本發(fā)明涉及集成電路驅(qū)動技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及應(yīng)用于需要可控硅調(diào)光的LED照明驅(qū)動行業(yè)的一種輸出開路保護(hù)電路、可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)及方法。

背景技術(shù)：

LED照明因具有節(jié)能、綠色、環(huán)保等優(yōu)點獲得了廣泛的應(yīng)用，逐漸取代傳統(tǒng)光源(白熾燈，鹵素?zé)舻?成為主流光源。在白熾燈時代，可控硅調(diào)光在北美和西歐地區(qū)普及率達(dá)到了90％以上，在房屋建造時已將可控硅調(diào)光器埋入照明線路中，無法輕松摘除。因此LED照明要在這些國家和地區(qū)取代白熾燈，必須兼容可控硅調(diào)光。除兼容性外，驅(qū)動器還必須具備輸出開路保護(hù)功能，以保證在驅(qū)動系統(tǒng)生產(chǎn)和燈具組裝時不會損壞元器件和燈珠。精準(zhǔn)的開路保護(hù)還可以降低對輸出電容的耐壓要求，降低系統(tǒng)成本。另外為了降低燈具成本，選用散熱稍差的結(jié)構(gòu)件，要求驅(qū)動系統(tǒng)具備過溫降輸出功率的功能。

現(xiàn)有的可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)具有如下缺點：1)輸出開路保護(hù)性能不佳，開路電壓不穩(wěn)定，需要選擇高耐壓的輸出電容，造成系統(tǒng)成本的上升，還可能在開路恢復(fù)時燒毀燈珠；2)芯片內(nèi)置的過溫降功率功能精度較差且無法調(diào)節(jié)，使得燈具散熱設(shè)計不具備彈性。

參考圖1，現(xiàn)有的升降壓拓?fù)淇煽毓枵{(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。所述的可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)包含：可控硅調(diào)光器11，整流橋堆12，儲能濾波電容Cin，用于衰減可控硅導(dǎo)通時LC振蕩的阻尼電阻Rd，由R0及C0組成的無源泄流電路，給驅(qū)動芯片13供電的電阻Rvcc，驅(qū)動芯片13電源VCC的旁路電容Cvcc，輸出開路電壓設(shè)定電阻Rovp，勵磁電感L0、二極管D0、電容Cout、功率MOS管M0、電壓采樣電阻Rcs；由L0、D0、Cout、M0、Rcs以及驅(qū)動芯片13組成的升降壓功率轉(zhuǎn)換電路驅(qū)動LED燈串14。

參考圖2，其為圖1所示可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)的工作波形示意圖，其中，Vin為輸入電壓，IL為電感L0上的電流，Imos為功率MOS管M0上的電流，Iac為輸入電流。所述的可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)采用開環(huán)控制：功率MOS管M0導(dǎo)通時，形成Vin-L0-M0-Rcs-GND的通路，電感L0開始勵磁，電感電流IL開始上升；當(dāng)IL上升到固定的峰值電流(Vcs/Rcs)或M0的導(dǎo)通時間達(dá)到預(yù)設(shè)的最長導(dǎo)通時間(Tonmax)時，M0關(guān)斷。M0關(guān)斷后，形成L0-D0-Cout的通路，電感L0開始退磁，IL開始下降；當(dāng)IL降至零時，L0退磁完成，此時M0再次導(dǎo)通，進(jìn)行又一次的能量轉(zhuǎn)換過程。

由圖2可以看出：當(dāng)輸入電壓Vin位于峰值附近時，M0為固定峰值電流(Vcs/Rcs)控制關(guān)斷，此時電感L0退磁時間Td：

Td＝Vcs/Rcs*L0/Vout；

當(dāng)輸入電壓Vin位于谷底處時，M0為最長導(dǎo)通時間(T_onmax)控制關(guān)斷，此時電感L0退磁時間Td：

Td＝Vin*Tonmax/Vout。

對于一個確定的驅(qū)動系統(tǒng)，Vcs、Rcs、Tonmax及L0都是固定的值。因此輸入電壓Vin位于峰值附近時，退磁時間Td只和輸出電壓Vout有關(guān)，而輸入電壓Vin位于谷底處時，退磁時間Td不僅和輸出電壓Vout有關(guān)，還和輸入電壓Vin有關(guān)。

輸出開路電壓設(shè)定電阻Rovp設(shè)定了輸出開路時的參考退磁時間Tovp：

Tovp＝K*Rovp，其中，K為常數(shù)，Rovp值越大，Tovp時間也越長。

參考圖3A-3B，其中，圖3A為圖1所示可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)中輸入電壓峰值處輸出電壓達(dá)到設(shè)定保護(hù)電壓時的輸出電壓波形示意圖，圖3B為圖1所示可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)中輸入電壓谷底處輸出電壓達(dá)到設(shè)定保護(hù)電壓時的輸出電壓波形示意圖；其中，Vin為輸入電壓，IL為電感L0上的電流，Vout為輸出電壓，Vovp為輸出開路電壓。當(dāng)實際退磁時間Td<Tovp時，判定輸出開路，停止M0的開關(guān)動作。由于Td在Vin峰值處只和Vout有關(guān)，該判斷只在Vin峰值處進(jìn)行，因此輸出開路電壓Vovp＝Vcs/Rcs*L0/Tovp，當(dāng)輸出電壓Vout在輸入電壓Vin峰值處達(dá)到了設(shè)定保護(hù)電壓，實際開路電壓等于設(shè)定值(如圖3A所示)。但如果在Vin谷底處Vout壓達(dá)到了設(shè)定保護(hù)點(圖3B)，由于這個區(qū)間不進(jìn)行判斷，輸出電壓Vout會繼續(xù)升高，直到下個工頻周期輸入電壓Vin峰值處才判斷，那么實際開路電壓會高于設(shè)定值(如圖3B所示)。開路電壓高于設(shè)定值會帶來如下隱患：需要選擇高耐壓的輸出電容Cout，造成系統(tǒng)成本的上升，還可能在開路恢復(fù)時燒毀LED燈珠。

參考圖4，其為圖1所示可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)中驅(qū)動芯片內(nèi)過溫降功率模塊示意圖。三極管Q0的基極和集電極短接并接到地，Q0的發(fā)射極連接到電流源Ib，Ib的另一端連接到驅(qū)動芯片的偏上電源引腳VDD。電流源Ib在三極管Q0上形成的壓降Vbe接到比較器CMP41的反相輸入端，CMP41的正相輸入端接參考電壓Vref。比較器CMP41的邏輯輸出為TSD信號，當(dāng)TSD為高時認(rèn)定驅(qū)動芯片過熱，關(guān)斷功率MOS管M0，停止能量傳遞；比較器CMP41的模擬輸出為電流Itsd，Itsd用于減小LED燈串的輸出電流，從而降低輸出功率。三極管的壓降Vbe呈負(fù)溫度特性，當(dāng)溫度較低時，Vbe遠(yuǎn)高于Vref，TSD為高電平，Itsd為零；隨著溫度的升高，Vbe逐漸減小，當(dāng)Vbe和Vref的差值達(dá)到設(shè)定值時，Itsd開始出現(xiàn)并隨溫度升高而增加，LED燈串的輸出電流開始減小，此時TSD為低電平；當(dāng)溫度進(jìn)一步升高，TSD變?yōu)楦唠娖?，停止M0的開關(guān)動作。該方式的缺點是三極管的壓降Vbe的偏差較大，從而降功率的起始溫度偏差很大，且無法通過外部調(diào)節(jié)，滿足不了客戶對散熱設(shè)計的彈性要求。

因此，需要對現(xiàn)有的可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)進(jìn)行改進(jìn)，以提升輸出開路電壓精度，降低系統(tǒng)成本，提高系統(tǒng)可靠性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于，針對現(xiàn)有技術(shù)中可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)存在的輸出開路保護(hù)性能不佳，開路電壓不穩(wěn)定，需要選擇高耐壓的輸出電容，造成系統(tǒng)成本的上升，還可能在開路恢復(fù)時燒毀燈珠，以及驅(qū)動芯片內(nèi)置的過溫降功率模塊精度較差且無法調(diào)節(jié)，使得燈具散熱設(shè)計不具備彈性的技術(shù)問題，提供一種輸出開路保護(hù)電路、可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)及方法，實現(xiàn)提升輸出開路電壓精度，降低系統(tǒng)成本，提高可靠性；以及通過提供外部可調(diào)的高起始溫度精度的過溫降功率模塊，降低燈具結(jié)構(gòu)件成本，為客戶散熱設(shè)計提供彈性。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供了一種輸出開路保護(hù)電路，應(yīng)用于可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)，所述輸出開路保護(hù)電路根據(jù)采樣信息，基于伏秒平衡原理獲取輸出電壓，進(jìn)而對輸出電壓進(jìn)行判斷以保持開路電壓不變，從而實現(xiàn)輸出開路保護(hù)，所述采樣信息為包含輸入電壓的信息。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明還提供了一種可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)，包括可控硅調(diào)光器、驅(qū)動芯片以及LED燈串，所述驅(qū)動系統(tǒng)進(jìn)一步包括輸入電壓采樣模塊，所述輸入電壓采樣模塊分別電性連接所述驅(qū)動系統(tǒng)的輸入電壓端以及所述驅(qū)動芯片的OVP引腳，所述輸入電壓采樣模塊用于采樣所述驅(qū)動系統(tǒng)的包含輸入電壓的信息，得到采樣信息，并將所述采樣信息送入所述驅(qū)動芯片；所述驅(qū)動芯片內(nèi)部進(jìn)一步設(shè)有輸出開路保護(hù)模塊，所述輸出開路保護(hù)模塊分別電性連接所述驅(qū)動芯片的OVP引腳以及GATE引腳，所述輸出開路保護(hù)模塊根據(jù)所述采樣信息，基于伏秒平衡原理獲取輸出電壓，進(jìn)而對輸出電壓進(jìn)行判斷以保持開路電壓不變，從而實現(xiàn)輸出開路保護(hù)。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明還提供了一種可控硅調(diào)光LED驅(qū)動方法，適用于可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)，所述驅(qū)動系統(tǒng)包括驅(qū)動芯片以及LED燈串，所述方法包括如下步驟：(1)采樣所述驅(qū)動系統(tǒng)的包含輸入電壓的信息，得到采樣信息，并所述采樣信息送入所述驅(qū)動芯片；(2)所述驅(qū)動芯片根據(jù)所述采樣信息，基于伏秒平衡原理獲取輸出電壓，進(jìn)而對輸出電壓進(jìn)行判斷以保持開路電壓不變，從而實現(xiàn)輸出開路保護(hù)。

本發(fā)明的優(yōu)點在于：在開路保護(hù)時，輸出電壓不受輸入電壓參數(shù)的影響，開路電壓不會變化；驅(qū)動芯片對輸入電壓峰值以及谷底都可以有效地判斷，從而有效控制驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管M0的開/關(guān)，提升了輸出開路電壓精度，降低系統(tǒng)成本，提高系統(tǒng)可靠性。進(jìn)一步通過NTC電阻采樣環(huán)境溫度，可以實現(xiàn)+/-3度的降功率起始溫度分布，相比于使用傳統(tǒng)的方法起始溫度分布可能多達(dá)+/-20度，NTC電阻可以實現(xiàn)高精度起始溫度且可調(diào)的過溫降功率功能，可以滿足客戶對低成本結(jié)構(gòu)件的需求。

附圖說明

圖1，現(xiàn)有的升降壓拓?fù)淇煽毓枵{(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2，為圖1所示可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)的工作波形示意圖；

圖3A，為圖1所示可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)中輸入電壓峰值處輸出電壓達(dá)到設(shè)定保護(hù)電壓時的輸出電壓波形示意圖；

圖3B，為圖1所示可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)中輸入電壓谷底處輸出電壓達(dá)到設(shè)定保護(hù)電壓時的輸出電壓波形示意圖；

圖4，為圖1所示可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)中驅(qū)動芯片內(nèi)過溫降功率模塊示意圖；

圖5，本發(fā)明所述的可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)一實施例的架構(gòu)示意圖；

圖6，本發(fā)明所述的輸出開路保護(hù)電路架構(gòu)示意圖；

圖7，本發(fā)明所述的輸出開路時序圖；

圖8，本發(fā)明所述的輸出開路保護(hù)電路第一實施例的示意圖；

圖9，本發(fā)明所述的輸出開路保護(hù)電路第二實施例的示意圖；

圖10，本發(fā)明所述的輸出開路保護(hù)電路第三實施例的示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明提供的輸出開路保護(hù)電路、可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)及方法做詳細(xì)說明。

參考圖5，本發(fā)明所述的可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)一實施例的架構(gòu)示意圖；圖中未示出與現(xiàn)有技術(shù)相同指出的元器件及其連接方式，具體省略了交流輸入電源、可控硅調(diào)光器、整流橋堆、儲能濾波電容Cin、用于衰減可控硅導(dǎo)通時LC振蕩的阻尼電阻Rd、由R0及C0組成的無源泄流電路，前述省略的元器件的連接方式可參見圖1，此處不再贅述。

所述的可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)，包括可控硅調(diào)光器(未示于圖中，但為必選元器件)、驅(qū)動芯片53、LED燈串54以及輸入電壓采樣模塊55；所述驅(qū)動芯片53內(nèi)部進(jìn)一步設(shè)有輸出開路保護(hù)模塊。所述輸入電壓采樣模塊55分別電性連接所述驅(qū)動系統(tǒng)的輸入電壓Vin端以及所述驅(qū)動芯片53的OVP引腳，所述輸入電壓采樣模塊55用于采樣所述驅(qū)動系統(tǒng)的包含輸入電壓的信息，得到采樣信息，并將所述采樣信息送入所述驅(qū)動芯片53；所述驅(qū)動芯片53的所述輸出開路保護(hù)模塊分別電性連接所述驅(qū)動芯片53的OVP引腳以及GATE引腳，所述輸出開路保護(hù)模塊根據(jù)所述采樣信息，基于伏秒平衡原理獲取輸出電壓，進(jìn)而對輸出電壓進(jìn)行判斷以保持開路電壓不變，從而實現(xiàn)輸出開路保護(hù)。所述輸出開路保護(hù)模塊的電路結(jié)構(gòu)以及工作原理詳見后述。

可選的，所述采樣信息為輸入電壓、輸入電壓與輸出電壓的和，或輸入電壓與輸出電壓的差三者其中之一。也即，所述采樣信息可以只是輸入電壓，也可是輸入電壓與輸出電壓的和，或是輸入電壓與輸出電壓的差。

其中，在采樣信息為輸入電壓時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：

Vout＝Vin*Tonmax/Td；

在采樣信息為輸入電壓和輸出電壓的和時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：

Vout＝(Vin+Vout)*Tonmax/(Td+Tonmax)；

在采樣信息為輸入電壓和輸出電壓的差時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：

Vout＝(Vin-Vout)*Tonmax/(Td-Tonmax)；

其中，Vout為輸出電壓，Vin為輸入電壓，Tonmax為所述驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管的預(yù)設(shè)最長導(dǎo)通時間，Td為所述驅(qū)動系統(tǒng)的勵磁電感的退磁時間。

可選的，在本實施例中，所述輸入電壓采樣模塊55包括：上分壓電阻Rovp1以及下分壓電阻Rovp2；所述上分壓電阻Rovp1一端電性連接所述輸入電壓Vin端，另一端電性連接所述下分壓電阻Rovp2的一端，同時電性連接所述驅(qū)動芯片53的OVP引腳；所述下分壓電阻Rovp2另一端接地。在本實施例中，所述輸入電壓采樣模塊55用于采樣所述驅(qū)動系統(tǒng)的輸入電壓Vin。

當(dāng)所述采樣信息僅為輸入電壓時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓Vout為：

Vout＝Vin*Tonmax/Td；

所述輸出開路保護(hù)模塊根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓為：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Vin；

而開路電壓判定條件為：Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

其中，Vovp為根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓，Vref為開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓，Rovp1為所述輸入電壓采樣模塊的上分壓電阻，Rovp2為所述輸入電壓采樣模塊的下分壓電阻。

將分壓獲取以及開路電壓判定條件對應(yīng)的公式代入Vout＝Vin*Tonmax/Td，從而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)；

即，在開路保護(hù)時，輸出電壓不受輸入電壓參數(shù)的影響，也即開路電壓不會變化。也即，驅(qū)動芯片對輸入電壓峰值以及谷底都可以有效地判斷，從而有效控制驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管M0的開/關(guān)，提升了輸出開路電壓精度，降低系統(tǒng)成本，提高系統(tǒng)可靠性。

參考圖6，本發(fā)明所述的輸出開路保護(hù)電路架構(gòu)示意圖。所述的輸出開路保護(hù)電路，用于根據(jù)采樣信息，基于伏秒平衡原理獲取輸出電壓，進(jìn)而對輸出電壓進(jìn)行判斷以保持開路電壓不變，從而實現(xiàn)輸出開路保護(hù)。其中所述采樣信息為包含輸入電壓的信息。

可選的，所述采樣信息為輸入電壓、輸入電壓與輸出電壓的和，或輸入電壓與輸出電壓的差三者其中之一。在所述采樣信息為輸入電壓時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：Vout＝Vin*Tonmax/Td；在所述采樣信息為輸入電壓與輸出電壓的和時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：Vout＝(Vin+Vout)*Tonmax/(Td+Tonmax)；在所述采樣信息為輸入電壓與輸出電壓的差時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：Vout＝(Vin-Vout)*Tonmax/(Td-Tonmax)；其中，Vout為輸出電壓，Vin為輸入電壓，Tonmax為所述驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管的預(yù)設(shè)最長導(dǎo)通時間，Td為所述驅(qū)動系統(tǒng)的勵磁電感的退磁時間。

如圖6所示，所述輸出開路保護(hù)電路包括電流輸出控制模塊61、第一電容C1、第二電容C2以及第一比較器CMP61。所述電流輸出控制模塊61，輸入端用于分別接收根據(jù)采樣信息獲取的分壓Vovp、開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref(即驅(qū)動芯片內(nèi)的開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓)以及功率開關(guān)信號Gate_ON，輸出端分別電性連接所述第一電容C1的第一端以及所述第二電容C2的第一端；電流輸出控制模塊61的輸出由功率開關(guān)信號Gate_ON控制。所述第一電容C1，第一端進(jìn)一步電性連接所述第一比較器CMP61的正向輸入端，第二端接地。所述第二電容C2，第一端進(jìn)一步電性連接所述第一比較器CMP61的反向輸入端，第二端接地。所述第一比較器CMP61，輸出端用于輸出開路保護(hù)判定信號OUT_OV；OUT_OV為高電平則判定輸出電壓達(dá)到開路保護(hù)電壓設(shè)定值，關(guān)斷驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管。其中，在所述功率開關(guān)信號Gate_ON為高電平時，所述電流輸出控制模塊61控制所述分壓Vovp產(chǎn)生電流為所述第一電容C1充電；在所述功率開關(guān)信號Gate_ON變?yōu)榈碗娖綍r，所述電流輸出控制模塊61停止為所述第一電容C1充電并控制所述開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref產(chǎn)生電流為所述第二電容C2充電；當(dāng)所述第二電容C2上的電壓等于所述第一電容C1上的電壓時，所述第一比較器CMP61輸出高電平的開路保護(hù)判定信號OUT_OV，判定輸出電壓達(dá)到開路保護(hù)電壓設(shè)定值并關(guān)斷所述驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管，實現(xiàn)輸出開路保護(hù)。

參考圖7，本發(fā)明所述的輸出開路時序圖。在第N個電壓采樣周期開始時(N_start)，所述功率開關(guān)信號Gate_ON為高電平，所述第一電容C1充電，VC1逐漸升高；所述功率開關(guān)信號Gate_ON變?yōu)榈碗娖綍r，所述第二電容C2充電，VC2逐漸升高；所述功率開關(guān)信號Gate_ON再次變?yōu)楦唠娖綍r，所述第一比較器CMP61比較所述第一電容C1與所述第二電容C2上的電壓并輸出開路保護(hù)判定信號OUT_OV，當(dāng)所述第二電容C2上的電壓等于所述第一電容C1上的電壓時，所述第一比較器CMP61輸出高電平的開路保護(hù)判定信號OUT_OV；所述功率開關(guān)信號Gate_ON再次變?yōu)榈碗娖綍r，所述第一電容C1與所述第二電容C2均放電清零，之后進(jìn)入第N+1個電壓采樣周期(N_end/N+1_start)；其中，N為正整數(shù)。

請一并參考圖6-7：t1時刻，第N個電壓采樣周期開始，Gate_ON為高；t1-t2時間段，由Vovp產(chǎn)生的電流(Vovp/R1)給C1充電，當(dāng)功率MOS管導(dǎo)通結(jié)束時，C1上的電壓VC1＝Vovp*Tonmax/R1/C1；t2時刻，Gate_ON變?yōu)榈碗娖?，Vovp停止為C1充電，VC1電壓保持；t2-t3時間段，Vref產(chǎn)生的電流(Vref/R1)給C2充電，當(dāng)功率MOS管關(guān)斷結(jié)束時，C2上的電壓VC2＝Vref*Td/R1/C2；t3時刻，Gate_ON變?yōu)楦唠娖?，C2充電結(jié)束；t3-t4時間段，CMP61比較VC1與VC2，并輸出開路保護(hù)判定信號OUT_OV，其中當(dāng)VC1＝VC2時，CMP61翻轉(zhuǎn)輸出高電平的開路保護(hù)判定信號OUT_OV，判定輸出電壓達(dá)到開路保護(hù)電壓設(shè)定值并關(guān)斷所述驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管，實現(xiàn)輸出開路保護(hù)；t4時刻，Gate_ON變?yōu)榈碗娖?，C1與C2均開始放電；t3-t4時間段，C1與C2均迅速放電清零；t5時刻，Gate_ON再次變?yōu)楦唠娖?，第N個電壓采樣周期結(jié)束，第N+1個電壓采樣周期開始。其中，R1為將相應(yīng)電壓轉(zhuǎn)換為電流的電阻。

比較器翻轉(zhuǎn)時，VC1＝VC2，即Vovp*Tonmax/R1/C1＝Vref*Td/R1/C2；令C1＝C2，則開路電壓判定條件為：Vovp*Tonmax＝Vref*Td。

當(dāng)，Rovp1和Rovp2組成的電阻分壓串僅采樣輸入電壓得到采樣信息，則驅(qū)動芯片根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Vin。

將Vovp的表達(dá)式代入開路電壓判定條件的公式中化簡得到：

Vin*Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Ton＝Vref*Td，

進(jìn)一步化簡可得：Vin＝Vref*Td/[Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Ton]。

而在采樣信息僅為輸入電壓時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：

Vout＝Vin*Tonmax/Td，

代入Vin的表達(dá)式化簡得到：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)。

這樣開路保護(hù)時，輸出電壓僅與驅(qū)動芯片內(nèi)的開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref以及Rovp1/Rovp2有關(guān)，不受輸入電壓參數(shù)的影響。也即開路電壓不會變化，從而驅(qū)動芯片對輸入電壓峰值以及谷底都可以有效地判斷。

參考圖8，本發(fā)明所述的輸出開路保護(hù)電路第一實施例的示意圖。在本實施例中，所述電流輸出控制模塊61進(jìn)一步包括2選1選擇器81、單入單出V-I(電壓-電流)轉(zhuǎn)換器82以及1選2選擇器83。所述2選1選擇器81，輸入端分別接收所述分壓Vovp、開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref以及功率開關(guān)信號Gate_ON，輸出端電性連接所述單入單出V-I轉(zhuǎn)換器82；所述單入單出V-I轉(zhuǎn)換器82，輸出端電性連接所述1選2選擇器8；所述1選2選擇器83，輸入端分別接收所述功率開關(guān)信號Gate_ON以及所述單入單出V-I轉(zhuǎn)換器82輸出的電流，輸出端分別電性連接所述第一電容C1的第一端以及所述第二電容C2的第一端。其中，在所述功率開關(guān)信號Gate_ON為高電平時，所述2選1選擇器81選擇所述分壓Vovp作為輸入，所述1選2選擇器83選擇所述第一電容C1作為輸出，以控制所述分壓Vovp產(chǎn)生電流(Vovp/R1)為所述第一電容C1充電；在所述功率開關(guān)信號Gate_ON變?yōu)榈碗娖綍r，所述2選1選擇器81選擇所述開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref作為輸入，所述1選2選擇器83選擇所述第二電容C2作為輸出，以控制所述開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref產(chǎn)生電流(Vref/R1)為所述第二電容C2充電。

參考圖9，本發(fā)明所述的輸出開路保護(hù)電路第二實施例的示意圖。在本實施例中，所述電流輸出控制模塊61進(jìn)一步包括第一單入單出V-I轉(zhuǎn)換器91以及第二單入單出V-I轉(zhuǎn)換器92；所述第一單入單出V-I轉(zhuǎn)換器91，輸入端分別接收所述分壓Vovp以及功率開關(guān)信號Gate_ON，輸出端電性連接所述第一電容C1的第一端；所述第二單入單出V-I轉(zhuǎn)換器92，輸入端分別接收所述開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref以及功率開關(guān)信號Gate_ON，輸出端電性連接所述第二電容C2的第一端；其中，在所述功率開關(guān)信號Gate_ON為高電平時，所述第一單入單出V-I轉(zhuǎn)換器91將所述分壓Vovp轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的電流(Vovp/R1)，以控制所述分壓Vovp產(chǎn)生電流為所述第一電容C1充電；在所述功率開關(guān)信號Gate_ON變?yōu)榈碗娖綍r，所述第二單入單出V-I轉(zhuǎn)換器將所述開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的電流(Vref/R1)，以控制所述開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref產(chǎn)生電流為所述第二電容C2充電。

參考圖10，本發(fā)明所述的輸出開路保護(hù)電路第三實施例的示意圖。在本實施例中，所述電流輸出控制模塊61進(jìn)一步包括多進(jìn)多出V-I轉(zhuǎn)換器101；所述多進(jìn)多出V-I轉(zhuǎn)換器101，輸入端分別接收所述分壓Vovp、開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref以及功率開關(guān)信號Gate_ON，輸出端分別電性連接所述第一電容C1的第一端以及所述第二電容C2的第一端；其中，在所述功率開關(guān)信號Gate_ON為高電平時，所述多進(jìn)多出V-I轉(zhuǎn)換器101將所述分壓Vovp轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的電流(Vovp/R1)，以控制所述分壓Vovp產(chǎn)生電流為所述第一電容C1充電；在所述功率開關(guān)信號Gate_ON變?yōu)榈碗娖綍r，所述多進(jìn)多出V-I轉(zhuǎn)換器101將所述開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的電流(Vref/R1)，以控制所述開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓Vref產(chǎn)生電流為所述第二電容C2充電。

繼續(xù)參考圖5，優(yōu)選的，所述驅(qū)動系統(tǒng)還包括過溫降功率模塊56，所述過溫降功率模塊56一端電性連接至所述驅(qū)動芯片53，另一端接地；所述過溫降功率模塊56用于采樣環(huán)境溫度并輸入至所述驅(qū)動芯片53，以實現(xiàn)過溫降功率。通過所述的過溫降功率模塊，可以在外部設(shè)置過溫降功率的起始溫度，從而提供了外部可調(diào)的過溫降功率功能，降低燈具結(jié)構(gòu)件成本，為客戶散熱設(shè)計提供了彈性。

可選的，所述過溫降功率模塊56包括溫度敏感元件。

具體的，在本實施例中，所述溫度敏感元件為NTC電阻，所述NTC電阻的過溫降功率起始溫度可調(diào)范圍為：+/-3度。NTC電阻是一個相對精度較高的溫度敏感元件，使用它采樣環(huán)境溫度可以實現(xiàn)+/-3度的降功率起始溫度分布，相比于使用傳統(tǒng)的方法起始溫度分布可能多達(dá)+/-20度，NTC電阻可以實現(xiàn)高精度起始溫度且可調(diào)的過溫降功率功能，可以滿足客戶對低成本結(jié)構(gòu)件的需求。

圖5僅示意性的給出本發(fā)明在可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)中的一種應(yīng)用方式，在該應(yīng)用中，所述采樣信息僅為輸入電壓。在其它應(yīng)用中，所述采樣信息可以為輸入電壓與輸出電壓的和，或者所述采樣信息可以為輸入電壓與輸出電壓的差。

在所述采樣信息為輸入電壓與輸出電壓的和時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：

Vout＝(Vin+Vout)*Tonmax/(Td+Tonmax)；

根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓為：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*(Vin+Vout)；

開路電壓判定條件為：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

從而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)*Td/(Td+Tonmax)；

即，在開路保護(hù)時，輸出電壓不受輸入電壓參數(shù)的影響；其中，Vout為輸出電壓，Vin為輸入電壓，Tonmax為所述驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管的預(yù)設(shè)最長導(dǎo)通時間，Td為所述驅(qū)動系統(tǒng)的勵磁電感的退磁時間，Vovp為根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓，Vref為開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓，Rovp1為所述輸入電壓采樣模塊的上分壓電阻，Rovp2為所述輸入電壓采樣模塊的下分壓電阻。

在所述采樣信息為輸入電壓與輸出電壓的差時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：

Vout＝(Vin-Vout)*Tonmax/(Td-Tonmax)；

根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓為：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*(Vin-Vout)；

開路電壓判定條件為：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

從而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)*Td/(Td-Tonmax)；

即，在開路保護(hù)時，輸出電壓不受輸入電壓參數(shù)的影響；其中，Vout為輸出電壓，Vin 為輸入電壓，Tonmax為所述驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管的預(yù)設(shè)最長導(dǎo)通時間，Td為所述驅(qū)動系統(tǒng)的勵磁電感的退磁時間，Vovp為所述輸入電壓采樣模塊根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓，Vref為開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓，Rovp1為所述輸入電壓采樣模塊的上分壓電阻，Rovp2為所述輸入電壓采樣模塊的下分壓電阻。

本發(fā)明還提供了一種可控硅調(diào)光LED驅(qū)動方法，適用于可控硅調(diào)光LED驅(qū)動系統(tǒng)，所述驅(qū)動系統(tǒng)包括驅(qū)動芯片以及LED燈串，所述方法包括如下步驟：1)采樣所述驅(qū)動系統(tǒng)的包含輸入電壓的信息，得到采樣信息，并所述采樣信息送入所述驅(qū)動芯片；2)所述驅(qū)動芯片根據(jù)所述采樣信息，基于伏秒平衡原理獲取輸出電壓，進(jìn)而對輸出電壓進(jìn)行判斷以保持開路電壓不變，從而實現(xiàn)輸出開路保護(hù)。在開路保護(hù)時，輸出電壓不受輸入電壓參數(shù)的影響，開路電壓不會變化。也即，驅(qū)動芯片對輸入電壓峰值以及谷底都可以有效地判斷，從而有效控制驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管的開/關(guān)，提升了輸出開路電壓精度，降低系統(tǒng)成本，提高系統(tǒng)可靠性。

可選的，所述采樣信息為輸入電壓、輸入電壓與輸出電壓的和，或輸入電壓與輸出電壓的差三者其中之一。

具體的，步驟(1)進(jìn)一步包括：過上分壓電阻以及下分壓電阻組成的分壓串獲取所述驅(qū)動系統(tǒng)的采樣信息并送入所述驅(qū)動芯片，其中，所述上分壓電阻一端電性連接所述驅(qū)動系統(tǒng)的輸入電壓端，另一端電性連接所述下分壓電阻的一端，同時電性連接所述驅(qū)動芯片的OVP引腳，所述下分壓電阻另一端接地。

可選的，在所述采樣信息為輸入電壓時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓Vout為：

Vout＝Vin*Tonmax/Td；

根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓為：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Vin；

開路電壓判定條件為：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

從而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)；

即，在開路保護(hù)時，輸出電壓不受輸入電壓參數(shù)的影響；其中，Vout為輸出電壓，Vin為輸入電壓，Tonmax為所述驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管的預(yù)設(shè)最長導(dǎo)通時間，Td為所述驅(qū)動系統(tǒng)的勵磁電感的退磁時間，Vovp為根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓，Vref為開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓，Rovp1為上分壓電阻，Rovp2為下分壓電阻。

可選的，在所述采樣信息為輸入電壓與輸出電壓的和時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：

Vout＝(Vin+Vout)*Tonmax/(Td+Tonmax)；

根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓為：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*(Vin+Vout)；

開路電壓判定條件為：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

從而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)*Td/(Td+Tonmax)；

即，在開路保護(hù)時，輸出電壓不受輸入電壓參數(shù)的影響；其中，Vout為輸出電壓，Vin為輸入電壓，Tonmax為所述驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管的預(yù)設(shè)最長導(dǎo)通時間，Td為所述驅(qū)動系統(tǒng)的勵磁電感的退磁時間，Vovp為根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓，Vref為開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓，Rovp1為上分壓電阻，Rovp2為下分壓電阻。

可選的，在所述采樣信息為輸入電壓與輸出電壓的差時，基于伏秒平衡原理獲取的輸出電壓為：

Vout＝(Vin-Vout)*Tonmax/(Td-Tonmax)；

根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓為：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*(Vin-Vout)；

開路電壓判定條件為：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

從而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)*Td/(Td-Tonmax)；

即，在開路保護(hù)時，輸出電壓不受輸入電壓參數(shù)的影響；其中，Vout為輸出電壓，Vin為輸入電壓，Tonmax為所述驅(qū)動系統(tǒng)的功率MOS管的預(yù)設(shè)最長導(dǎo)通時間，Td為所述驅(qū)動系統(tǒng)的勵磁電感的退磁時間，Vovp為根據(jù)所述采樣信息獲取的分壓，Vref為開路保護(hù)基準(zhǔn)電壓，Rovp1為上分壓電阻，Rovp2為下分壓電阻。

優(yōu)選的，所述驅(qū)動方法進(jìn)一步包括：3)采樣環(huán)境溫度并輸入至所述驅(qū)動芯片，以實過溫降功率。

具體的，步驟(3)進(jìn)一步包括：通過溫度敏感元件采樣環(huán)境溫度并輸入至所述驅(qū)動芯片。

具體的，所述溫度敏感元件為NTC電阻，所述NTC電阻的過溫降功率起始溫度可調(diào)范圍為：+/-3度。NTC電阻是一個相對精度較高的溫度敏感元件，使用它采樣環(huán)境溫度可以實現(xiàn)+/-3度的降功率起始溫度分布，相比于使用傳統(tǒng)的方法起始溫度分布可能多達(dá)+/-20度，NTC 電阻可以實現(xiàn)高精度起始溫度且可調(diào)的過溫降功率功能，可以滿足客戶對低成本結(jié)構(gòu)件的需求。

以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤飾，這些改進(jìn)和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。