本實用涉及電路領(lǐng)域，具體涉及一種基于恒流充放電實現(xiàn)輸入信號滿幅的VCO電路。

背景技術(shù)：

壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator)是一種常用且非常重要的單元電路，它可通過控制輸入電壓來實現(xiàn)調(diào)節(jié)輸出信號頻率的目的，常被應(yīng)用于鎖相環(huán)等電路設(shè)計中。VCO設(shè)計的關(guān)鍵是在振蕩器的基礎(chǔ)上實現(xiàn)輸出頻率調(diào)節(jié)。傳統(tǒng)的VCO主要有兩種結(jié)構(gòu)，一種是通過反相器環(huán)形級聯(lián)電流饑餓型VCO。它主要靠反相器回路形成回路形成振蕩信號，再通過控制反相器開關(guān)電流實現(xiàn)調(diào)節(jié)頻率。另外一種是差分放大器級聯(lián)結(jié)構(gòu)的VCO，它主要靠差分放大器回路形成振蕩信號，再通過調(diào)節(jié)差放內(nèi)部負載管電流來調(diào)節(jié)輸出頻率，該電路與第一種電路相比有波形信號好，控制穩(wěn)定等特點。

但上述兩種主要電路都存在一個問題，即輸入的控制信號范圍較小，且不能為0。如輸入控制信號低于一定電壓值則振蕩器會停止工作，無振蕩信號輸出，即輸入控制信號存在死區(qū)。此外環(huán)形結(jié)構(gòu)如需要得到相對較低的輸出頻率則需要用到的環(huán)級較多，增大芯片面積。

實用內(nèi)容

本實用的實用目的在于：針對上述存在的問題，為了解決VCO輸入信號范圍較小，尤其是處于0電壓時輸出無波形的問題，本實用提供了一種基于電容恒流充放電實現(xiàn)的VCO電路。

本實用采用的技術(shù)方案是這樣的：

一種基于恒流充放電實現(xiàn)輸入信號滿幅的VCO電路，其中，由偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路、充放電控制電路和輸出驅(qū)動電路共五個子模塊組成；所述充放電控制電路、偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路和輸出驅(qū)動電路從左至右依次連接；所述偏置電路主要由電阻分壓模式完成，它為其它模塊提供偏置電壓；電壓比較器電路內(nèi)部由兩級放大器級聯(lián)組成，第一級為差分放大級，第二級為共源放大級；輸出驅(qū)動電路由CMOS推挽結(jié)構(gòu)組成。

進一步，所述充放電控制電路由六個場效應(yīng)管組成，所述六個場效應(yīng)管包括三個N型場效應(yīng)管和三個P型場效應(yīng)管。

進一步，所述參考電壓電路由三個場效應(yīng)管組成，所述三個場效應(yīng)管包括兩個N型場效應(yīng)管和一個P型場效應(yīng)管。

進一步，所述兩個N型場效應(yīng)管并聯(lián)，兩個N型場效應(yīng)管與一個P型場效應(yīng)管串聯(lián)。

綜上所述，由于采用了上述技術(shù)方案，本實用的有益效果是：

該電路輸入電壓范圍能夠?qū)崿F(xiàn)從0V到電源電壓的滿幅值輸入范圍，且在輸入控制信號為0V時仍有輸出信號，實現(xiàn)控制信號無死區(qū)。信號輸出最小頻率為315MHz。

附圖說明

下面結(jié)合附圖和實施例對本實用進一步說明。

圖1是本設(shè)計VCO整體電路框圖及連接關(guān)系；

圖2是恒流充放電電路；

圖3是可變輸出參考電壓電路；

圖4是充放電電路測試波形；

圖5是輸出頻率隨控制信號變化波形。

具體實施方式

現(xiàn)在結(jié)合附圖對本實用作進一步詳細的說明。這些附圖均為簡化的示意圖，僅以示意方式說明本實用的基本結(jié)構(gòu)，因此其僅顯示與本實用有關(guān)的構(gòu)成。

如圖1、2和3所示，一種基于恒流充放電實現(xiàn)輸入信號滿幅的VCO電路，其中，由偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路、充放電控制電路和輸出驅(qū)動電路共五個子模塊組成；所述充放電控制電路、偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路和輸出驅(qū)動電路從左至右依次連接；所述偏置電路主要由電阻分壓模式完成，它為其它模塊提供偏置電壓；電壓比較器電路內(nèi)部由兩級放大器級聯(lián)組成，第一級為差分放大級，第二級為共源放大級；輸出驅(qū)動電路由CMOS推挽結(jié)構(gòu)組成。

進一步，所述充放電控制電路由六個場效應(yīng)管組成，所述六個場效應(yīng)管包括三個N型場效應(yīng)管和三個P型場效應(yīng)管。

進一步，所述參考電壓電路由三個場效應(yīng)管組成，所述三個場效應(yīng)管包括兩個N型場效應(yīng)管和一個P型場效應(yīng)管。

進一步，所述兩個N型場效應(yīng)管并聯(lián)，兩個N型場效應(yīng)管與一個P型場效應(yīng)管串聯(lián)。

具體實施，本實用主體架構(gòu)采用電容恒流充放電回路實現(xiàn)震蕩功能，通過控制充放電電流大小來實現(xiàn)調(diào)節(jié)頻率的目的。整體電路共有偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路、充放電控制電路和輸出驅(qū)動電路共5個子模塊組成，其中電容充放電電路是核心模塊。如圖1上電后參考電壓會達到1.8V電壓，參考電壓點輸入到電壓比較器負端輸入端；此時電容極板為0V，電容極板電壓輸入電壓比較器正端輸入端。此時電壓比較器輸出低電平，充放電電路接收到電壓比較器的輸出低電平信號，對電容進行充電工作。當電容電壓上升超過1.8V時，電壓比較器輸出由低電平轉(zhuǎn)向高電平，充放電電路接收到高電平信號，工作狀態(tài)由充電轉(zhuǎn)為放電。同時電壓比較器輸出信號控制參考電壓電路輸出電壓由1.8V點轉(zhuǎn)向1.1V，以便維持電壓比較器輸出低電平信號，保證充放電電路持續(xù)放電工作狀態(tài)。當電容電壓低于1.1V時，電壓比較器又輸出低電平信號，參考電壓電路輸出由1.1V轉(zhuǎn)向1.8V，同時充放電電路接收到低電平信號給電容充電。反復(fù)循環(huán)形成振蕩。

如圖2充放電控制電路所示，在充放電電路中，REF11與REF22作為PM1和NM1的柵電壓，同時組成控制管MN1及MP1的柵電壓。這兩個電壓值分別為1.1V和2.2V，由偏置電路提供，以保證充電和放電過程中MP1和MN1的柵壓。

充放電電路輸入端的控制信號CDC信號是由電壓比較器傳輸過來的，它的信號只存在高/低兩種。理想情況下的最高值為3.3V，而最低電壓則為0V。但實際情況達不到。當輸入為低電平時MP0導(dǎo)通且線性區(qū)工作MN0截止，則開始充電，MP0設(shè)計工作在線性區(qū)，導(dǎo)通電阻較小，經(jīng)過MP0之的電流可以很大，MP1設(shè)計為飽和區(qū)工作。電流通過MP0到達MP1后，由于受到MP0限制，電流變到所需要的值，MP1和MN1所組成的電路結(jié)構(gòu)相當于構(gòu)成一個限制電流的“閘門”，同時令MP1及MN1源端電壓維持在1.1-1.8V電壓(電容正端電壓)以保持MP1和MN1飽和工作。當漏端電壓為由1.1V向1.8V轉(zhuǎn)變(充電)時，MP0漏端電壓約為3.3V，MP1則源漏倒置工作，且工作在飽和狀態(tài)，此時MN1工作在正常飽和狀態(tài)，但由于MN1的VGS較小，電流很小，一旦漏端電壓上升到超過1.3V后，MN1立刻由飽和轉(zhuǎn)向截止，因此在充電過程中可以看作僅僅由MP1在對電容進行恒流充電，而MN1不工作。同樣當放電過程時，可以看作由MN1在對電容進行恒流放電，而MP1不工作。

由于充放電電流為恒流，輸出的電流使得電容的電壓變化變?yōu)榫€性變化，因此電容的計算可由簡化為成線性方程而I＝Qt，因此其中V為電容兩端電壓，t為電容充放電時間，用1/F求得。從波形中可以看出充電時NMOS的電流非常的小，可以忽略不計，所以充電時的確主要依靠PMOS管。而放電時PMOS的電流可以忽略不計，放電時主要依靠NMOS管。

考慮到需要在實現(xiàn)電壓控制振蕩器的同時實現(xiàn)頻率的調(diào)節(jié)，因此在這里，加上了壓控的部分，使用一個NMOS管來實現(xiàn)。MN2作為調(diào)節(jié)占空比的MOS管。其中CT是NM2的柵電壓，它主要是控制占空比。壓空管主要通過改變電流的大小，從而改變周期，達到調(diào)頻的目的。此NMOS管和傳輸門中的NMOS管相當于并聯(lián)的關(guān)系，因此它所通過的電流大小為通過PMOS管和NMOS管之間的差值。

充放電控制電路在本設(shè)計中還包含了電容?？紤]到在工藝中MOS電容的電容值大于雙多晶電容，出于減小版圖面積考慮，這里用源漏襯短接的MOS代替普通電容。

圖3為參考電壓電路，在該電路中MN2和MP1這2個MOS管仍然是柵漏短接的連接關(guān)系，這里都做電阻使用。但MN1在這里根據(jù)FB信號的不同，它的狀態(tài)會處于導(dǎo)通和截止兩種狀態(tài)，當FB端信號為低電壓時，MN1截止，輸出參考電壓為MN2和MP1的分壓，這里設(shè)定為1.8V；當FB端信號為高電壓時，MN1導(dǎo)通，其導(dǎo)通電阻相當于和MN2并聯(lián)，從而降低了輸出電壓，這里設(shè)定為1.1V。

圖4為充放電電路單獨仿真波形，其中可以看到電容正極板電壓V由0V-3.3V變化，周期為6ns左右。仿真周期比實際設(shè)計振蕩周期長的原因是因為VCO實際運行過程中充放電的電壓變化范圍會比本仿真小，所以這里適當增加充放電周期。

當電容電壓由0V上升的時候，主要是MP1的電流在起作用，MN1雖然也有電流，但MN1的電流相對很小，可以認為電容充電過程是通過電流控制管MP1完成的；當電容電壓由3.3V下降到0V的過程時，情況正好相反，放電電流主要由MN1和MN2管提供，此時MP1電流幾乎為0，所以放電過程可以認為是通過NMOS管來控制的，具體原因在上文電路分析中已經(jīng)說過。

如圖5所示，這里要說明的是：在仿真波形中電容正極板電壓并非呈線性上升或者下降，流經(jīng)電流控制管的電流也并不是恒定電流。這主要是因為在充放電子電路單獨仿真的時候，由于作為電流控制管的MN1和MP1源端電壓不可控，電壓范圍可以從0V-3.3V，因此在這個仿真圖中就出現(xiàn)了非恒流充放電過程。但在實際使用的時候電流控制管MP1和MN1源端電壓變化只是從1.1V-1.8V變化，達不到0V-3.3V，故從仿真圖中可以清晰看到在電壓為1.1V-1.8V上升過程中，MP1電流基本處于恒定區(qū)為50uA，而電容正極板電壓在這一電壓段內(nèi)也是呈線性上升的；相反從1.8V-1.1V下降過程中，MN1和MN2的電流也基本處于恒定區(qū)，兩管電流總流量也為50uA，而此時電容正極板電壓下降曲線也是線性的。

以上述依據(jù)本實用的理想實施例為啟示，通過上述的說明內(nèi)容，相關(guān)工作人員完全可以在不偏離本項實用技術(shù)思想的范圍內(nèi)，進行多樣的變更以及修改。本項實用的技術(shù)性范圍并不局限于說明書上的內(nèi)容，必須要根據(jù)權(quán)利要求范圍來確定其技術(shù)性范圍。