專利名稱：具有切換電抗元件的振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用來產(chǎn)生時鐘信號的裝置。
用于電視接收機(jī)和錄像機(jī)信號源的、具有諸如在屏幕上顯示文本和畫中畫之類特點(diǎn)的數(shù)字視頻信號處理系統(tǒng)，可能需要相位鎖定于行同步信號上的時鐘信號，這種時鐘信號稱為行鎖定時鐘。為了產(chǎn)生行鎖定時鐘，形成鎖相環(huán)(PLL)，用作大規(guī)模CMOS視頻信號處理集成電路中的結(jié)構(gòu)單元，可能是有利的。在這樣的PLL中，具有抖動小于2ns、范圍為25～40MHz的時鐘頻率，可能是合乎理想的。這樣的PLL中，離開芯片的各分量只利用一條引出腿，可能是合乎理想的。NTSC、PAL和SECAM中的每一種制式都利用該P(yáng)LL系統(tǒng)，可能也是合乎理想的。
利用在沒有時基校正的廉價用戶錄像機(jī)中遇到的輸入同步信號來操作PLL，可能更是有利的，在這樣的錄像機(jī)中，行同步的相位可能周期性地發(fā)生顯著變化，以致時鐘信號跟蹤于這樣的同步信號。迅速地減小相位和頻率誤差，并且，當(dāng)PLL進(jìn)入相位鎖定時使過調(diào)節(jié)和抖動為最小，可能是更合乎理想的。另外，PLL能夠鑒別輸出時鐘相位/頻率的真誤差、與噪聲脈沖串混雜在輸入行同步信號中或者同步脈沖偶然丟失所引起的誤差，可能是合乎理想的。
實(shí)施本發(fā)明一個特點(diǎn)的PLL系統(tǒng)利用對RC壓控振蕩器進(jìn)行數(shù)字和模擬控制，使輸出時鐘相對于輸入行同步信號達(dá)到和保持相位鎖定。取決于輸出時鐘相位和頻率誤差的大小和一改性，系統(tǒng)自動地選擇靈敏度不同的例如5種操作控制方式之一。操作的控制方式使得大誤差形成大的、或粗的校正動作，小誤差形成小的、或細(xì)的校正動作。
在實(shí)施本發(fā)明不同特點(diǎn)的PLL中，根據(jù)有選擇地耦合到振蕩器正反饋通路的切換電容器，控制振蕩器輸出信號的頻率。給定的切換電容器組從振蕩器輸出信號的整個頻率范圍中，選擇已選定的相應(yīng)的部分頻率范圍。通過改變切換電容器的選擇，改變振蕩器頻率的那部分頻率范圍。在給定的部分頻率范圍內(nèi)，利用控制信號、不改變切換電容器的選擇，振蕩器輸出信號的頻率就是可變的?？刂菩盘栔荒茉谡麄€頻率范圍的有限部分內(nèi)改變振蕩器的頻率。因此，提供了穩(wěn)定性和噪聲抗擾度。振蕩器輸出信號的抖動也有利地減小了。因此，振蕩器可以利用能夠制作在集成電路中的電容器來實(shí)現(xiàn)。集成電路還可以包括振蕩器的其余有源電路元件。當(dāng)在行同步信號與振蕩器輸出信號之間出現(xiàn)大的頻率誤差時，PLL在粗的頻率校正方式下操作。
根據(jù)本發(fā)明的另一特點(diǎn)，在以順序方式出現(xiàn)的電容器切換的每一個步驟中，根據(jù)頻率誤差的方向，把一對預(yù)定的切換電容器都耦合到正反饋通路上，或者，都與正反饋通路去耦。在一系列切換步驟的每一個步驟中，振蕩器輸出信號的頻率沿同一個方向漸進(jìn)地或單調(diào)地改變，一直到頻率誤差改變方向。當(dāng)頻率誤差改變方向時，停止在粗的頻率校正方式下操作，剩余的頻率誤差相當(dāng)小。單調(diào)地改變振蕩器輸出信號的頻率有利地簡化了PLL的控制。因?yàn)樵诿恳粋€步驟中頻率改變的方向并不取決于例如電容器的容限。
一種實(shí)施本發(fā)明再一個特點(diǎn)、用來產(chǎn)生鎖定于輸入信號上的振蕩信號的設(shè)備，包括放大器。提供若干個有選擇地耦合到放大器輸出端與輸入端之間形成的正反饋通路中的切換電抗元件。振蕩信號的頻率是從根據(jù)切換電抗元件選擇的頻率范圍的相應(yīng)部分中選定的。測量振蕩信號與輸入信號之間的頻率誤差。產(chǎn)生耦合到與切換電抗元件有關(guān)的切換裝置上的第一切換控制信號，以便根據(jù)頻率誤差選擇切換電抗元件。當(dāng)頻率誤差超過第一數(shù)值時，在粗的頻率校正操作方式的切換步驟中，改變切換電抗元件的選擇，以便在相繼的切換步驟中漸進(jìn)地減小頻率誤差。為了在頻率范圍的相應(yīng)部分中改變振蕩信號的頻率，產(chǎn)生耦合到放大器控制輸入端上的第二控制信號。當(dāng)頻率誤差不超過第一數(shù)值時，不改變切換電抗元件的選擇，在細(xì)的誤差校正操作方式下校正頻率誤差。


圖1示出實(shí)施本發(fā)明一個方面的鎖相環(huán)(PLL)的方框圖；圖2A、2B和2C示出圖1的PLL中可編程序切換的RC壓控振蕩器的詳細(xì)原理圖；圖3示出圖2A～2C振蕩器中的切換電容器裝置；圖4示出在說明圖2A～2C裝置時有用的波形；圖5示出在說明圖1中PLL的操作時有用的流程圖；圖6、7A和7B示出圖1中PLL的各部分較詳細(xì)的圖；圖8為在說明圖1中解碼器的操作時有用的表；圖9a～9c為在說明圖1中PLL的操作時有用的波形；圖10示出圖1中PLL的供給泵原理圖11示出圖1中PLL的鑒相器詳細(xì)原理圖；圖12a～12g示出在說明圖11中鑒相器操作時有用的波形；以及圖13a～13d示出在說明圖1中PLL的供給泵操作時有用的波形。
圖1示出實(shí)施本發(fā)明一個方面的鎖相環(huán)電路(PLL)100的方框圖。把例如從電視接收機(jī)視頻檢波器(圖中未示出)得到的基帶視頻信號VIDEO-IN(視頻輸入)，耦合到傳統(tǒng)的同步分離器50上，該同步分離器50產(chǎn)生頻率為行偏轉(zhuǎn)頻率fH、具有周期H的行同步信號HSRef，該行偏轉(zhuǎn)頻率fH例如在NTSC標(biāo)準(zhǔn)中為15734Hz。
通過把可編程序阻容(RC)型壓控振蕩器(RCVCO)53中產(chǎn)生的、PLL 100的輸出信號Clk分頻，在可編程序N分頻計(jì)數(shù)器52的輸出端上產(chǎn)生了振蕩信號ClkDiv。輸出信號Clk可用于電視接收機(jī)中視頻信號處理的很多級(圖中未示出)上。在穩(wěn)態(tài)操作下，信號Clk的頻率等于NfH。數(shù)值N表示信號Clk的頻率與信號ClkDiv的頻率之比。數(shù)值N是可選的，其范圍為750～2600，數(shù)值N由恒定的數(shù)字字信號Nset來提供，把Nset耦合到計(jì)數(shù)器52上，以便在信號ClkDiv的每一個周期內(nèi)對計(jì)數(shù)器52預(yù)置一次。
圖2A、2B和2C示出圖1中RCVCO53的原理圖。在圖1和2A～2C中，相同的符號和數(shù)字表示相同的器件或功能。圖2B的RCVCO 53包括由一對晶體管MP9和MP10形成的差分放大器531。電流源晶體管MP8在每一個晶體管MP9中產(chǎn)生相應(yīng)的源極電流。放大器531包括晶體管MP9和MP10各自的負(fù)載電阻R5和R6。類似地，圖2C的差分放大器532由晶體管MP11、MP12和MP13以及負(fù)載電阻R7和R8形成。把在放大器531的負(fù)載電阻R5和R6上產(chǎn)生的一對信號X2a和X1a，分別通過一對額定地產(chǎn)生相同相移的RC延時網(wǎng)絡(luò)533a和533b，耦合到晶體管MP12和MP13的控制極上。在粗的頻率校正操作方式下，網(wǎng)絡(luò)533a或533b產(chǎn)生的相移是可控的，正如以后將要說明的那樣。該相移部分地決定了信號Clk的振蕩頻率。
延時網(wǎng)絡(luò)533a包括電阻R1A和不切換電容器C1A。還把切換電容器組SWA(0)耦合到電容器C1A上。在電容器C1A與電阻R1A的連接端TA(0)a上，產(chǎn)生了已延時信號TA(0)。把信號TA(0)通過電阻R2A耦合到電容器C2A上。還把切換電容器組SWA(1)耦合到電容器C2A上。在電容器C2A上，產(chǎn)生了已延時信號TA(1)。信號TA(1)已相對于信號TA(0)延時。類似地，網(wǎng)絡(luò)533b包括電阻R1B、電容器C1B和產(chǎn)生信號TB(0)的組SWB(0)。網(wǎng)絡(luò)533b包括電阻R2B、電容器C2B和產(chǎn)生信號TB(1)的組SWB(1)。
把在放大器532的負(fù)載電阻R7和R8上分別產(chǎn)生的、圖2c的一對信號Y1和Y2，分別通過額定地產(chǎn)生相同相移的RC延時網(wǎng)絡(luò)534b和534a耦合起來。網(wǎng)絡(luò)534a和534b以類似于網(wǎng)絡(luò)533a和533b的方式操作。網(wǎng)絡(luò)534a包括電阻R3A、電容器C3A和產(chǎn)生延時信號TA(2)的組SWA(2)。把信號TA(2)通過電阻R4A耦合到電容器C4A上，并且，耦合到產(chǎn)生已延時信號TA(3)的組SWA(3)上。把信號TA(3)通過電阻R5A和電容器C5A進(jìn)一步延時，以產(chǎn)生已進(jìn)一步延時的信號TA(4)。類似地，延時網(wǎng)絡(luò)534b包括分別類似于電阻R3A、R4A和R5A的電阻R3B、R4B和R5B，以及分別類似于電容器C3A、C4A和C5A的電容器C3B、C4B和C5B。網(wǎng)絡(luò)534b產(chǎn)生分別類似于信號TA(2)、TA(3)和TA(4)的已延時信號TB(2)、TB(3)和TB(4)。
把信號TB(3)和TA(3)分別耦合到圖2A中模擬乘法器535的一對晶體管MP3和MP2的控制極上。類似地，把已分別相對于信號TB(3)和TA(3)延時的信號TB(4)和TA(4)，分別耦合到圖2A中乘法器533的一對晶體管MP7和MP6的控制極上。
在乘法器535中，晶體管MP2和MP3形成具有可控增益的差分放大器535a。類似地，晶體管MP6和MP7形成具有可控增益的差分放大器535b。放大器535a和535b的增益，按照形成差分放大器535c的一對晶體管MP1和MP2所產(chǎn)生漏極電流的變化，沿相反方向變化。晶體管MP1和MP2的漏極電流，按照晶體管MP1與MP5控制極之間的電壓差，沿相反方向變化。
在晶體管MP1的控制極上，產(chǎn)生了恒定的直流基準(zhǔn)電壓VREF。在圖2A中晶體管MP5的控制極上產(chǎn)生了在圖1的供給泵控制極54中產(chǎn)生的控制輸出信號VCOCV，以便在細(xì)的誤差校正操作方式下控制信號Clk的頻率/相位，正如以后將要說明的那樣。
把晶體管MP2的漏極耦合到晶體管MP6的漏極上，以產(chǎn)生和信號X1。在一對并聯(lián)耦合的負(fù)載電阻R10和R12上產(chǎn)生了信號X1，把信號X1耦合到圖2B中放大器531的晶體管MP10的控制極上。類似地，把圖2A中晶體管MP3的漏極耦合到晶體管MP7的漏極上，以產(chǎn)生和信號X2。在一對負(fù)載電阻R11和R13上產(chǎn)生了信號X2，把信號X2耦合到圖2B中放大器531的晶體管MP9的控制極上。
通過晶體管MP2的信號增益，例如以與通過晶體管MP6相反的方式而改變。信號X1的相移由一對信號的矢量和來決定，這對信號具有分別由晶體管MP2與MP6中漏極電流之間所產(chǎn)生的相位差。這樣，當(dāng)耦合到放大器535c上的模擬信號VCOCV以漸進(jìn)方式變化時，信號X1的相移以細(xì)的或漸進(jìn)的方式而變化。類似地，信號X2的相移也按照信號VCOCV，以細(xì)的或漸進(jìn)的方式而變化。相對于信號X2，信號X1額定地處于反相位。改變信號X1或X2的相移使RCVCO 53和信號Clk的振蕩頻率改變，正如以后將要說明的那樣。
使信號Clk實(shí)現(xiàn)寬的頻率范圍(例如25～40MHz)，并且，把RC延時網(wǎng)絡(luò)中的容限、溫度變化和老化補(bǔ)償?shù)簦赡苁呛虾趵硐氲摹C延時網(wǎng)絡(luò)利用集成電路制造技術(shù)在RCVCO 53中形成。
在粗的頻率校正操作方式下，可以步進(jìn)地提高或降低RCVCO 53的頻率。例如，在上電以后，粗的頻率校正方式可以立刻出現(xiàn)。為了提供粗的頻率校正方式，提供了上述4個切換電容器組SWA(i)。假定，指定切換電容器組的參數(shù)“i”為0～3的4個值。把切換電容器組SWA(i)耦合到產(chǎn)生信號TA(i)(參看前述)的4個相應(yīng)端子上。這樣，把給定的組SWA(i)耦合到由同一個“i”值指定的信號TA(i)的相應(yīng)端子上。類似地，把上述4個切換電容器組SWB(i)耦合到產(chǎn)生信號TB(i)(參看前述)的相應(yīng)4個端子上。用同樣的方法，假定參數(shù)“i”為0～3的值。
每一個組SWA(i)，例如圖2B的組SWA(0)包括8個并聯(lián)耦合的切換電容器裝置。一個給定組SWA(i)的給定切換電容器裝置由圖3所示，與相應(yīng)電容器CA(4j＋i)串聯(lián)耦合的晶體管開關(guān)SA(4j＋i)形成。在圖1、2A～2C和3中，相同的符號和數(shù)字表示相同的器件或功能。對于圖2B和2C的一個給定組SWA(i)，參數(shù)j有選擇地假定為0～7這8個值之一。
把圖3中給定的晶體管開關(guān)SA(4j＋i)與相應(yīng)電容器CA(4j＋i)串聯(lián)耦合起來，使得“i”值對開關(guān)SA(4j＋i)和對電容器C(4j＋i)是共同的，“j”值對它們也是共同的。類似地，圖2B和2C的每一個組SWB(i)包括8個并聯(lián)耦合的晶體管、切換電容器裝置，正如例如組SWA那樣。每一個這樣的8個裝置由與電容器CB(4j＋i)串聯(lián)耦合的、圖3的晶體管開關(guān)SB(4j＋i)形成。
在圖2B和2C中，由共同“i”值指定的每一對組SWA(i)和SWB(i)[正如例如組SWA(0)和SWB(0)那樣]內(nèi)，8個控制信號CF(4j＋i)控制相應(yīng)的也是由共同“i”值和共同“j”值指定的8對晶體管開關(guān)SA(4j＋i)和SB(4j＋i)。信號CF(4j＋i)以以后將要描述的方式產(chǎn)生。這樣，總共32對開關(guān)SA(4j＋i)和SB(4j＋i)分別由32個控制信號CF(4j＋i)控制。對于圖3中給定的一對開關(guān)SA(4j＋i)和SB(4j＋i)，以及對于控制這樣的開關(guān)對的控制信號CF(4j＋i)，“i”值是相同的。對于給定的一對開關(guān)SA(4j＋i)和SB(4j＋i)，以及對于控制這樣的對的控制信號CF(4j＋i)，“j”值也是共同的。
當(dāng)給定的控制信號CF(4j＋i)假定為“真”(TRUE)狀態(tài)時，就把相應(yīng)組SWA(i)的相應(yīng)電容器CA(4j＋i)和相應(yīng)組SWB(i)的相應(yīng)電容器CB(4j＋i)切入(Switched in)，或者通過一對開關(guān)SA(4j＋i)和SB(4j＋i)把它們耦合到分別產(chǎn)生信號TA(i)和TB(i)的端子上。由此，呈現(xiàn)出相位延時增大，圖2C中信號Clk的振蕩頻率相應(yīng)降低。另一方面，當(dāng)圖3中給定的控制信號CF(4j＋i)假定為“假”(FALSE)狀態(tài)時，就把相應(yīng)一對電容器斷開或去耦，使圖2c中信號Clk的振蕩頻率提高。
圖2A的電流鏡像基準(zhǔn)電路537包括提供小起動電流(例如1μA)的PMOS晶體管MP20。該起動電流使端子NB上的電壓電平開始上升到晶體管MN10的門限電壓，一般為0.8伏。在由晶體管MP23、MP24、MP13和MP14形成的平衡PMOS電流鏡像放大器中，把端子NR上的電壓和端子NB上的電壓加以比較。
把來自端子NF的負(fù)反饋加到晶體管MP12的控制極上，強(qiáng)制端子NR和NB上的電壓相等。因此，電阻R1中流動的電流正比于端子NB上的電壓。一旦電流在電阻R1、晶體管MP12和晶體管MP22中開始流動，附加電流則流入端子NB，這使端子NB上的電壓增大到約1.5伏的電平。這樣，在晶體管MP22中流動的基準(zhǔn)電流額定為0.25mA。
把在晶體管MP22漏極上產(chǎn)生的、電流鏡像基準(zhǔn)電路537的輸出電壓CS1耦合到圖2B中晶體管MP4和MP8以及圖2c中晶體管MP11的控制極上。結(jié)果是，在圖2A中晶體管MP4內(nèi)流動的電流額定為3mA，在以晶體管MP8和MP11為源的每一個放大器中流動的電流為1.5mA。圖2A的電路537保持振蕩器的頻率相對于電源電壓變化的穩(wěn)定性。模擬實(shí)驗(yàn)表明，對電源電壓變化的靈敏度為0.9％/V，對溫度變化的靈敏度為-0.012％/℃。
圖2A～2C的RCVCO 53以差分對稱方式構(gòu)成。規(guī)定第一正反饋通路的信號X2、Y1、TA(0)、TA(1)、TB(2)、TB(3)和TB(4)，相對于規(guī)定第二正反饋信號通路的信號X1、Y2、TB(0)、TB(1)、TA(2)、TA(3)和TA(4)分別為差分對稱的。因此，當(dāng)圖2A中例如放大器535 a和535b的增益改變或者當(dāng)出現(xiàn)溫度變化時，一對差分對稱信號(正如例如信號Y1與Y2那樣)之間的相位差并不改變。RCVCO53以由各對正反饋通路中的總相移決定的頻率振蕩。
正如前面所說明的那樣，根據(jù)本發(fā)明的一個特點(diǎn)，圖2A～2C的一對電容器CA(4j＋i)和CB(4j＋i)同時切入或同時斷開。因此，在粗的頻率誤差校正方式的每一個步驟中，差分對稱性結(jié)構(gòu)有利地不受影響。
圖4示出，當(dāng)信號CF(4j＋i)把RCVCO 53中全部切換電容器去耦，形成信號Clk的最高頻率或者最小周期(例如19.62ns)時，圖1中信號Y1和Y2模擬波形的例子。在圖1、2A～2C、3和4中，相同的符號和數(shù)字表示相同的器件或功能。
如圖4所示，信號Y1與Y2的大小近似相等，相位彼此相差180°。因?yàn)榻Y(jié)構(gòu)是差分對稱的，所以，信號Y1與Y2為差分對稱信號。這樣，當(dāng)信號Y1和Y2的瞬時值同時為同一值時出現(xiàn)的信號Y1與Y2的交點(diǎn)，例如CO點(diǎn)，出現(xiàn)于反相位上。由于上述差分對稱結(jié)構(gòu)，交點(diǎn)CO在時間上的間隔有利地近似相等。因?yàn)閷ΨQ結(jié)構(gòu)，所以，信號Clk的占空因數(shù)有利地不受增益變動和溫度引起元件變動的影響。因此，圖2C中接受信號Y1和Y2、由晶體管MP15、MP16、MN20和MN21，以及門電路U1和U2形成的，簡單的“差分到單端”的轉(zhuǎn)換電路536產(chǎn)生占空因數(shù)約為50％的信號Clk。而且，差分對稱結(jié)構(gòu)提供改善了的共模噪聲抑制。
RCVCO 53的實(shí)測噪聲帶寬在350Hz時為-30dB。RCVCO53在1秒鐘內(nèi)的短期穩(wěn)定性約為±150Hz或者20ppm，這相當(dāng)于在一行周期H(63.5μs)內(nèi)抖動1.3ns。
為了控制RCVCO 53的頻率，把圖1的同步信號HSRef耦合到頻率檢測器和控制級55上。圖5示出，在說明圖1中PLL100的操作時有用的流程圖。圖6、7A和7B以較詳細(xì)的方框圖示出圖1中級55的相應(yīng)各部分。在圖1、2A～2C、3～6、7A和7B中，相同的符號和數(shù)字表示相同的器件或功能。
在圖6所示級55的那一部分中，把信號HSRef耦合到13比特計(jì)數(shù)器56的輸入端子Clear/Enable(清零/允許)上。把圖1中RCVCO 53的信號Clk耦合到圖6中計(jì)數(shù)器56的輸入端子CLOCK(時鐘)上。圖9a和9b分別示出圖6中信號ClkDiv和HSRef脈沖的例子。在圖1、2A～2C、3～6、7A、7B和9A～9C中，相同的符號和數(shù)字表示相同的器件或功能。
圖6的計(jì)數(shù)器56計(jì)數(shù)在給定周期H期間內(nèi)出現(xiàn)的信號Clk的脈沖，并且，稱之為圖9b中時間間隔MEASUREMENT(測量)。在時間間隔MEASUREMENT結(jié)束時，圖6的計(jì)數(shù)器56包括一個二進(jìn)制字信號NCL。信號NCL的數(shù)值等于，在信號HSRef的給定周期期間內(nèi)出現(xiàn)的時鐘脈沖或信號Clk周期的個數(shù)。這樣，信號NCL包括信號Clk的頻率與信號HSRef的頻率之比。
把信號NCL耦合到減法器65上，減法器65通過形成信號NSET的數(shù)值與信號NCL的數(shù)值之差而產(chǎn)生一個二進(jìn)制字信號Nerr。信號NSET是一個恒定的二進(jìn)制字，如前所述，該二進(jìn)制字等于信號Clk的頻率與信號ClkDiv的頻率之比。當(dāng)時序控制信號CLKH出現(xiàn)時，把信號Nerr存儲到鎖存器57中。信號CLKH緊接在測量和產(chǎn)生信號Nerr的信號HSRef的那個周期H的期間之后，立刻出現(xiàn)。
把已饋存的信號Nerr，從鎖存器57的輸出端讀出，作為輸出信號NERR。誤差信號NERR的數(shù)值等于在圖9b中信號HSRef的給定周期MEASUREMENT期間內(nèi)出現(xiàn)的信號Clk的時鐘周期個數(shù)與在圖9a中信號ClkDiv的周期期間內(nèi)出現(xiàn)的圖6中信號Clk的時鐘周期個數(shù)之差。例如，當(dāng)圖1的PLL 100處于相位鎖定狀態(tài)下時，這樣的差值為零，表示沒有誤差。這樣，信號NERR表現(xiàn)出有關(guān)周期或頻率的誤差。在圖5流程圖的流程通路197中，描述了產(chǎn)生信號NERR的測量操作。
把圖6中頻率誤差的指示信號NERR耦合到圖7A中產(chǎn)生二進(jìn)制字信號｜Nerr｜的絕對值形成級58的輸入端上。信號｜Nerr｜等于信號NERR的絕對值。在比較器59中，把信號｜Nerr｜與恒定數(shù)值字信號THRESHOLD_1(門限1)加以比較，THRESHOLD_1等于字信號NSET大小的8％。信號ClkDiv的所需周期長度包括在字信號NSET內(nèi)。當(dāng)通過信號Clk的時鐘周期個數(shù)進(jìn)行測量的、信號ClkDiv周期長度的誤差大于信號ClkDiv所需周期長度的8％時，比較器59產(chǎn)生字信號59a。
把信號59a耦合到6比特計(jì)數(shù)器的復(fù)位輸入端RESET(復(fù)位)上，當(dāng)允許在計(jì)數(shù)器61中計(jì)數(shù)時，在時鐘信號ClkDiv的每一個周期內(nèi)，計(jì)數(shù)器61升計(jì)數(shù)一次。計(jì)數(shù)器61產(chǎn)生信號61a，即計(jì)數(shù)器61的最高有效位MSB。當(dāng)產(chǎn)生了信號59a時，允許在計(jì)數(shù)器61中計(jì)數(shù)。
把信號61a通過或門62耦合到觸發(fā)器63的“J”輸入端上。如果緊接在信號ClkDiv之前32個周期H的每一個周期內(nèi)、以信號｜Nerr｜的數(shù)值提供的、信號ClkDiv周期長度的誤差大于所需周期長度的8％，觸發(fā)器63的輸出信號CFR就達(dá)到TRUE狀態(tài)了。
只要圖9a中信號ClkDiv的這樣32個周期H并來過去，圖1的RCVCO53就不受影向，稱之為空方式操作，在圖5流程圖的通路194中描述了這種方式。這種空方式以防止例如在整個場消隱期間(VBI)內(nèi)出現(xiàn)粗的頻率校正方式的形式有利地出現(xiàn)了。在場消隱期間內(nèi)，圖1的均衡脈沖EP出現(xiàn)了。脈沖EP的周期為周期H的一半。因此，圖1的信號HSRef中的衡脈沖EP產(chǎn)生的圖7A中誤差信號｜Nerr｜之值大于所需周期長度的8％。然而，因?yàn)閳D1中均衡脈沖EP的個數(shù)少于32個，所以，圖7A的計(jì)數(shù)器61和“或”門62防止了在整個場消隱期間內(nèi)信號CFR到達(dá)TRUE狀態(tài)。因此，防止了在粗的頻率校正方式下操作?？辗绞讲僮鞯慕Y(jié)果是，在整個垂直場消隱或回掃期間內(nèi)，使RCVCO 53的相位有利地不受干擾。
假定誤差信號｜Nerr｜大于所需周期長度8％的信號CklDiv的周期個數(shù)超過32個，這種狀態(tài)表現(xiàn)出大的頻率誤差并不是由于操作于場消隱期間內(nèi)。因此，圖7A中觸發(fā)器63的信號CFR將以TRUE狀態(tài)產(chǎn)生。當(dāng)產(chǎn)生信號CFR時，就使圖1的PLL 100在粗的頻率誤差校正操作方式下操作。在粗的頻率誤差校正方式下操作的期間內(nèi)，RCVCO 53中粗的頻率誤差在各切換步驟中順序地減小。產(chǎn)生信號CFR的方法在圖5流程圖的流程通路197、200、201、196和199中示出。
圖10示出圖1中供給泵54較詳細(xì)的圖。在圖1、2A～2C、3～6、7A、7B、9a～9c和10中，相同的符號和數(shù)字表示相同的器件或功能。圖10中的表提供級54中信號流的方向和開關(guān)的狀態(tài)。在整個粗的頻率誤差校正方式下，圖10的供給泵54產(chǎn)生圖2A中RCVCO53恒定電平的模擬控制信號VCOCV，該恒定電平等于通過圖10中開關(guān)SW1提供的基準(zhǔn)電壓VREF。把圖10的信號VCOCA建立在其電壓變動范圍的中間值左右。
在粗的頻率誤差校正方式下，圖6的5比特二進(jìn)制計(jì)數(shù)器66對信號ClkDiv的交替脈沖進(jìn)行升計(jì)數(shù)或降計(jì)數(shù)。計(jì)數(shù)器66的計(jì)數(shù)方向(升計(jì)數(shù)或降計(jì)數(shù))按照字信號NERR的最高有效位或者符號位SIGN(符號)來決定。把計(jì)數(shù)器66的5比特輸出字信號CFRL(4∶0)耦合到在這里稱為“溫度計(jì)”解碼器的解碼器64的輸入端上。溫度計(jì)解碼器64通過把5比特信號CFRL(4∶0)解碼，來產(chǎn)生上述32個分開的控制信號CF(4j＋i)。
圖8中的表示出對于圖6和8中5比特字信號CFRL(4∶0)的每一個值，圖2A、2B和8中處于TRUE狀態(tài)下的那些信號CF(4j＋i)和處于FALSE狀態(tài)下的那些信號CF(4j＋i)。在圖8的表中，二進(jìn)制“1”表示TRUE狀態(tài)，二進(jìn)制“0”表示FALSE狀態(tài)。如圖8所示，當(dāng)圖6的計(jì)數(shù)器66升計(jì)數(shù)時，圖8中只有一個控制信號CF(4j＋i)改變狀態(tài)。該狀態(tài)的改變是從FALSE到TRUE。類似地，當(dāng)圖6的計(jì)數(shù)器66降計(jì)數(shù)時，圖8中只有一個控制信號CF(4j＋i)改變狀態(tài)；而該狀態(tài)的改變是從TRUE到FALSE。
在粗的頻率誤差校正方式下，圖6的測量/控制排序器67產(chǎn)生允許計(jì)數(shù)器66對信號ClkDiv的交替脈沖進(jìn)行升/降計(jì)數(shù)的信號CFR-Enable(允許)。信號ClkDiv的交替脈沖在信號HSRef的交替周期H內(nèi)出現(xiàn)。只有在時間間隔CONTROL(控制)的期間內(nèi)，信號CFR-Enable(允許)才允許圖6的計(jì)數(shù)器66改變狀態(tài)；該時間間隔CONTROL出現(xiàn)在時間間隔MEASUREMENT(測量)之間、在圖9b中信號HSRef的交替周期內(nèi)。在圖9b中信號HSRef的其它交替周期的期間內(nèi)，當(dāng)時間間隔MEASUREMENT出現(xiàn)時，正如前面所說明的那樣，測量信號NCL的數(shù)值，但是，圖6的計(jì)數(shù)器66并不改變狀態(tài)。當(dāng)正在測量圖9b的信號NERR或NCL時，計(jì)數(shù)器66并不改變狀態(tài)。通過防止圖6的計(jì)數(shù)器66在圖9b中給定時間間隔MEASUREMENT的期間內(nèi)改變狀態(tài)，當(dāng)正在測量RCVCO 53的頻率時，圖1中RCVCO 53的頻率并不改變。這樣，在粗的頻率校正方式下，一個給定切換步驟需要信號ClkDiv的兩個行時鐘脈沖，并且，這種步驟出現(xiàn)在每一對周期H時。當(dāng)正在測量RCVCO 53的頻率時該頻率并不改變的結(jié)果是，可以達(dá)到更穩(wěn)定、更精確的頻率控制操作。
為了說明粗的頻率誤差校正方式，假定，在圖9a和9b中標(biāo)為時間間隔602的給定時間間隔MEASUREMENT內(nèi)，圖2A～2C中RCVCO 53的信號Clk的實(shí)測頻率高于所需值。這樣的狀態(tài)通過在圖6中出現(xiàn)正值的信號NERR來表示。因此，圖9a和9b中，在緊接著的標(biāo)為時間間隔603的時間間隔CONTROL結(jié)束時，圖6中計(jì)數(shù)器66的計(jì)數(shù)值增大。結(jié)果是，按照圖6中字信號CFRL(4∶0)的已修正、增大了的值，把圖2A、2B和2C中一對相應(yīng)的電容器CA(4j＋i)和CB(4j＋i)切入。信號CFRL(4∶0)已修正的值按照圖6中信號NERR的符號比特SIGN增大或減小。因?yàn)榘岩粚Ω郊与娙萜黢詈系秸答佂飞?，所以，使信號Clk的頻率降低。另一方面，如果信號Clk的頻率低于所需值，就把圖2B或2C的一對電容器CA(4j＋i)和CB(4j＋i)斷開或者與正反饋通路去耦。電容器的切換出現(xiàn)在圖9a和9b中緊接著的時間間隔CONTROL或時間間隔603內(nèi)，使圖2A～2C中RCVCO 53的頻率提高。
圖6中溫度計(jì)解碼器64以這樣的方式工作，使計(jì)數(shù)器66中狀態(tài)的改變在一對相應(yīng)的正反饋通路中只分別把一對切換電容器切入或斷開，不影響其它對電容器，正如前面所說明的那樣。因此，圖2C中信號Clk頻率的改變(提高或降低)有利地是單調(diào)的，不受元件容限的影響。這樣，在整個頻率范圍內(nèi)，信號Clk的頻率正比于圖6中字信號CFRL(4∶0)的數(shù)值。
為了說明起見，假定在圖9a和9b中標(biāo)為時間間隔601的給定時間間隔CONTROL(控制)結(jié)束以前，圖6中信號CFRL(4∶0)的數(shù)值等于23。數(shù)值23相應(yīng)于j＝5和i＝3，因?yàn)?j＋i＝23。正如前面所說明的那樣，i只從0到3的數(shù)值中選擇，j只從0到7的數(shù)值中選擇。
進(jìn)而假定，信號NERR的符號比特SIGN是這樣的以致于在時間間隔601結(jié)束時，圖6的計(jì)數(shù)器66升計(jì)數(shù)。這樣，在圖9a和9b中標(biāo)為時間間隔602的后繼時間間隔MEASUREMENT中，圖6的信號CFRL(4∶0)包括一個增量，即等于24，這相應(yīng)于j＝6和i＝0，因?yàn)?j＋i＝24。在圖9a和9b的時間間隔601結(jié)束時，只分別把圖2的組SWA(0)和SWB(0)中的電容器CA(24)和CB(24)切入，并且，將其耦合到RCVCO 53中一對相應(yīng)的正反饋通路上。在圖9a和9b的時間間隔601結(jié)束以前已經(jīng)耦合到相應(yīng)正反饋通路上的切換電容器，不受圖8中信號CFRL(4∶0)數(shù)值增大的影響。用這種方法，以漸進(jìn)或單調(diào)方式把圖2B和2C的電容器CA(4j＋i)和CB(4j＋i)切入或斷開。
在圖9b的每一個時間間隔CONTROL內(nèi)，圖2A～2C中RCVCO 53頻率的變化約為RCVCO 53工作頻率整個范圍的4％。這樣，可以把RCVCO 53的整個頻率范圍排序?yàn)?2個或32個以下的電容切換步驟。
把圖7A中信號NERR經(jīng)過延時和不經(jīng)過延時的符號比特SIGN耦合到異或門69的一對輸入端子上。該延時的符號比特在鎖存器68中產(chǎn)生。門69產(chǎn)生輸出信號69a，把信號69a耦合到J-K觸發(fā)器63的“K”輸入端子上。
在實(shí)現(xiàn)本發(fā)明一個特點(diǎn)的過程中，把切換電容器CA(4j＋i)和CB(4j＋i)分步驟地、有利地切入負(fù)反饋環(huán)的正反饋通路上，或者與該正反饋通路斷開。當(dāng)由信號NERR的符號比特SIGN決定的、信號ClkDiv周期的實(shí)測長度與預(yù)期長度之間的差別改變符號時，禁止信號CFR的產(chǎn)生，并且，停止在粗的頻率誤差控制方式下的操作。信號NERR改變符號表現(xiàn)出頻率誤差已達(dá)到小于或等于整個頻率范圍的4％了。此后，圖6的計(jì)數(shù)器66停止改變狀態(tài)，信號CFRL(4∶0)和CF(4j＋i)的最后狀態(tài)保持不變。
把圖7B的信號NERR耦合到減法器70的第一輸入端A上。把通過鎖存器71延時了的信號ClkDiv的一個周期的信號NERR，耦合到減法器70的第二輸入端B上。在絕對值形成級72中得到減法器70輸入信號之差的絕對值；在比較器73中，把該絕對值、與數(shù)字字信號THRESHOLD_2(門限_2)中所包括的數(shù)值加以比較。
假定從一個給定的周期H到緊接著的一個信號ClkDiv，信號ClkDiv的周期長度誤差的變化小于時鐘信號ClkDiv預(yù)期周期長度的2％。把2％門限值包括到信號THRESHOLD_2中。因此，在比較器73的輸出端73a上產(chǎn)生了信號CONSISTENCY(一致性)。這樣，從一個時鐘周期H到緊接著的一個信號ClkDiv，當(dāng)信號NERR大小的變化不大于圖6中信號NSET值的2％時，產(chǎn)生信號CONSISTENCY。可見，圖7B的信號CONSISTENCY表現(xiàn)出存在著穩(wěn)定的、無噪聲的同步信號HSRef和誤差信號Nerr。
在比較器60中，把圖7A的信號｜Nerr｜與等于2的恒定值加以比較。當(dāng)誤差或者信號ClkDiv的周期長度相對于信號HSRef的周期長度之差小于信號Clk的兩個時鐘周期時，比較器60產(chǎn)生信號60a。
假定，下列情況全部出現(xiàn)圖7A的信號CONSISTENCY產(chǎn)生了；信號｜Nerr｜的數(shù)值大于或者等于2，但是，小于信號Nset值的8％，正如圖7A的信號60a中所提供的那樣；同時未產(chǎn)生信號CFR。因此，“與”門74產(chǎn)生信號FFR。信號FFR開始并建立起細(xì)的或漸進(jìn)的頻率誤差校正操作方式，在這種方式下，圖2A～2C中切換電容器的耦合或去耦狀態(tài)不受影響。在圖5流程中的流程通路202、203、204和205描述了產(chǎn)生圖7A中信號FFR的情況。另一方面，如果信號CONSISTENCY未產(chǎn)生，圖1的RCVCO 53將不受影響，形成上述空操作方式，正如在圖5流程圖的流程通路197、204和209中所描述的那樣。
在細(xì)的頻率誤差校正方式下，圖7A的信號FFR控制圖10中供給泵54的操作，以改變模擬信號VCOCV。信號VCOCV的變化使圖1中RCVCO 53的頻率以漸進(jìn)方式變化，而沒有切換電容器的切換步驟，不像在粗的頻率誤差校正方式下那樣。
把圖6的信號NERR通過字限幅器75耦合到脈沖發(fā)生器76上。限幅器75根據(jù)信號NERR的最低有效8比特，產(chǎn)生8比特、2的補(bǔ)碼的字信號75a。信號NERR是13比特的字信號。如果信號NERR的大小大于利用8比特字信號75a所能表示的大小，就把信號75a建立為等于8比特2的補(bǔ)碼字的上限(正的或負(fù)的)值。把字信號75a存儲到脈沖發(fā)生器76的二進(jìn)制計(jì)數(shù)器(圖中未示出)中。脈沖發(fā)生器76按照信號NERR的比特SIGH(符號)，產(chǎn)生信號FFR_UP(升)的脈沖，或者，信號FFR_DN(降)的脈沖。
輸出信號FFR_UP的給定脈沖具有正比于誤差信號NERR大小的脈沖寬度，并且，當(dāng)信號NERR的值為負(fù)時，才出現(xiàn)這樣的脈沖。當(dāng)信號Clk的頻率低于所需值時，信號FFR_UP出現(xiàn)。類似地，信號FFR_DN的給定脈沖具有正比于信號NERR大小的脈沖寬度，并且，當(dāng)信號Clk的頻率高于所需值時，才出現(xiàn)這樣的脈沖。
在信號FFR的控制下，選擇圖10的信號FFR_UP或FFR_DN；通過一對雙輸入多路轉(zhuǎn)換開關(guān)54a和54b的相應(yīng)之一、并通過一對門54c和54d的相應(yīng)之一，將其耦合到一對開關(guān)SW3和SW4的相應(yīng)之一的一對控制端子54ca和54cb的相應(yīng)之一上。當(dāng)信號FFR_UP的脈沖產(chǎn)生時，開關(guān)SW3把正脈沖電流I3耦合到端子54f上。類似地，當(dāng)信號FFR_DN的脈沖產(chǎn)生時，開關(guān)SW4把負(fù)脈沖電流I4耦合到端子54f上。
把利用集成電路制造技術(shù)形成的電容器Cint通過開關(guān)SW1，與分立電容Cext并聯(lián)耦合起來。這是通過在細(xì)的頻率校正方式下把開關(guān)SW1的選擇器耦合到端子54f上而實(shí)現(xiàn)的。開關(guān)SW1的控制由圖10中的表來表示。因此，當(dāng)信號FFR UP產(chǎn)生時，電容器Cext和Cint并聯(lián)充電，其充電量正比于信號FFR_UP脈沖寬度。當(dāng)信號FFR_DN出現(xiàn)時，電容器Cext和Cint以類似方式放電。在電容器Cext上產(chǎn)生信號VCOCV，將其耦合到圖2A的RCVCO53上。
類似于粗的頻率誤差校正方式，根據(jù)相同的理由，在圖9b中信號HSRef的交替周期H期間內(nèi)出現(xiàn)的時間間隔MEASUREMENT的期間內(nèi)，當(dāng)測量頻率誤差時信號Clk的頻率并不同時改變。圖10中電容器Cint和Cext的充電/放電按照信號NERR，僅在圖9b中信號HSRef其它交替周期的時間間隔CONTROL期間內(nèi)才被允許。在細(xì)的頻率誤差校正方式下的操作期間內(nèi)，使得信號ClkDiv的周期長度與信號HSRef的周期長度之間的差別達(dá)到信號Clk的2個周期長度或信號HSRef周期H的約0.2％以內(nèi)。
在細(xì)的頻率誤差校正方式下信號VCOCV產(chǎn)生的校正范圍約為圖2A～2C中RCVCO53整個頻率范圍的±8％。因此，信號VCOCV有利地具有足夠大的范圍，該范圍能夠把與在粗的頻率誤差校正方式下出現(xiàn)的信號CF(4j＋i)的給定切換步驟有關(guān)的每一個頻率范圍迭蓋起來。這是因?yàn)?，正如前面所說明的那樣，在粗的頻率誤差校正方式下，與給定切換步驟有關(guān)的頻率范圍等于RCVCO53整個頻率范圍的4％左右。信號VCOCV的校正范圍仍是有利地足夠小，從而減小了對噪聲的靈敏度。
正如前面所說明的那樣，當(dāng)未產(chǎn)生圖7B的信號CONSISTENCY時，出現(xiàn)空操作方式。例如，當(dāng)圖1的信號HSRef混雜著噪聲時，就出現(xiàn)空方式。在空方式下，圖10的開關(guān)SW1把電容器Cext與端子54f去耦。因此，圖10的電容器Cext既不充電也不放電，信號VCOCV保持相對恒定。在空方式下，把信號VCOCV通過單位增益放大器和開關(guān)SW2，耦合到電容器Cint上，使得電容器Cint在端子54f上的電容器電壓跟蹤于信號VCOCV的電壓。開關(guān)SW2的控制由圖10中的表來表示。
假定，在圖1中信號HSRef的中斷時間間隔以后，正常操作的信號HSRef恢復(fù)了，使得圖7B的信號CONSISTENCY又產(chǎn)生了。因?yàn)樵诳辗绞较虏僮?，所以，圖10的信號VCOCV并未受到干擾，很可能已經(jīng)保持在近似于在信號HSRef的中斷時間間隔已經(jīng)結(jié)束以后、穩(wěn)態(tài)相位鎖定操作所需的電平上了。這樣，圖1中PLL 100的瞬變狀態(tài)可能有利地持續(xù)較短時間。
圖11較詳細(xì)地示出在相位誤差校正操作方式下使用的圖1中鑒相器51。圖12a～12g示出相應(yīng)的波形。在圖1、2A～2C、3～6、7A、7B、8、9a～9c、10、11和12a～12g中，相同的符號和數(shù)字表示相同的器件或功能。圖11的鑒相器51包括以信號HSRef為時鐘、由信號ClkDiv復(fù)位的D型觸發(fā)器51c。當(dāng)圖12b中信號ClkDiv的前沿落后于圖12a中信號HSRef的前沿時，觸發(fā)器51c產(chǎn)生圖12c中信號FPH_UP的給定脈沖。圖11的D型觸發(fā)器51d以信號ClkDiv為時鐘，通過單拍多諧振蕩器51f由信號HSRef來復(fù)位。當(dāng)圖12e中信號ClkDiv的前沿領(lǐng)先于圖12a中信號HSRef的前沿時，觸發(fā)器51d產(chǎn)生圖12g中信號FPH_DN的給定脈沖。每一個脈沖信號FPH_UP和FPH_DN的脈沖寬度正比于相位差。只能產(chǎn)生給定周期H的脈沖信號FPH_UP和FPH_DN之一。
把圖7B的脈沖信號FPH_UP或FPH_DN通過“或”門80耦合到3比特二進(jìn)制計(jì)數(shù)器81上。當(dāng)任一脈沖的脈沖寬度小于信號Clk的兩個時鐘周期時，這表現(xiàn)出相位誤差相對小，輸出信號81a為FALSE電平。把信號81a通過倒相器82耦合到“與”門83的輸入端B上。把頻率誤差指示信號60a耦合到門83的第二輸入端A上。當(dāng)信號|Nerr|小于2(表示信號Clk的兩個時鐘周期)時，產(chǎn)生信號60a。
例如，按照在細(xì)的頻率誤差校正方式下的操作，當(dāng)相位誤差小(正如通過信號81a為FALSE電平所表明的那樣)且頻率誤差小(正如通過產(chǎn)生信號60a所表明的那樣)時，門83產(chǎn)生信號FPH。結(jié)果是，出現(xiàn)了細(xì)的相位誤差校正方式。在圖5流程圖中的流程通路202、206、207和208描述了實(shí)現(xiàn)細(xì)的相位誤差校正方式的方法。
不像在細(xì)的和粗的頻率誤差校正方式下那樣，在細(xì)的相位誤差校正方式下，在圖9b中信號HSRef的每一個周期H內(nèi)都測量和校正相位誤差。在細(xì)的相位誤差校正方式下，利用圖10中正比于相位誤差的模擬信號VCOCV來達(dá)到和保持相位鎖定狀態(tài)。
圖13a～13d示出在說明在細(xì)的相位誤差校正方式下的操作時有用的波形。在圖1、2A～2C、3～6、7A、7B、8、9a～9c、10、11、12a～12g和13a～13d中，相同的符號和數(shù)字表示相同的器件或功能。
當(dāng)產(chǎn)生了圖7B的信號FPH時，把圖10的信號FPH_UP和FPH_DN通過多路轉(zhuǎn)換開關(guān)54a和54b并通過門54c和54d，交替地分別耦合到開關(guān)SW3和SW4的端子54ca和54cb上。把信號FPH_UP和FPH_DN，在圖13B中信號ClkDiv的每一個周期期間內(nèi)出現(xiàn)的下列三操作序列中，交替地加到電容器Cint和Cext上。
在上述三操作序列的第一操作中，圖10的開關(guān)SW1處于HOLD(保持)位置上。如果信號FPH_UP的脈沖產(chǎn)生了，開關(guān)SW3就把正的脈沖電流I3耦合到端子54f上。類似地，如果信號FPH_DN的脈沖產(chǎn)生了，開關(guān)SW4就把負(fù)的脈沖電流I4耦合到端子54f。當(dāng)產(chǎn)生信號FPH_UP時，電容器Cint就充電，其充電量正比于其脈沖寬度；當(dāng)產(chǎn)生信號FPH_DN時，電容器Cint就放電。這樣，電容器Cint和電流I3、I4作為積分電路或低通環(huán)路濾波器而操作，這在電容器Cint上產(chǎn)生正比于相位誤差的電壓。
在該序列的第二操作中，圖6的脈沖發(fā)生器85跟隨圖13B中信號ClkDiv的后沿，產(chǎn)生圖6和13c的脈沖信號CHK。圖6的脈沖信號CHK以圖中未示出的方式使圖10的開關(guān)SW2斷開，并使開關(guān)SW1把電容器Cext耦合到端子54f上。這樣，把電容器Cint與Cext并聯(lián)耦合起來。因此，電容器Cext上的電荷按照電容器Cint上的電荷而改變，并由實(shí)測的相位誤差來決定。用這種方法，在電容器Cext與Cint之間出現(xiàn)了電荷轉(zhuǎn)移。
在該序列的第三操作中，圖6的振蕩器85跟隨圖13c的脈沖信號CHK，產(chǎn)生圖6和13d的脈沖信號INIT。脈沖INIT以圖中未示出的方式使圖10的開關(guān)SW1處于HOLD(保持)位置，并使開關(guān)SW2接通。用這種方法，使電容器Cint上的起始狀態(tài)電壓保持與較大電容器Cext上相同，為下一個三操作序列中的下一個第一操作作準(zhǔn)備，下一個三操作序列出現(xiàn)在信號ClkDiv的下一個周期內(nèi)。在細(xì)的相位校正方式下，信號ClkDiv的抖動可能有利地小于例如2ns。
根據(jù)本發(fā)明的另一特點(diǎn)，還把圖1中細(xì)的頻率/相位控制信號VCOCV耦合到比較器91上。如果信號VCOCV的大小在預(yù)定的電壓范圍之外，比較器91就產(chǎn)生信號OUT-OF-RANGE(超出范圍)。信號OUT-OF-RANGE表現(xiàn)出這一情況信號VCOCV的大小超出了RCVCO 53操作的線性控制范圍。當(dāng)產(chǎn)生了信號OUT-OF-RANGE時，PLL100開始在前面已說明過的粗的頻率控制方式下操作。圖5流程圖的流程通路214和215描述了這樣的情況。
如果相位誤差大，在圖12a中信號HSRef的前沿、與圖12b或12c中信號ClkDiv的前沿之間形成等于或大于圖7B中信號Clk的兩個時鐘周期的時間差，信號81a就產(chǎn)生了。信號81a使觸發(fā)器84“置位”，并使之產(chǎn)生輸出信號PE_LAT。把信號PE_LAT通過“或”門51a和51b，耦合到圖11中鑒相器51的觸發(fā)器51c和51d上，以便結(jié)束或產(chǎn)生信號FPH_UP或FPH_DN接著出現(xiàn)的脈沖后沿。這樣，在細(xì)的相位誤差校正方式下，當(dāng)鑒相器51控制圖10的級54時，有利地防止了圖11的鑒相器51在信號ClkDiv的每一周期中的頻率/相位。
把圖7B中處于表現(xiàn)出相位誤差大的TRUE電平的信號81a耦合到“與”門90的輸入端c上。正如前面所說明的那樣，把表現(xiàn)出從圖9b中信號HSRef的一個周期H到緊接著的下一個周期H、頻率誤差有一致性的信號CONSISTENCY，耦合到圖7B中門90的第二輸入端A上。當(dāng)信號｜Nerr｜的值小于2時，把表現(xiàn)出頻率誤差小的信號60a，耦合到門90的第三輸入端B上。當(dāng)所有這三個信號(81a、60a和CONSISTENCY)都產(chǎn)生了時，門90就產(chǎn)生信號CPH_RST。把信號CPH_RST耦合到D型觸發(fā)器91的時鐘輸入端上。把觸發(fā)器91的輸出端Q耦合到D型觸發(fā)器92的輸入端D上，當(dāng)信號CPH_RST產(chǎn)生以后，出現(xiàn)了信號HSRef的前沿時，D型觸發(fā)器92就產(chǎn)生脈沖信號RST。
把信號RST耦合到圖1的÷N計(jì)數(shù)器52上，以便以在信號HSRef與信號ClkDiv之間提供直接相位鎖定的方式，預(yù)置計(jì)數(shù)器52的各觸發(fā)器(圖中未示出)。這樣，信號RST提供粗的相位誤差校正操作方式。圖5流程圖的流程通路210、211和212描述了實(shí)現(xiàn)粗的相位校正方式的方法。例如，當(dāng)圖1中從錄像機(jī)里產(chǎn)生的信號HSRef的相位、在重放方式下場回掃時間間隔的期間內(nèi)急劇變化時，可能出現(xiàn)上述方式。粗的相位誤差校正可以通過在圖1中的RCVCO 53與鑒相器51之間的信號通路，以把信號VCOCV的信號通路旁通掉的方式來實(shí)現(xiàn)。急劇的或者粗的相位校正的結(jié)果是，把信號ClkDiv的相位與信號HSRef的相位對齊，而對信號Clk的相位并無顯著影響。用這種方法，有利地消除或顯著地減小了RCVCO 53中的瞬變干擾。
如果圖7B中表現(xiàn)出相位誤差大的信號81a產(chǎn)生了，而表現(xiàn)出同步信號HSRef是穩(wěn)定的信號CONSISTENCY來產(chǎn)生，信號RST將不產(chǎn)生，并且，將出現(xiàn)空操作方式。圖5流程圖的流程通路213描述了實(shí)現(xiàn)空方式的方法。當(dāng)圖7B的信號CONSISTENCY未產(chǎn)生時，在空方式下操作和防止粗的相位誤差校正的優(yōu)點(diǎn)在于，可以減小圖1中PLL 100的干擾或瞬變。例如，當(dāng)信號HSRef的中斷持續(xù)時間短時，這樣的干擾可以減小。
權(quán)利要求
1.一種用來產(chǎn)生鎖定于輸入信號上的振蕩信號的設(shè)備，包括放大器；有選擇地耦合到所述放大器輸出端與輸入端之間形成的正反饋通路中，用來產(chǎn)生所述振蕩信號的若干個切換電抗元件，該振蕩信號的頻率是從根據(jù)所述切換電抗元件選擇的頻率范圍的相應(yīng)部分中選定的；響應(yīng)于所述振蕩信號，用來測量所述振蕩信號與輸入信號之間的頻率誤差，并且，用來產(chǎn)生第一切換控制信號的第一裝置，把該第一切換控制信號耦合到與所述切換電抗元件有關(guān)的切換裝置上，以便根據(jù)所述頻率誤差這樣地選擇所述切換電抗元件，以致當(dāng)所述頻率誤差超過第一數(shù)值時，在粗的頻率校正操作方式的切換步驟中，改變所述切換電抗元件的選擇，以便在相繼的切換步驟中，漸進(jìn)地減小所述頻率誤差；以及響應(yīng)于所述振蕩信號和所述同步信號，用來產(chǎn)生第二控制信號的第二裝置，把該第二控制信號耦合到所述放大器的控制輸入端上，當(dāng)所述頻率不超過所述第一數(shù)值時，不改變所述切換電抗元件的選擇，在所述頻率范圍的所述相應(yīng)部分中，用來改變所述振蕩信號的所述頻率，在細(xì)的誤差校正操作方式下，校正所述頻率誤差。
2.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的一種設(shè)備，還包括響應(yīng)于所述第二控制信號、還響應(yīng)于一個基準(zhǔn)電平的并且耦合到所述第一裝置上的信號，當(dāng)所述第二控制信號處于所述振蕩器的預(yù)定校正范圍之外時，用來起動在所述粗的頻率誤差校正操作方式下操作的比較器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的一種設(shè)備，其中所述第二控制信號發(fā)生裝置包括，用來產(chǎn)生表現(xiàn)出所述頻率誤差的第三信號的頻率檢測器；用來產(chǎn)生表現(xiàn)出所述相位誤差的第四信號的鑒相器；把所述第三和第四信號有選擇地耦合到所述放大器的所述控制輸入端上，以便在所述控制輸入端上這樣形成所述第二控制信號，以致當(dāng)所述頻率誤差小于所述第一數(shù)值且大于第二數(shù)值時，把所述第三信號加到在細(xì)的頻率誤差校正方式下的所述振蕩器上，當(dāng)所述頻率誤差小于所述第二數(shù)值時，把所述第四信號加到在細(xì)的相位誤差校正操作方式下的所述振蕩器上。
4.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的一種設(shè)備，其中所述第二控制信號是模擬信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的一種設(shè)備，其中給定的切換電抗元件包括切換電容器。
6.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的一種設(shè)備，其中所述第一裝置包括，用來產(chǎn)生已編碼信號的裝置和用來解碼所述已編碼信號，以產(chǎn)生若干個切換控制信號的解碼器，把該切換控制信號以在每一個切換步驟中單調(diào)地改變所述振蕩器信號的所述頻率的方式加到所述開關(guān)上。
7.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的一種設(shè)備，其中給定切換電抗元件的阻抗決定所述振蕩信號的所述頻率。
8.用來產(chǎn)生鎖定于輸入信號上的振蕩信號的設(shè)備，包括用來產(chǎn)生所述振蕩信號的可控振蕩器；有選擇地耦合到所述振蕩器反饋通路上，用來根據(jù)下述切換電抗元件的選擇，控制所述振蕩信號的若干個切換電抗元件；耦合到所述切換電抗元件上，用來在粗的誤差校正操作方式的給定順序步驟中以減小所述振蕩信號與同步信號之間誤差的方式，從所述切換電抗元件中順序地選擇一個要耦合到所述反饋通路上的給定切換電抗元件和一個要與所述反饋通路去耦的給定切換電抗元件的裝置；響應(yīng)于所述振蕩信號和所述同步信號，用來產(chǎn)生表現(xiàn)出這兩個信號之間所述誤差的第一信號的裝置，把所述第一信號通過環(huán)濾波器耦合到所述振蕩器的控制輸入端上，以便當(dāng)所述誤差這樣地小于第一數(shù)值以致在所述細(xì)的誤差校正操作方式下所述切換電抗元件的選擇不變時，在細(xì)的誤差校正操作方式下控制所述振蕩器；以及響應(yīng)于所述已濾波的第一信號，還響應(yīng)于一個基準(zhǔn)電平的并且耦合到所述切換電抗元件選擇裝置上的信號，當(dāng)所述已濾波的第一信號處于所述振蕩器的預(yù)定校正范圍之外時，用來起動在所述粗的誤差校正操作方式下操作的比較器。
9.一種用來產(chǎn)生鎖定于輸入信號上的振蕩信號的設(shè)備，包括用來產(chǎn)生所述振蕩信號的可控振蕩器；頻率與掃描頻率有關(guān)的所述輸入信號的源；耦合到所述振蕩器反饋通路中的若干個可選的切換電抗元件；響應(yīng)于所述振蕩信號和同步信號，用來產(chǎn)生表現(xiàn)出這兩個信號之間頻率誤差的第一信號的頻率檢測器；響應(yīng)于所述第一信號，用來產(chǎn)生已濾波第二信號的供給泵，把已濾波第二信號耦合到所述振蕩器的控制輸入端上，用來在細(xì)的頻率誤差校正操作方式下，改變所述振蕩信號的所述頻率，以便不改變所述切換電抗元件的選擇，以反饋環(huán)的方式校正所述頻率誤差；當(dāng)所述頻率誤差這樣地超過第一預(yù)定的幅值，以致在所述粗的頻率誤差校正方式下，以減小所述頻率誤差的方式改變所述切換電抗元件的選擇時，用來根據(jù)所述第一信號，通過一條把所述供給泵旁通掉的信號通路，起動在粗的頻率誤差校正方式下的操作的裝置；以及響應(yīng)于所述供給泵的所述第二信號，還響應(yīng)于一個基準(zhǔn)電平的并且耦合到所述切換電抗元件上的信號，當(dāng)所述第二信號與所述基準(zhǔn)電平的所述信號之間的差別處于正常操作數(shù)值范圍之外時，用來起動在所述粗的頻率誤差校正操作方式下操作的比較器。
10.一種鎖定于同步信號上的振蕩器，包括第一放大器；有選擇地耦合到所述第一放大器輸出端與輸入端之間形成的第一正反饋通路中的第一切換電抗元件；第二放大器；有選擇地耦合到所述第二放大器輸出端與輸入端之間形成的第二正反饋通路中，以便在所述第一和第二正反饋通路中分別產(chǎn)生一對差分對稱信號的第二切換電抗元件；用來把所述一對差分對稱信號組合起來，產(chǎn)生振蕩信號的裝置；所述同步信號的源；以及耦合到所述切換電抗元件上，用來在頻率校正操作方式下，在給定的切換步驟中，以減小所述振蕩信號相對于所述同步信號的頻率誤差的方式，這樣地改變所述切換電抗元件的選擇，以致當(dāng)在所述第一正反饋通路中改變所述第一切換電抗元件的選擇時，在所述第二正反饋通路中以保持所述一對信號的差分對稱性的方式來改變所述第二切換電抗元件的選擇的裝置。
11.根據(jù)權(quán)利要求10中所述的一種振蕩器，還包括響應(yīng)于所述振蕩和同步信號，用來產(chǎn)生在細(xì)的誤差校正操作方式下，耦合到用來減小頻率誤差和相位誤差之一的所述放大器之一的增益控制輸入端上的增益控制信號的裝置。
12.根據(jù)權(quán)利要求11中所述的一種設(shè)備，其中在所述給定的切換步驟中，所述增益控制信號有一個變化范圍，該變化范圍在所述振蕩信號中產(chǎn)生的頻率變化范圍大于在所述給定的切換步驟中改變所述切換電抗元件的選擇所產(chǎn)生的頻率變化范圍。
13.根據(jù)權(quán)利要求11中所述的一種設(shè)備，其中所述增益控制信號產(chǎn)生裝置包括，用來在細(xì)的相位校正操作方式下提供相位校正的鑒相器。
14.根據(jù)權(quán)利要求11中所述的一種設(shè)備，其中所述增益控制信號產(chǎn)生裝置包括，用來在細(xì)的頻率校正操作方式下提供頻率校正的頻率檢測器。
15.根據(jù)權(quán)利要求10中所述的一種設(shè)備，其中所述給定的切換步驟以等于行偏轉(zhuǎn)頻率倍數(shù)的速率順序地出現(xiàn)。
16.根據(jù)權(quán)利要求10中所述的一種設(shè)備，其中至少是所述切換電抗元件之一包括，利用集成電路制造技術(shù)形成的切換電容器。
17.根據(jù)權(quán)利要求10中所述的一種設(shè)備，其中所述組合裝置包括，具有響應(yīng)于所述一對信號之一的倒相輸入端和響應(yīng)于所述一對信號之另一個的不倒相輸入端的差分放大器。
全文摘要
鎖相環(huán)電路包括具有切換電容器的振蕩器，在粗的頻率誤差校正操作方式下，把切換電容器有選擇地耦合到振蕩器的正反饋通路上。當(dāng)頻率誤差小時，電路在細(xì)的誤差校正方式下操作，不改變切換電抗元件的選擇。
文檔編號H03B1/00GK1125018SQ94192326
公開日1996年6月19日 申請日期1994年4月19日 優(yōu)先權(quán)日1993年4月20日
發(fā)明者D·J·索爾, W·羅達(dá), E·R·坎貝爾 申請人:Rca.湯姆森許可公司