIAC開始被觸發(fā)導通的相位角范圍，并在正半周或負半周的導通角θ范圍內TRIAC會持續(xù)導通(圖1C中陰影部分代表V_AC經斬波后預留給TRIAC導通的電壓波形)，θ＝π－α。如果因為用語的不同給閱讀者帶來理解上的不便，我們在本申請中定義導通角θ可以被理解成任意一個正負半周期內正弦波電壓V_AC的有效導通角度，相位角切角的越多則導通角θ越小。盡管TRIAC在業(yè)界有諸多改進結構，但基本原理均是基于圖1A-1C所示。

在圖2中，在兩條母線也即一對輸入線102、101各自的輸入端P₁、P₂之間輸入由市電提供的正弦交流電壓V_AC，可以在一條輸入線102的輸入端P₁和輸出端P₃之間連接一個上文介紹的雙向可控硅調光器111，正弦交流電壓V_AC經過該雙向可控硅調光器111進行預期的導通角θ調節(jié)之后，最終在輸入線102、101的一組輸出端P₃、P₄之間產生經過切相位角后的斬波。該斬波再傳輸到下一級的橋式整流器112，仍然是交流量的該斬波被橋式整流器112整流后可提供輸入電壓V_IN。值得強調的是，下文即將介紹的用于提供給電壓轉換器113的輸入電壓V_IN，既可以是帶有交流成分的脈動電壓，也可以是將整流器112的輸出利用濾波電容等器件濾去紋波的直流量電壓。因此，當閱讀本文時應當認識到輸入電壓V_IN實質上可以是整流后的交流量或者直流量。

參見圖2，電壓轉換器(Voltage converter)113正是利用所提供的輸入電壓V_IN產生預設的平均值電流輸出至負載114，電壓轉換器113自然也為負載114提供工作電壓， 只不過負載114是白光LED時需要恒定電流控制。在圖2的一個實施例中，由一個控制模塊115來產生調制信號S_PWM，例如脈沖寬度調制信號，耦合到電壓轉換器113中用于功率轉換的開關管的控制端。電壓轉換器113中主開關管通常與電感性元件串聯，而電感元件儲能的過程就是流經它的電流從零至穩(wěn)態(tài)最大值的過程，一旦開關管在導通與斷開之間切換，就可以確定輸入電壓V_IN是否向電感元件直接傳輸能量。譬如在開關周期內，開關管被接通階段則電壓轉換器113中輸入電壓V_IN與電感元件之間形成電流通路而導致電流流過電感元件并向電感元件傳輸能量，反之亦然，一旦開關管被關閉則輸入電壓V_IN與開關管之間無法形成通路而不能向電感元件提供電流，此階段反而是電感元件釋放能量的過程，這在后續(xù)的內容中將會繼續(xù)介紹。在開關管的切換過程中，一個調光單元116需要實時監(jiān)控到導通角θ的變化狀況而作為調節(jié)PWM占空比的依據，例如可以從電壓轉換器113用于提供輸出電壓V_OUT的輸出節(jié)點處來采樣該輸出電壓V_OUT的一個平均電壓值V_SAM，這個采樣得到的電壓是作為對交流電壓V_AC執(zhí)行切相位角后的輸出電壓進行實時偵測的結果。而調光單元116正是利用采樣的平均電壓值V_SAM，在可控硅調光器111改變交流電壓V_AC導通角θ的同時，還使得調制信號S_PWM的占空比Duty Ratio隨著導通角θ的變化而改變，后續(xù)內容中將會詳細介紹本發(fā)明如何實現這一點。

根據世界各國或各地區(qū)的安全規(guī)范標準，如UL、CE、CCC等都對電器產品功率因數PFC有一定的規(guī)范要求。譬如ERP認證，規(guī)定功率小于或等于2W無功率因素要求，但是2W至5W則要求PF值要求大于0.4，而5W至25W則要求PF值大于0.5，超過更大的功率25W則要求PF值大于0.9。再如能源之星的規(guī)范標準提出對于大于5W的LED照明產品，要求功率因子指標PFC必須大于0.7。針對LED照明，實現高PF值的方法需要采用電容補償，使控制芯片在較短時間內固定開通時間，提高開關型LED恒流源的功率因數，這種技術的基本原理如圖3所示。參見圖3，一個誤差放大器A2對外部信號進行處理，第一電容C₁為補償電容，第一電容C₁對誤差放大器A2輸出的電壓進行積分，從而在第一電容C₁上產生一個積分電壓V_COMP，也即得到平均電壓。積分電壓V_COMP與鋸齒波V_SLO經過PWM比較器A1比較后，得到脈沖寬度調制信號S_PWM，用于控制電壓轉換器113中的開關管，形成環(huán)路。其中誤差放大器A2、比較器A1的環(huán)路響應速度 要比第一電容C₁放電的速度快的多，并且放大器A2產生的結果需要延遲一段時間才能由V_COMP電壓反映出來，以及放大器A2的驅動電流較小，同時誤差放大器A1、比較器A相對獨立，所以比較器A1正常工作與否僅僅取決于V_COMP處電壓。

必須著重強調的是，雖然控制模塊115產生調制信號S_PWM的方式有很多，但是為了闡明本申請的發(fā)明精神，暫時借助圖3中簡化的模型來敘述說明，但必須申明的是，這種簡化模型僅僅是作為解釋的范例，但本發(fā)明并不限制于該特定的模型，本領域的技術人員應當認識到它可以被任何基于本發(fā)明精神而提出的等效形式所替代。

參見圖4所示，輸入電壓V_IN從輸入線201、202輸入給一個降壓型的Buck電壓轉換器，輸入線202具有參考地電位GND1，而輸入線201上的輸入電壓V_IN是相對于參考地電位GND1(或稱實地、共地和/或系統(tǒng)地等)具有的電位。用于功率轉換而采用的一個開關管Q1例如可以是NMOS類型的MOSFET，開關管Q1的漏極端(輸入端)連接到輸入線201，而源極端(輸出端)處的節(jié)點N1和一個電感L1的第一端之間連接有一個檢測電阻R_CS1，以及電感L1的另一個第二端處的節(jié)點N2和參考地電位GND1之間連接有一個輸出電容C_OUT，另外一個續(xù)流二極管D_FW1的陽極連接在參考地電位GND1并且該續(xù)流二極管D_FW1的陰極則連接在節(jié)點N1，最終我們在輸出節(jié)點N2處產生所期望的輸出電壓V_OUT用來為LED負載114提供工作電壓。將串接的一個或多個LED負載114中起始的首個LED的陽極端連接到輸出節(jié)點N2，而串接的LED負載114中最后末尾的一個LED的陰極端連接到參考地電位GND1。圖4中的電流采樣方式為：節(jié)點N1和電感L1的第一端(具有一浮地GND2)之間連接有檢測電阻R_CS1，而監(jiān)測到的流經該檢測電阻R_CS1的電流與該電阻的阻值相乘便可以換算成一個檢測電壓V_CS。

在圖4中，降壓Buck電壓轉換器具有配置的一浮地端口GND2(Floating GND)并且這一端口具有一浮地電位，例如檢測電阻R_CS1和電感L1的第一端互連處具有該一浮地電位GND2。電壓轉換器自身的參考電壓采用的是芯片地或稱該一浮地GND2，而輸入電壓V_IN采用的則是參考地電位GND1也即系統(tǒng)地，很明顯這兩者其實是不同的電位。尤其是控制功率開關管Q1的柵極使其在接通和關斷的兩個狀態(tài)間切換時，這兩個地的電位是不一樣的，所以稱圖4的實施例為一浮地降壓型BUCK電路，該類型的拓撲架構極大 簡化了變壓器的制作，減小了變壓器的體積，對MOS開關管Q1的耐壓值要求也比較低，提高了效率，同時此種架構也天然減少了紋波，使輸出電容C_OUT可以很小。

在圖4中，因為采樣電壓V_CS實質可以表征或折算成流經負載的電流，我們只要控制和限制了采樣電壓V_CS就相當于控制了流經負載的電流值大小，進而產生的輸出給負載的預設平均值電流就可控，發(fā)光二極管是恒流控制，但本發(fā)明中的預設平均值電流卻大小可調，這適用于后續(xù)的所有實施例。用于控制流經負載114電流大小的采樣電壓V_CS輸入到誤差放大器A2的第一端例如正相輸入端，而一個參考電壓V_REF則輸入到該誤差放大器A2的第二端如反相輸入端。圖3中的振蕩器(OSC)125產生的鋸齒波V_SLO輸入到PWM比較器A1的第二端如反相輸入端，誤差放大器A2在第一電容C₁未接地的一端節(jié)點N3上產生的積分電壓V_COMP輸入到PWM比較器A1的第一端如正相輸入端，從而由PWM比較器A1產生脈沖寬度調制信號S_PWM，用于驅動開關管Q1。調光單元116包括串聯在輸出節(jié)點N2和一浮地GND2之間的第一二極管D1和第一電阻R1、第二電阻R2，其中第一二極管D1的陽極端連接于輸出節(jié)點N2，而第一電阻R1、第二電阻R2則串聯在第一二極管D1的陰極端和一浮地GND2之間。其中調光單元116還包括第二二極管D2和第三電阻R3，該第二二極管D2和第三電阻R3串聯于第一電阻R1、第二電阻R2兩者互連處的一個公共節(jié)點N4與第一電容C₁未接地一端節(jié)點N3之間，并且調光單元116還具有一個第二電容C₂，第二電容C₂與第二電阻R2并聯。第二電容C₂的一端和第二二極管D2的陰極端都連接到提供平均電壓值V_SAM的公共節(jié)點N4處，而第三電阻R3連接于第二二極管D2的陽極端和第一電容C₁一端的節(jié)點N3之間，第一電容C₁、第二電容C₂的相對另一端連接到一浮地GND2。

由于是一浮地Buck電路架構，電壓轉換器的芯片地也即該一浮地GND2(例如配置該電感L1的第一端處為GND2)和提供輸入電壓的母線地也即屬于實地的參考地電位GND1(例如配置輸入線202為GND1)不是同一個地電位，而且芯片地和系統(tǒng)地兩個地隨時都在變化，所以擷取電感L1的變化電壓的采樣點應以該一浮地GND2為基準，下文將進一步詳細闡釋這點。調光單元116的工作機制體現在，當調光單元116處于正常的第一工作狀態(tài)階段，在沒有對正弦波輸入電壓V_AC切相，可以配置調整第一電阻和第二電 阻R1、R2的阻值，使得V_SAM+V_TH≈V_COMP，該關系式表示節(jié)點N3的電壓V_COMP約等于節(jié)點N4的電壓V_SAM加上第二二極管D2上的正向導通壓降V_TH(有時候Diode所謂的正向導通電壓也被稱為門檻電壓)。這里需要注意的是，不同性質的二極管正向導通壓降V_TH也略有不同，例如硅二極管的正向導通壓降大約是0.7伏左右，而鍺二極管的導通壓降為大約是0.3伏左右，肖特基二極管則更低。此階段調光單元116不工作，流經負載114的預設平均值電流可以控制為近乎恒定不變。

當輸入正弦波電壓V_AC開始切相位角時，調光單元116進入第二工作狀態(tài)階段，在此階段比較器A1受兩個環(huán)路影響，第一個環(huán)路是經BUCK電路、采樣的節(jié)點N2、整流采樣的平均電壓值V_SAM、積分電壓V_COMP、比較器A1、再經由調制信號S_PWM反饋到Buck電壓轉換器的電流，在第一個環(huán)路中，采樣節(jié)點N2得到的能量開始減少，節(jié)點N4處積分放電周期得到平均電壓值V_SAM開始減少。第二環(huán)路是，控制模塊115檢測到流經負載114的電流也即采樣電壓V_CS開始減小，比較器A1和誤差放大器A2環(huán)路會努力使PWM的占空比加大，試圖讓流經負載114的輸出電流恢復正常，這個環(huán)路產生的后果使節(jié)點N3處積分電壓V_COMP上升，由此產生電壓差。很容易獲悉，節(jié)點N3處積分電壓V_COMP電壓受兩個環(huán)路綜合影響，一旦誤差放大器A2輸出的電流增大，但是由于節(jié)點N3處積分電壓V_COMP和節(jié)點N4出平均電壓值V_SAM間存在著不容忽視的電壓差，會立即使該節(jié)點N3處積分電壓V_COMP電下降。在一方面，輸入正弦波V_AC被切角即導通角θ減小導致輸入電壓V_IN的有效值減小，而另一方面，控制開關管Q1的調制信號S_PWM的占空比卻不能加大，所以最后輸出給負載114的平均電流自然就減小而達到調光效果。

調光單元116處于第二工作狀態(tài)階段(輸入正弦波V_AC被切角)具體工作模式下文將一一闡述。在圖4中，連接在節(jié)點N3和誤差放大器A2的輸出端之間的一個電阻R4為芯片內部的電阻，例如電阻R4是誤差放大器A2的寄生/固有輸出電阻，它的電阻值相對第三電阻R3而言要大得多。正弦波電壓V_AC被可控硅調光器111切掉一部分角度后，為了維持恒定電流，在上文中提及的第二個環(huán)路會試圖迫使N3節(jié)點處的積分電壓V_COMP抬升，這實質上是由于誤差放大器A2輸出端所輸出的誤差電壓V_EA增加所誘發(fā)的。同時由于正弦波電壓V_AC被切掉一部分角度后導致采樣節(jié)點N2的電位降低，而這里對輸出電 壓V_OUT采樣的平均電壓值V_SAM(節(jié)點N4處)是對電感L1放電部分所積分的電壓，平均電壓值V_SAM的變化趨勢與交流電的導通角θ的變化趨勢一致，即同步增大或減小，最終會使V_EA＞V_SAM－V_TH，V_TH是第二二極管D2的正向導通壓降或閾值電壓。則此時第三電阻R3和誤差放大器A2的輸出電阻R4之間有電流通過，但是又由于第一電容C1和第二電容C2的存在，所以此階段平均電壓值V_SAM(節(jié)點N4處)和積分電壓V_COMP(節(jié)點N3處)其實是接近于直流，也就是說整個電路試圖把積分電壓V_COMP固定在一個預設電壓，所以該調制信號S_PWM在整個工頻內趨于被基本固定住。

但是誤差放大器A2輸出端所輸出的電壓V_EA增加，藉由采樣的平均電壓值V_SAM(節(jié)點N4處)和誤差放大器A2輸出端的電壓V_EA之間的電壓差，經過第二二極管D2和第三電阻R3以及電阻R4間的泄放通路會改變積分電壓V_COMP(節(jié)點N3處)的值，積分電壓V_COMP的變化相當于使鋸齒波V_SLO與積分電壓V_COMP的交點提前發(fā)生，所以主開關管Q1的導通時間會縮短，可以使得調制信號S_PWM的占空比或者周期減小。

V_COMP＝V_SAM+V_TH+(V_EA-V_SAM-V_TH)×R3/(R3+R4)……(1)

V_COMP＝V_TH+(V_EA×R3+V_SAM×R4-V_TH×R3)/(R3+R4)……(2)

函數關系式(1)表征的物理含義表示節(jié)點N3的電壓V_COMP減去第二二極管D2的正向導通壓降V_TH和減去節(jié)點N4的電壓V_SAM的差值之后，除以阻值R3即可得到流經第三電阻R3的電流，而這個電流同時等于流經第三電阻R3和電阻R4的電流。電壓V_EA減去第二二極管D2的正向導通壓降V_TH和減去節(jié)點N4的電壓V_SAM的差值之后，再除以阻值(R3+R4)就是流經第三電阻R3和電阻R4的電流。關系式(2)是關系式(1)的等效變形形式，即將函數關系式(1)等式右側的V_SAM先乘以一個(R₃+R₄)再除以一個(R₃+R₄)后，使等式右側合并同類項即可以得到函數關系式(2)。

函數關系式(1)和(2)中R3和R4分別代表第三電阻R3和電阻R4各自的阻值，上文已經提及電阻R4是誤差放大器A2的寄生/固有輸出電阻，它的電阻值R4相對第三電阻R3要大得多，再者電壓V_SAM的變化率也遠高于電壓V_EA的變化率，則V_SAM×R4的變化率遠大于V_EA×R3，所以只要我們合理的配置電阻值R1、R2、R3和R4就可以從函數關系式(2)的分子中省略掉V_EA×R3這一項，使得電壓V_COMP近似于與節(jié)點N4 處的電壓V_SAM的保持線性變化規(guī)律。換言之，當輸入正弦波V_AC被切相位角時，會導致在節(jié)點N2處采樣的電壓V_SAM降低，進一步使得節(jié)點N4處的電壓V_SAM跟隨電壓V_SAM線性降低，從而最終導致調制信號S_PWM的占空比或者周期隨著電壓V_SAM線性降低，那么開關管Q1的導通時間在周期內減少，使流進電感L1的能量在放電階段也會減小，流過負載114的預設平均值電流減小而直接致使LED發(fā)光強度減弱。

總而言之，整個Buck電路只要采樣點N2的平均電壓隨著正弦波被切角的變化而線性變化，就可以使得節(jié)點N3處的電壓V_COMP也隨著正弦波被切角的變化大小而線性變化，以及進一步可實現S_PWM波形的占空比隨著被切角的變化而線性變化，可見，本發(fā)明取得的該等優(yōu)勢是具有本領域通常知識者所樂見其成的。

圖4的實施例是相對可以比較精確計算的由調光單元116改變控制模塊115輸出的調制信號S_PWM的方法，但在精度要求不是很高的驅動方案中，還可以從圖4所示的調光單元116中省略掉第二二極管D2和第二電容C₂以及第三電阻R3，所以圖5的實施例較之圖4的實施例，就是省略了該三個元器件，其他的則并無差異。此時調光單元116包括串聯在輸出節(jié)點N2和一浮地GND2之間的第一二極管D1和第一、第二電阻R1、R2，第一二極管D1的陽極端連接于輸出節(jié)點N2，而第一電阻R1、第二電阻R2串聯連接在第一二極管D1的陰極端和一浮地GND2之間，第一電阻R1、第二電阻R2兩者互連處的提供平均電壓值V_SAM的一個公共節(jié)點N4耦合到第一電容C1的一端節(jié)點N3上，第一電容C1的另一端連接到一浮地GND2上。由于節(jié)點N3直接耦接到節(jié)點N4，實現藉由節(jié)點N4的平均電壓值V_SAM直接鉗制節(jié)點N3的積分電壓V_COMP，積分電壓V_COMP的變化量跟隨著在輸出節(jié)點N2采樣擷取的輸出電壓V_OUT的平均電壓值V_SAM的變化量，隨著導通角θ的變化而變化的平均電壓值V_SAM直接改變調制信號S_PWM的占空比，例如切角變小而導通角θ略微增大則平均電壓值V_SAM和積分電壓V_COMP都略微增大，或者切角變大而導通角θ略微減小則平均電壓值V_SAM和積分電壓V_COMP都略微減少。所以在圖5的實施例中也基本上可以實現實施例4的預期調光功能，Buck電路中只要采樣點N2的電壓隨著正弦波被切角而線性變化，就可使節(jié)點N3處的電壓V_COMP隨著被正弦波被切角的大小而線性變化，進一步實現S_PWM波形的占空比隨著被切角的變化而線性變化，由于該等調 光措施在上文中已經詳細介紹，所以不予贅述。

必須聲明的是，圖4-5中用作范例的拓撲結構僅僅是為了更廣泛的向本申請的閱讀者證明本發(fā)明精神在電壓轉換器的適用范圍上的普遍意義，但不構成任何特定的限制，它們可籍由任意變換的各種適用的其他拓撲來替代。

在上文中介紹了BUCK浮地，芯片地和母線地不是同一個電位，芯片地和母線電壓隨時發(fā)生變化，更詳細的解釋為，該MOS開關管Q1的源極電位(即驅動MOS管的驅動信號的實際參考地)會隨著二極管D_FW1的導通和截止而發(fā)生大約是－V_TH和+V_IN這樣幅度的變化抖動，這里的V_TH是二極管D_FW1的正向導通電壓而是V_IN輸入電壓，所以使開關管Q1受調制信號的驅動而在導通與關斷之間切換時該調制信號是以該一浮地參考電位GND2為實際參照地?？紤]到在母線上直接采樣可能無法對切相位角后的電壓進行實時的反應回饋，所以采樣點N2變成和輸出電壓V_OUT供電端相同，采樣得到來自主電感L1并經過第一二極管D1整流得到電壓平均值V_SAM。當可控硅TRIAC調光器切掉正弦波V_AC的一部分角度后，主電感L1存儲的能量比正常工作時的能量減少，電感L1兩端平均電壓會降低，整流濾波后得到的平均電壓V_SAM也會減少，導致第一電容C1上的積分電壓V_COMP降低，但由于控制模塊本身的原始功能認為V_COMP需要上升，或頻率需要變化，但外部驅動能力要大于內部驅動能力所以節(jié)點N3處的V_COMP的值由外部決定，而強制使得積分電壓V_COMP的電壓值相應減少。同理，通過以上電路來實現調光功能還可以應用在某些非浮地(Non-Floating GND)的拓撲情形，本發(fā)明后續(xù)的下文內容將介紹FLYBACK和Buck-Boost及傳統(tǒng)Buck的非浮地(NFG)電路，由于非浮地(NFG)芯片地與系統(tǒng)地是一個地，可以直接在母線上采樣即可。圖6與圖2基本類似，但電壓轉換器113是非浮地(NFG)型的，所以調光單元不再從之前的輸出電壓V_OUT端擷取采樣電壓，轉而從提供輸入電壓V_IN的母線上擷取采樣電壓。除此之外，本發(fā)明的下文內容將對應于圖7-圖9來一一介紹基于圖6的發(fā)明精神而延展開的常見或不常見的功率轉換拓撲，進一步佐證依本發(fā)明精神而提供的調光單元在電壓轉換器中的普遍適用性。

在圖7的反激電壓轉換器中，正弦輸入交流電V_AC由可控硅調光器111調整導通角θ，經過切相位角的正弦波交流電V_AC被橋式整流器112整流后，向反激電壓轉換器的變壓 器T提供輸入電壓V_IN。注意本實施例中調光單元116在輸入電壓V_IN上采樣擷取該輸入電壓V_IN的平均電壓值V_SAM時，母線上的輸入電壓V_IN既可以是整流器112輸出的帶有交流成分的脈動電壓，也可以是整流器112輸出后經過輸入電容C_IN濾波之后體現為直流量的輸入電壓V_IN。反激電壓轉換器的初級繞組在開關管Q2導通階段存儲能量而在開關管Q2關斷階段向次級繞組傳遞能量。開關管Q2與變壓器的初級繞組以及檢測電阻R_CS2串聯在輸入電壓V_IN和為實地的參考地電位GND1之間，開關管Q2的漏極端(輸入端)連接初級繞組的一端，初級繞組的另一端接收輸入電壓V_IN，并且在該主開關管Q2的源極端(輸出端)與參考地電位GND1之間連接有該檢測電阻R_CS2。而次級繞組的一端接實地GND1并且其另一端通過一個整流二極管D_REC在二極管的陰極處的輸出節(jié)點提供輸出電壓V_OUT，一個輸出電容C_OUT連接在實地GND1和該輸出節(jié)點之間。在該輸出節(jié)點處為LED負載114提供工作電壓，將串接的一個或多個LED負載114中起始的首個LED的陽極端連接到輸出節(jié)點，而串接的LED負載114中末尾的一個LED的陰極端與參考地電位GND1相連。當調光單元116處于正常的第一工作狀態(tài)階段，無需對正弦波輸入電壓V_AC進行切相位角，而此時可以配置調節(jié)第一電阻和第二電阻R1、R2的阻值使V_SAM+V_TH≈V_COMP，也即表示節(jié)點N3的電壓V_COMP約等于節(jié)點N4的V_SAM再加上一個第二二極管D2的正向導通壓降V_TH，此階段調光單元116不工作。

當輸入正弦波電壓V_AC開始切相位角時，調光單元116進入第二工作狀態(tài)階段，在此階段比較器A1受兩個環(huán)路影響，第一個環(huán)路是采樣的輸入電壓V_IN處、整流采樣的平均電壓值V_SAM、積分電壓V_COMP、比較器A1、再經由調制信號S_PWM反饋到反激電壓轉換器的電流。在第一個環(huán)路中，從輸入電壓V_IN得到的能量開始減少，節(jié)點N4處得到平均電壓值V_SAM開始減少。第二環(huán)路是，檢測電阻R_CS2上的采樣電壓V_CS輸入到誤差放大器A2的第二端如反相輸入端，一個參考電壓V_REF則輸入到該誤差放大器A2的第一端如正相輸入端。同時振蕩器125產生的鋸齒波V_SLO連接到PWM比較器A1的第一端如正相輸入端，誤差放大器A2在第一電容C₁未接地的一端節(jié)點N3上產生的積分電壓V_COMP輸入到PWM比較器A1的第二端如反相輸入端。在一些可選但非必須的實施例中，其實還可以將PWM比較器A1輸出結果的反相信號作為調制信號。如果控制模塊115檢測到 采樣電壓V_CS的峰值減小，也即流經負載114的平均電流降低，則節(jié)點N3處第一電容C1的積分電壓V_COMP試圖增大來調節(jié)抬高流過初級繞組、開關管Q2和檢測電阻R_CS2的峰值電流，即增大控制開關管Q2的調制信號的占空比。雖然積分電壓V_COMP企圖增大，但由于節(jié)點N3處積分電壓V_COMP大于節(jié)點N4處的平均電壓值V_SAM加上第二二極管D₂的導通壓降V_TH，會立即使節(jié)點N3處積分電壓V_COMP被拉低。一方面，由于輸入的正弦波電壓V_AC被切相位角而導致輸入電壓V_IN的有效值和采樣的平均電壓值V_SAM減小，導致初級側的峰值電流減小，所以流經負載114的預設平均值電流也會下降；另一方面，還由于調制信號被用來驅動NMOS開關管Q2但是調制信號S_PWM的占空比卻無法增大，所以輸出給負載114的平均電流就減小而達到調光效果。

參見圖7所示，調光單元116包括串聯在輸入電壓V_IN和實地GND1之間的第一二極管D1和第一電阻R1、第二電阻R2，第一二極管D1的陽極端連接于輸入電壓VIN上，而第一電阻R1、第二電阻R2串聯在第一二極管D1的陰極端和實地GND1之間。還設置有的第二二極管D2和第三電阻R3，第二二極管D2和第三電阻R3串聯于第一電阻R1、第二電阻R2兩者互連處的一個公共節(jié)點N4與第一電容C1一端節(jié)點N3之間，以及還包括一個與第二電阻R2并聯的一個第二電容C2，第二電容C2的一端連接到提供平均電壓值V_SAM的公共節(jié)點N4，第一電容C1和第二電容C2的各自的另一端配置成連接到實地GND1。鑒于第二二極管D2和第三電阻R3的位置可以對調，所以存在兩種情況：第二二極管D2的陽極端連接于第一電容C1未接地的一端節(jié)點N3，第二二極管D2的陰極端與公共節(jié)點N4之間連接有第三電阻R3(圖7)；或者第二二極管D2的陰極端連接于公共節(jié)點N4，而第二二極管D2的陽極端與第一電容C1未接地的一端節(jié)點N3之間連接有第三電阻R3(圖中未示意出)。在調光單元116的第二工作狀態(tài)階段(輸入正弦波V_AC被切角)，輸入正弦波電壓V_AC被可控硅調光器111切掉一部分角度后，為了維持恒定電流，環(huán)路會試圖促使N3節(jié)點處的積分電壓V_COMP抬升。但由于正弦波電壓V_AC被切掉一部分角度后則導致采樣節(jié)點輸入電壓V_IN的電位降低，相當于在開關管Q2的源極和檢測電阻R_CS2互連處取樣的電流信號減小，而且誤差放大器A2輸出端所輸出的誤差電壓V_EA增加，最終藉由采樣的平均電壓值V_SAM(節(jié)點N4處)和誤差放大器A2輸出 端的電壓V_EA之間的電壓差，產生經過第二二極管D2和第三電阻R3的泄放通路，這會改變積分電壓V_COMP(節(jié)點N3處)的值并促使其降低，導致驅動開關管Q2的調制信號的占空比減小，使得開關管Q2在周期內的導通時間縮短。

圖8的實施例和圖7基本類似，只不過應用范圍不再是上文提及的反激電壓轉換器，而是升降壓Buck-Boost類型的電壓轉換器，注意Buck-Boost拓撲的輸出節(jié)點的輸出電壓極性較之輸入電壓是相反的。一個電感L2的第一端連接到一個節(jié)點N5，而電感L2的另一第二端與一個節(jié)點N6之間連接有一個續(xù)流二極管D_FW2，續(xù)流二極管D_FW2的陽極連接到電感L2的第二端，以及續(xù)流二極管D_FW2的陰極連接到節(jié)點N6，一個輸出電容C_OUT連接在節(jié)點N5和N6之間，續(xù)流二極管D_FW2、電感L2也連接在節(jié)點N5和N6之間，輸出電容C_OUT與二極管D_FW2、電感L2兩者并聯。將串接的一個或多個LED負載114中起始的首個LED的陽極端與輸出節(jié)點N6之間連接一個檢測電阻R_CS3，而串接的LED負載114中末尾的一個LED的陰極端連接到節(jié)點N5。一個主開關管Q3的漏極連接到電感L2的第二端與續(xù)流二極管D_FW2的陽極互連的節(jié)點位置，而開關管Q3的源極則與輸入電壓V_IN的參考地電位GND1之間連接有一個感應電阻R_S。一個電流檢測放大器A3的正輸入端連接到節(jié)點N6，而它的負輸入端連接到檢測電阻R_CS3與串接的LED負載114中首個LED的陽極端互連處的節(jié)點，從而電流檢測放大器A3用來檢測流經負載114的電流并體現為該放大器A3輸出端輸出的采樣電壓V_CS(為電流與電阻R_CS3之乘積)。一個電流檢測放大器A4的正輸入端連接到感應電阻R_S與NMOS開關管Q3的源極間互連的節(jié)點，電流檢測放大器A4的負輸入端連接到參考地電位GND1，該電流檢測放大器A4用于偵測流經感應電阻R_S上的電流信號。調光單元116的電路與圖7相同而不再重復贅述，其中誤差放大器A2輸出端連接到第一電容C1未接地的一端節(jié)點N3處，檢測電阻R_CS3上的反饋回來的采樣電壓V_CS輸入到誤差放大器A2的第二端如反相輸入端，一個參考電壓V_REF則輸入到該誤差放大器A2的第一端如正相輸入端。作為可選項，電流檢測放大器A4的輸出結果和振蕩器(OSC)產生的鋸齒波V_SLO疊加補償后輸入到PWM比較器A1的第一端如正相輸入端，而誤差放大器A2在第一電容C₁未接地的一端節(jié)點N3產生的積分電壓V_COMP輸入到比較器A1的第二端如反相輸入端。

參見圖8，輸入電壓V_IN輸入至節(jié)點N5，在開關管Q3導通階段，電感L2儲蓄能量，電流經由電感L2、開關管Q3和感應電阻R_S流向參考地GND1。而在開關管Q3關斷階段，電感L2釋放能量，電流經由續(xù)流二極管D_FW2并流過檢測電阻R_CS3和串聯的LED負載114。開關管Q3受到調制信號的驅動在導通與關斷之間切換時，調制信號是以該實地參考電位GND1為實際參照地，芯片地與系統(tǒng)地一致，這與下文的圖9一樣，所以其中調光單元116中的第一二極管D1的陽極連接到節(jié)點N5，相當于調光單元116可以直接在提供輸入電壓V_IN的母線上采樣。

參見圖8，如果控制模塊115檢測到流經負載114的電流也即折算的采樣電壓V_CS開始減小，則節(jié)點N3處第一電容C1的積分電壓V_COMP試圖增大來調節(jié)抬高流過電感L2、開關管Q3和感應電阻R_S的峰值電流，也即趨于增大控制開關管Q3的調制信號的占空比。但是由于節(jié)點N3處積分電壓V_COMP和節(jié)點N4出平均電壓值V_SAM間存在著電壓差，產生的泄放通路會使節(jié)點N3處積分電壓V_COMP下降。一方面，輸入正弦波V_AC被切角導致輸入電壓V_IN的有效值和電壓值V_SAM減小，另一方面，控制開關管Q2的調制信號S_PWM的占空比無法增大，則輸出給負載114的平均電流就減小而達到調光效果。

圖9和圖8的實施例基本類似，只不過應用范圍不再是升降壓Buck-Boost類型的電壓轉換器，而是降壓Buck電壓轉換器。其中一個續(xù)流二極管D_FW3與電感L3串聯在一個節(jié)點N7和一個節(jié)點N8之間，續(xù)流二極管D_FW3的陰極連接到節(jié)點N7，而續(xù)流二極管D_FW3的陽極端和節(jié)點N8之間連接有一個電感L3，其中電感L3的第一端連接續(xù)流二極管D_FW3的陽極而電感L3的第二端連接節(jié)點N8。將串接的一個或多個LED負載114中起始的首個LED的陽極端與節(jié)點N7連接在一起，并且串接的LED負載114中末尾的一個LED的陰極端連接到節(jié)點N8。一個NMOS開關管Q4的漏極連接到電感L3的第一端與續(xù)流二極管D_FW3的陽極互連的節(jié)點位置，而開關管Q4的源極端則與輸入電壓V_IN的參考地電位GND1之間連接有一個檢測電阻R_CS4。降壓Buck電壓轉換器其工作原理是，整流后的輸入電壓V_IN輸入至節(jié)點N7，開關管Q4導通時，電流流經串聯的LED負載114和電感L3及開關管Q4和檢測電阻R_CS4流向參考地GND1，電感L3儲蓄能量，而在開關管Q4關斷階段電感L3釋放能量，流過電感L3的電流經由續(xù)流二極管D_FW3流向串聯 的LED負載114到節(jié)點N8。所以其中調光單元116中的第一二極管D1的陽極連接到節(jié)點N7，相當于調光單元116可以直接在提供輸入電壓V_IN的母線上采樣。

誤差放大器A2輸出端連接到第一電容C1未接地的一端節(jié)點N3處，在感應電阻R_CS4和開關管Q4的源極端互連處取樣的檢測電壓V_CS輸入到誤差放大器A2的第二端如反相輸入端，一個參考電壓V_REF則輸入到該誤差放大器A2的第一端如正相輸入端。同時表現為三角波或鋸齒波V_SLO輸入到PWM比較器A1的第一端如正相輸入端，誤差放大器A2在第一電容C₁未接地的一端節(jié)點N3產生的積分電壓V_COMP輸入到比較器A1的第二端如反相輸入端。將PWM比較器A1的輸出端產生的調制信號S_PWM驅動開關管Q4的柵極控制端G。如果控制模塊115檢測到流經負載114的電流也即取樣的檢測電阻R_CS4開始減小，則節(jié)點N3處第一電容C1的積分電壓V_COMP將會適應性的試圖增大控制開關管Q4的調制信號的占空比，也即趨于抬高流過負載114、電感L3、開關管Q4和感應電阻R_CS4的峰值電流。但是在前饋調光動作中，對正弦波輸入交流電V_AC執(zhí)行切相位角之后會拉低采樣的電壓值V_SAM，而由于節(jié)點N3處積分電壓V_COMP和節(jié)點N4處的平均電壓值V_SAM間存在著電壓差，會立即使節(jié)點N3處積分電壓V_COMP下降。所以輸入正弦波V_AC被切相位角而導致輸入電壓V_IN的有效值和電壓值V_SAM減小，及控制開關管Q4的調制信號S_PWM的占空比無法增大，這兩方面的共同作用都會讓輸出給LED負載114的預設平均電流減小而達到預期的調光效果。

在圖7-9的實施例中，輸入電壓V_IN是整流過后的電壓，由于母線和芯片地是同一個地，則我們可以直接檢測母線上電壓的平均值，當母線經過可控硅TRIAC后，電壓的有效值會降低，經過第二電容C2濾波，可得到母線的平均電壓，當可控硅TRIAC切的角度越大時，第二電容C2上的電壓就越小，第三電阻R3上流過的電流就越大，V_COMP的電壓就越小，從而強制固定或改變PWM調制信號的占空比或者周期，同樣可實現高PF值也實現了調光的功能。由于是采樣的是母線的地，電壓較高，所以需要注意第一電阻R1的耐壓值，且第三電阻R3和第二二極管D2位置可以互換。同時圖7-9各自的實施例中調光單元也可以也可以利用類似圖5的調光單元116的簡化版代替，摒棄第二二極管D2和第二電容C₂以及第三電阻R3。節(jié)點N3直接耦接到節(jié)點N4，實質上藉由節(jié)點 N4的平均電壓值V_SAM鉗制節(jié)點N3的積分電壓V_COMP，積分電壓V_COMP的變化量跟隨著在輸出節(jié)點N2/或V_IN采樣擷取的輸出電壓V_OUT/或V_IN的平均電壓值V_SAM的變化量，隨著導通角θ的變化而變化的平均電壓值V_SAM直接改變調制信號S_PWM的占空比，同樣電路只要輸入電壓V_IN隨著正弦波被切角的線性變化，就可使節(jié)點N3處的電壓V_COMP隨著被正弦波被切角的大小而線性變化，進一步實現S_PWM波形的占空比隨著被切角的變化而線性變化，由于該等調光措施在上文中已經詳細介紹，所以不予贅述。

上文用作范例的拓撲結構僅僅是用來解釋本發(fā)明精神而不構成任何特定的限制，已有的白光LED驅動方式種類繁多，而限于篇幅的考慮本申請僅僅只能略取幾個可以闡釋本申請基本思路的代表性示例，所以閱讀本文時應當理解，對具有本領域通常知識者而言，這里的描述的拓撲結構可籍由任意變換的各種適用的其他拓撲來替代，在閱讀本文或者理解權利要求所限定范圍時應當充分尊重本申請發(fā)明精神的本質。

以上，通過說明和附圖，給出了具體實施方式的特定結構的典型實施例，上述發(fā)明提出了現有的較佳實施例，但這些內容并不作為局限。對于本領域的技術人員而言，閱讀上述說明后，各種變化和修正無疑將顯而易見。因此，所附的權利要求書應看作是涵蓋本發(fā)明的真實意圖和范圍的全部變化和修正。在權利要求書范圍內任何和所有等價的范圍與內容，都應認為仍屬本發(fā)明的意圖和范圍內。