本發(fā)明涉及無線通信技術(shù)領(lǐng)域，特別是涉及一種射頻功率放大器及其包絡(luò)信號的處理方法、裝置、用戶終端、基站。

背景技術(shù)：

射頻功率放大器是無線通信系統(tǒng)的重要組成部分，無線通信系統(tǒng)在發(fā)射之前，通過射頻功率放大器來放大射頻信號的功率，而后通過天線發(fā)射。

隨著移動通信技術(shù)的發(fā)展，空間頻譜擁擠。為了提高頻譜利用率，各種新興的無線通信制式紛紛采用高階正交振幅調(diào)制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)。相比于傳統(tǒng)的恒包絡(luò)調(diào)制信號，高階正交振幅調(diào)制具有較高的峰值均值功率比。此外，包括正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技術(shù)、載波聚合等多載波技術(shù)的應(yīng)用也會進(jìn)一步提高發(fā)射信號的峰值均值功率比。

峰值均值功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)，是指峰值功率與平均功率的比值。較大的峰值均值功率比表示，射頻功率放大器較多地以低于峰值功率在工作。這會導(dǎo)致功耗利用率低的不良后果，且無用功率會轉(zhuǎn)化為熱能，從而也對設(shè)備的散熱提出了更高的要求。

包絡(luò)跟蹤放大器，是基于包絡(luò)跟蹤(Envelope Tracking，ET)技術(shù)的射頻功率放大器。包絡(luò)跟蹤技術(shù)是一種電源技術(shù)，可以根據(jù)瞬態(tài)功率追蹤所需的電壓，從而提高射頻功率放大器的功耗利用率。

尤其是在目前發(fā)射信號的峰值均值功率比越來越高的今天，包絡(luò)跟蹤技術(shù)可以顯著提高射頻功率放大器處理峰值均值功率比較高的信號時的功耗利用率。

現(xiàn)有技術(shù)中存在多種基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，可參考公開號為：CN104521137A、CN104300915A、CN104221282A、CN104113285A、CN104124929A的中國專利申請。

以上述中國專利申請為例的現(xiàn)有技術(shù)方案，在進(jìn)行硬件電路實現(xiàn)時具有較高的成本，同時耗電量也較大。如前所述，將包絡(luò)跟蹤技術(shù)用于射頻功率放大器的初衷即是要降低功耗，如果增加的電路耗電量較大的話，就部分抵消了包絡(luò)跟蹤技術(shù)用于射頻功率放大器的優(yōu)勢。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明解決的技術(shù)問題是：對于基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，如何降低包絡(luò)處理過程中的功耗。

為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明實施例提供一種射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理方法，包括：

提取包絡(luò)信號；

通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形；

計算包絡(luò)信號的dB2值；

對包絡(luò)信號進(jìn)行延時；

對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放；

將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號；

將電壓信號提升至射頻功率放大器所需的電壓，并輸出至射頻功率放大器。

可選的，所述提取包絡(luò)信號包括：從經(jīng)過非線性預(yù)畸變單元處理后的正交IQ信號中提取包絡(luò)信號。

可選的，所述通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形包括：進(jìn)行以下運算：

A_DTF＝A+A_F；

其中，A_F＝(2^-A<<d)>>d，d為整形因子。

可選的，所述計算包絡(luò)信號的dB2值包括：進(jìn)行以下運算：

A_dB2＝log₂(A_DTF)。

可選的，所述對包絡(luò)信號進(jìn)行延時包括：

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣點延時；

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行移位加操作；

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行多相濾波；

延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪形式。

可選的，所述延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪形式包括：延時參數(shù)配置給移位器后，將多相濾波的結(jié)果累加輸出，從而實現(xiàn)延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪級別的小數(shù)延時。

可選的，采用延時控制器對包絡(luò)信號進(jìn)行延時，所述延時控制器包括整數(shù)延時控制器和小數(shù)延時控制器。

可選的，采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放。

可選的，采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放包括：從延時控制器的輸出減去一個可配置的縮放因子，所述縮放因子通過下式計算：

A_Scl＝A_D-A_sub。

可選的，采用從功率到電壓的查表電路將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號，所述查表電路采用以2為底對數(shù)的幅度作為表項指數(shù)。

為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明實施例還提供一種射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理裝置，包括：包絡(luò)信號提取單元、包絡(luò)整形單元、dB2求取單元、延時控制單元、包絡(luò)縮放單元、映射單元和電壓配置單元；其中：

包絡(luò)信號提取單元，適于提取包絡(luò)信號；

包絡(luò)整形單元，適于在所述包絡(luò)信號提取單元執(zhí)行操作之后，通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形；

dB2求取單元，適于在所述包絡(luò)整形單元執(zhí)行操作之后，計算包絡(luò)信號的dB2值；

延時控制單元，適于在所述dB2求取單元執(zhí)行操作之后，對包絡(luò)信號進(jìn)行延時；

包絡(luò)縮放單元，適于在所述延時控制單元執(zhí)行操作之后，對包絡(luò)信號進(jìn) 行縮放；

映射單元，適于在所述包絡(luò)縮放單元執(zhí)行操作之后，將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號；

電壓配置單元，適于在所述映射單元執(zhí)行操作之后，將電壓信號提升至射頻功率放大器所需的電壓，并輸出至射頻功率放大器。

可選的，所述提取包絡(luò)信號包括：從經(jīng)過非線性預(yù)畸變單元處理后的正交IQ信號中提取包絡(luò)信號。

可選的，所述通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形包括：進(jìn)行以下運算：

A_DTF＝A+A_F；

其中，A_F＝(2^-A<<d)>>d，d為整形因子。

可選的，所述計算包絡(luò)信號的dB2值包括：進(jìn)行以下運算：

A_dB2＝log₂(A_DTF)。

可選的，所述對包絡(luò)信號進(jìn)行延時包括：

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣點延時；

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行移位加操作；

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行多相濾波；

延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪形式。

可選的，所述延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪形式包括：延時參數(shù)配置給移位器后，將多相濾波的結(jié)果累加輸出，從而實現(xiàn)延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪級別的小數(shù)延時。

可選的，采用延時控制器對包絡(luò)信號進(jìn)行延時，所述延時控制器包括整數(shù)延時控制器和小數(shù)延時控制器。

可選的，采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放。

可選的，采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放包括：從延時控制器的輸出減去一個可配置的縮放因子，所述縮放因子通過下式計算：

A_Scl＝A_D-A_sub。

可選的，采用從功率到電壓的查表電路將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號，所述查表電路采用以2為底對數(shù)的幅度作為表項指數(shù)。

為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明實施例還提供一種射頻功率放大器，所述射頻功率放大器為基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，包括如上所述的射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理裝置。

為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明實施例還提供一種用戶終端，包括如上所述的射頻功率放大器。

為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明實施例還提供一種基站，包括如上所述的射頻功率放大器。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的技術(shù)方案具有以下有益效果：

對于基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，在包絡(luò)處理過程中，避免對信號進(jìn)行復(fù)雜的信號處理運算，例如避免使用實際功率dBm值運算、避免幅度縮放過程中的乘除法、避免求自然對數(shù)、避免使用濾波器等，從而降低了運算的復(fù)雜度，也降低了包絡(luò)處理過程中的功耗。

進(jìn)一步地，采用dB2表示法，并將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號，利用取log₂后的包絡(luò)信號作為從功率到電壓的查表的索引，運算中避免了使用實際功率dBm值，從而降低了運算復(fù)雜度和功耗。

進(jìn)一步地，通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形，具體地，進(jìn)行以下運算：A_DTF＝A+A_F，現(xiàn)有技術(shù)中包絡(luò)整形電路的實現(xiàn)形式通常是：y＝x+a*e^-x/a，即相對于現(xiàn)有技術(shù)而言，避免了高復(fù)雜度的指數(shù)運算和乘除法運算，同時也降低了功耗。

進(jìn)一步地，采用延時控制器對包絡(luò)信號進(jìn)行延時，避免了現(xiàn)有技術(shù)中使用濾波器而帶來的高功耗。

進(jìn)一步地，采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放，避免了現(xiàn)有技術(shù)中使用乘法器帶來的高運算復(fù)雜度和高功耗。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實施例中射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理方法流程圖；

圖2為本發(fā)明實施例中延時控制器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖；

圖3為本發(fā)明實施例中射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理裝置結(jié)構(gòu)框圖。

具體實施方式

根據(jù)背景技術(shù)部分的分析可知，隨著移動通信技術(shù)的發(fā)展，發(fā)射信號的峰值均值功率比越來越高，這會導(dǎo)致功耗利用率低的不良后果。包絡(luò)跟蹤技術(shù)可以顯著提高射頻功率放大器處理峰值均值功率比較高的信號時的功耗利用率。

現(xiàn)有技術(shù)中基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，在進(jìn)行硬件電路實現(xiàn)時具有較高的成本，同時耗電量也較大。如前所述，將包絡(luò)跟蹤技術(shù)用于射頻功率放大器的初衷即是要降低功耗，如果增加的電路耗電量較大的話，就部分抵消了包絡(luò)跟蹤技術(shù)用于射頻功率放大器的優(yōu)勢。

發(fā)明人對現(xiàn)有技術(shù)在包絡(luò)處理過程中功耗較大的原因進(jìn)行了分析研究后發(fā)現(xiàn)，現(xiàn)有技術(shù)之所以在進(jìn)行硬件電路實現(xiàn)時功耗較大，是由于在包絡(luò)處理過程中需要對信號進(jìn)行復(fù)雜的信號處理運算，包括使用實際功率dBm(dB-milliWatt)值運算、幅度縮放過程中涉及乘除法運算、求自然對數(shù)、使用濾波器等。在此基礎(chǔ)上，發(fā)明人提出了可以盡可能地在電路實現(xiàn)上避免上述運算，從而降低包絡(luò)處理過程中的功耗。

為使本領(lǐng)域技術(shù)人員更好地理解和實現(xiàn)本發(fā)明，以下參照附圖，通過具體實施例進(jìn)行詳細(xì)說明。

實施例一

如下所述，本發(fā)明實施例提供一種射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理方法。

參照圖1所示的射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理方法流程圖，以下通過具體步驟進(jìn)行詳細(xì)說明：

S101，提取包絡(luò)信號。

包絡(luò)信號處理通路與IQ數(shù)據(jù)通路平行設(shè)置。

經(jīng)過IQ數(shù)據(jù)通路中的非線性預(yù)畸變單元處理后的正交IQ信號輸入包絡(luò)信號處理通路。

信號在包絡(luò)信號處理通路中依次經(jīng)過包絡(luò)信號提取單元、包絡(luò)整形單元、dB2求取單元、延時控制單元、包絡(luò)縮放單元、映射單元和電壓配置單元后，輸出至射頻功率放大器。

從經(jīng)過非線性預(yù)畸變單元處理后的正交IQ信號中提取包絡(luò)信號。

S102，通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形。

通過基2運算(以2為底的指數(shù)運算)對包絡(luò)信號進(jìn)行整形，從而限制電路最小值。

具體地，通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形包括：進(jìn)行以下運算：

A_DTF＝A+A_F；

其中，A_F＝(2^-A<<d)>>d，d為整形因子。

即利用2的指數(shù)次冪形式的限底函數(shù)進(jìn)行限底操作。

現(xiàn)有技術(shù)中，對包絡(luò)信號進(jìn)行整形的實現(xiàn)方式有：y＝x+a*e^-x/a。

本實施例中，通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形，從而避免了高復(fù)雜度的指數(shù)運算和乘除法運算，同時也降低了功耗(相對于以自然對數(shù)為底的指數(shù)運算而言，以2為底的好處在于簡化運算和電路實現(xiàn))。

S103，計算包絡(luò)信號的dB2值。

本實施例在包絡(luò)處理過程中采用dB2表示法，后續(xù)可以利用取log₂后的包絡(luò)信號作為從功率到電壓的查表的索引。

現(xiàn)有技術(shù)中對于從功率到電壓的查表電路，查表的索引通常是dBm功率值或線性功率值。本實施例避免了使用實際功率dBm值運算，從而降低了包絡(luò)處理過程的運算復(fù)雜度和功耗。

具體地，所述計算包絡(luò)信號的dB2值包括：進(jìn)行以下運算：

A_dB2＝log₂(A_DTF)。

S104，對包絡(luò)信號進(jìn)行延時。

可以采用延時控制器對包絡(luò)信號進(jìn)行延時，所述延時控制器可以包括整數(shù)延時控制器和小數(shù)延時控制器。

其中，所述小數(shù)延時控制器具體可以采用修改型Farrow結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。

本實施例中在傳統(tǒng)Farrow結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，省去了累加器及其控制部分，優(yōu)化定點實現(xiàn)，達(dá)到可調(diào)整小數(shù)倍時延。

具體地，所述對包絡(luò)信號進(jìn)行延時包括：

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣點延時；

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行移位加操作；

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行多相濾波；

延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪形式。

在一個具體的實施例中，如圖2所示，為延時控制器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖，包括：單位延時序列，對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣點延時，單位延時序列與加法序列完成對輸入數(shù)據(jù)的移位加操作，實現(xiàn)對輸入數(shù)據(jù)的多相濾波，延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪形式。其中，所述延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪形式具體可以包括：延時參數(shù)配置給移位器后，將多相濾波的結(jié)果累加輸出，從而實現(xiàn)延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪級別的小數(shù)延時。

現(xiàn)有技術(shù)中對于延時電路，通常采用濾波器實現(xiàn)。本實施例中，采用延時控制器對包絡(luò)信號進(jìn)行延時，避免了現(xiàn)有技術(shù)中使用濾波器而帶來的高功耗。

繼續(xù)參照圖1：

S105，對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放。

可以采用采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放。

具體地，采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放包括：從延時控制器的輸出減去一個可配置的縮放因子。其中，所述縮放因子通過下式計算：

A_Scl＝A_D-A_sub。

現(xiàn)有技術(shù)中對于包絡(luò)縮放電路，通常采用乘法器實現(xiàn)。本實施例中，采 用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放，避免了現(xiàn)有技術(shù)中使用乘法器帶來的高運算復(fù)雜度和高功耗。

S106，將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號。

采用從功率到電壓的查表電路將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號，所述查表電路采用以2為底對數(shù)的幅度作為表項指數(shù)。

在先前的步驟S103中，計算包絡(luò)信號的dB2值，從而在步驟S106中可以在查表電路中采用以2為底對數(shù)的幅度作為表項指數(shù)。

通過以上對技術(shù)方案的描述可以看出：本實施例中，采用dB2表示法，并將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號，利用取log₂后的包絡(luò)信號作為從功率到電壓的查表的索引，運算中避免了使用實際功率dBm值，從而降低了運算復(fù)雜度和功耗。

S107，將電壓信號提升至射頻功率放大器所需的電壓，并輸出至射頻功率放大器。

如前所述，射頻功率放大器是無線通信系統(tǒng)的重要組成部分，例如基站、用戶終端等均可以包含射頻功率放大器?；诎j(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器能夠提高射頻功率放大器的功耗利用率，尤其是在信號的峰值均值功率比較大的情況下，效果更為明顯。

本實施例中，對于基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，在包絡(luò)處理過程中，避免對信號進(jìn)行復(fù)雜的信號處理運算，例如避免使用實際功率dBm值運算、避免幅度縮放過程中的乘除法、避免求自然對數(shù)、避免使用濾波器等，從而降低了運算的復(fù)雜度，也降低了包絡(luò)處理過程中的功耗。

實施例二

如下所述，本發(fā)明實施例提供一種射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理裝置。

參照圖3所示的射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理裝置結(jié)構(gòu)框圖。圖3中，上方301至307構(gòu)成的通路為包絡(luò)信號的處理裝置，下方308至312構(gòu)成的通路為IQ數(shù)據(jù)通路?？梢?，包絡(luò)信號的處理裝置與IQ數(shù)據(jù)通路平行設(shè) 置。包絡(luò)信號的處理裝置中的包絡(luò)信號提取單元301接收來自于非線性預(yù)畸變單元308輸出的信號，包絡(luò)信號的處理裝置中的電壓配置單元307輸出的信號用于調(diào)制射頻功率放大單元312的電壓輸入。

所述射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理裝置包括：包絡(luò)信號提取單元301、包絡(luò)整形單元302、dB2求取單元303、延時控制單元304、包絡(luò)縮放單元305、映射單元306和電壓配置單元307；其中各單元的主要功能如下：

包絡(luò)信號提取單元301，適于提取包絡(luò)信號；

包絡(luò)整形單元302，適于在所述包絡(luò)信號提取單元301執(zhí)行操作之后，通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形；

dB2求取單元303，適于在所述包絡(luò)整形單元302執(zhí)行操作之后，計算包絡(luò)信號的dB2值；

延時控制單元304，適于在所述dB2求取單元303執(zhí)行操作之后，對包絡(luò)信號進(jìn)行延時；

包絡(luò)縮放單元305，適于在所述延時控制單元304執(zhí)行操作之后，對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放；

映射單元306，適于在所述包絡(luò)縮放單元305執(zhí)行操作之后，將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號；

電壓配置單元307，適于在所述映射單元306執(zhí)行操作之后，將電壓信號提升至射頻功率放大器所需的電壓，并輸出至射頻功率放大器。

在具體實施中，所述提取包絡(luò)信號可以包括：從經(jīng)過非線性預(yù)畸變單元處理后的正交IQ信號中提取包絡(luò)信號。

通過以上對技術(shù)方案的描述可以看出：本實施例中，對于基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，在包絡(luò)處理過程中，避免對信號進(jìn)行復(fù)雜的信號處理運算，例如避免使用實際功率dBm值運算、避免幅度縮放過程中的乘除法、避免求自然對數(shù)、避免使用濾波器等，從而降低了運算的復(fù)雜度，也降低了包絡(luò)處理過程中的功耗。

在具體實施中，所述通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形可以包括：進(jìn)行 以下運算：

A_DTF＝A+A_F；

其中，A_F＝(2^-A<<d)>>d，d為整形因子。

通過以上對技術(shù)方案的描述可以看出：本實施例中，通過基2運算對包絡(luò)信號進(jìn)行整形，具體地，進(jìn)行以下運算：A_DTF＝A+A_F，現(xiàn)有技術(shù)中包絡(luò)整形電路的實現(xiàn)形式通常是：y＝x+a*e-x/a，即相對于現(xiàn)有技術(shù)而言，避免了高復(fù)雜度的指數(shù)運算和乘除法運算，同時也降低了功耗。

在具體實施中，所述計算包絡(luò)信號的dB2值可以包括：進(jìn)行以下運算：

A_dB2＝log₂(A_DTF)。

在具體實施中，所述對包絡(luò)信號進(jìn)行延時可以包括：

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣點延時；

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行移位加操作；

對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行多相濾波；

延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪形式。

在具體實施中，所述延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪形式可以包括：延時參數(shù)配置給移位器后，將多相濾波的結(jié)果累加輸出，從而實現(xiàn)延時參數(shù)為2的整數(shù)次冪級別的小數(shù)延時。

在具體實施中，可以采用延時控制器對包絡(luò)信號進(jìn)行延時，所述延時控制器可以包括整數(shù)延時控制器和小數(shù)延時控制器。

其中，所述小數(shù)延時控制器具體可以采用修改型Farrow結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。

通過以上對技術(shù)方案的描述可以看出：本實施例中，采用延時控制器對包絡(luò)信號進(jìn)行延時，避免了現(xiàn)有技術(shù)中使用濾波器而帶來的高功耗。

在具體實施中，可以采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放。

在具體實施中，采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放可以包括：從延時控制器的輸出減去一個可配置的縮放因子，所述縮放因子通過下式計算：

A_Scl＝A_D-A_sub。

通過以上對技術(shù)方案的描述可以看出：本實施例中，采用減法器對包絡(luò)信號進(jìn)行縮放，避免了現(xiàn)有技術(shù)中使用乘法器帶來的高運算復(fù)雜度和高功耗。

在具體實施中，可以采用從功率到電壓的查表電路將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號，所述查表電路可以采用以2為底對數(shù)的幅度作為表項指數(shù)。

通過以上對技術(shù)方案的描述可以看出：本實施例中，采用dB2表示法，并將包絡(luò)信號的dB2值映射為電壓信號，利用取log₂后的包絡(luò)信號作為從功率到電壓的查表的索引，運算中避免了使用實際功率dBm值，從而降低了運算復(fù)雜度和功耗。

如前所述，圖3中，下方308至312構(gòu)成的通路為典型的IQ數(shù)據(jù)通路通路，IQ信號依次經(jīng)過非線性預(yù)畸變單元308、發(fā)射器預(yù)矯正單元309、IQ整數(shù)時延單元310、射頻發(fā)射單元311、射頻功率放大單元312后輸出。其中，經(jīng)非線性預(yù)畸變單元308后輸出的信號進(jìn)入301至307所構(gòu)成的包絡(luò)信號的處理裝置，射頻功率放大單元312接收經(jīng)射頻發(fā)射單元311后的輸出信號以及經(jīng)所述包絡(luò)信號的處理裝置處理后輸出的信號(包絡(luò)信號的處理裝置中電壓配置單元307的輸出信號用于調(diào)制射頻功率放大單元312的電壓輸入)。

實施例三

如下所述，本發(fā)明實施例提供一種射頻功率放大器。

所述射頻功率放大器為基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器。

與現(xiàn)有技術(shù)的不同之處在于，該射頻功率放大器包括如本發(fā)明實施例中所提供的射頻功率放大器中包絡(luò)信號的處理裝置。因而該射頻功率放大器對于基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，在包絡(luò)處理過程中，能夠避免對信號進(jìn)行復(fù)雜的信號處理運算，例如避免使用實際功率dBm值運算、避免幅度縮放過程中的乘除法、避免求自然對數(shù)、避免使用濾波器等，從而降低了運算的復(fù)雜度，也降低了包絡(luò)處理過程中的功耗。

該射頻功率放大器可以應(yīng)用于基站、用戶終端等無線通信設(shè)備中。

實施例四

如下所述，本發(fā)明實施例提供一種用戶終端。

與現(xiàn)有技術(shù)的不同之處在于，該用戶終端包括如本發(fā)明實施例中所提供的射頻功率放大器。因而該用戶終端對于基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，在包絡(luò)處理過程中，能夠避免對信號進(jìn)行復(fù)雜的信號處理運算，例如避免使用實際功率dBm值運算、避免幅度縮放過程中的乘除法、避免求自然對數(shù)、避免使用濾波器等，從而降低了運算的復(fù)雜度，也降低了包絡(luò)處理過程中的功耗。

在具體實施中，所述用戶終端可以是智能手機(jī)。

實施例五

如下所述，本發(fā)明實施例提供一種基站。

與現(xiàn)有技術(shù)的不同之處在于，該基站包括如本發(fā)明實施例中所提供的射頻功率放大器。因而該基站對于基于包絡(luò)跟蹤技術(shù)的射頻功率放大器，在包絡(luò)處理過程中，能夠避免對信號進(jìn)行復(fù)雜的信號處理運算，例如避免使用實際功率dBm值運算、避免幅度縮放過程中的乘除法、避免求自然對數(shù)、避免使用濾波器等，從而降低了運算的復(fù)雜度，也降低了包絡(luò)處理過程中的功耗。

本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以理解，上述實施例的各種方法中，全部或部分步驟是可以通過程序指令相關(guān)的硬件來完成的，該程序可以存儲于一計算機(jī)可讀存儲介質(zhì)中，存儲介質(zhì)可以包括：ROM、RAM、磁盤或光盤等。

雖然本發(fā)明披露如上，但本發(fā)明并非限定于此。任何本領(lǐng)域技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，均可作各種更動與修改，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)當(dāng)以權(quán)利要求所限定的范圍為準(zhǔn)。