專利名稱：實現(xiàn)低電流消耗的相關器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種相關器，尤其涉及一種用于同步捕捉和實現(xiàn)低電流消耗的相關器。
近年來，移動通信系統(tǒng)已經(jīng)被逐步推廣，例如一個使用便攜式電話的系統(tǒng)。這種移動通信系統(tǒng)所使用的一種通信方案是CDMA(碼分多址)。
根據(jù)CDMA，在發(fā)射方，使用依據(jù)被發(fā)射數(shù)據(jù)而不同的一個預定擴頻碼擴頻數(shù)據(jù)，并發(fā)射擴頻數(shù)據(jù)。在接收方，使用與發(fā)射方所用的擴頻碼相同的一個擴頻碼(準確地說，與發(fā)射方的擴頻碼復共軛的一個碼)擴頻(通常稱作解擴)接收數(shù)據(jù)以獲得數(shù)據(jù)。
在利用這種CDMA技術的通信中，在終端站與基站之間建立同步是很重要的。終端站開始同步捕捉操作并與基站建立同步需要一段時間，該時間對應于下行鏈路方向(在該方向上由基站發(fā)送而由終端站接收)上所用擴頻碼周期的最小公分母。一般來說，需要一段很長的時間。
在ARIB(無線電工業(yè)和商業(yè)協(xié)會)中被標準化的過程中W-CDMA(寬帶CDMA)中所用的下行鏈路擴頻碼被設計以周期較短的擴頻碼代替長周期的一些擴頻碼，以簡化終端站中的上述初始同步建立過程。
盡管這種擴頻碼具有相對較短的周期，即使這個短周期的擴頻碼也需要對應于一定長度(例如256個碼片)的相關計算。
作為為這種同步捕捉執(zhí)行相關計算的方法，可以使用一種使用匹配濾波器的方法和一種使用滑動相關器的方法。下面將描述這兩種方法。
圖1是一個方框圖，表示根據(jù)第一種現(xiàn)有技術用作一個相關器的匹配濾波器的結構。
參見圖1，輸入信號100被順序輸入抽頭移位寄存器10。移位寄存器10足夠長以存儲對應于1碼元時間(一般對應于上述短周期擴頻碼的一個周期)的輸入信號。
在這種情況下，在1碼元時間內包括n個解擴相位點，乘法器21至2n分別將移位寄存器10各抽頭輸出的信號101至10n與擴頻碼Cn至C1相乘以輸出作為相乘結果201至20n的結果數(shù)據(jù)。加法器30將相乘結果201至20n相加以獲取一個解擴結果300。
在使用這種匹配濾波器的方法中，因為每次輸入對應于一個采樣的輸入信號時針對一個相位點執(zhí)行解擴，所以可以高速獲得針對所有相位點的解擴結果。然而，因為下述原因這種操作消耗大量電流。
一般來說，輸入信號是一個多電平信號并經(jīng)常被處理為用I和Q分量表示的復數(shù)信號。這使移位寄存器10必須一直高速工作。因此移位寄存器10消耗大量電流。
加法器30也消耗大量電流。這一點將參照圖2進行描述。
圖2表示圖1中加法器30內部結構的一個例子。
為簡單起見，圖2表示加法器30的輸入信號數(shù)即移位寄存器10的抽頭數(shù)為8的情況。
如圖2所示，加法器30包括多個加法器，每個加法器用于使兩個輸入相加，并輸出解擴結果300。因為加法器30具有這種大規(guī)模的結構并一直高速工作，因此消耗大量電流。
圖3表示作為第二種現(xiàn)有技術使用滑動相關器的方法。
圖3是表示滑動相關器的結構的一個方框圖。
參見圖3，解擴碼生成器70生成一個擴頻碼Ci，乘法器40使該擴頻碼Ci與輸入信號100相乘以獲得一個信號110。另外，加法器50和寄存器60累加與1碼元時間相對應的信號110。當與1碼元時間相對應的信號被累加后，寄存器輸出130變成對應于一個相位點的解擴結果130。因此，使用這個滑動相關器完成針對所有相位點的解擴需要花費一段對應于n個周期的解擴碼的時間。
盡管使用這種滑動相關器顯著降低了在上述使用匹配濾波器的相關器中所產(chǎn)生的電流消耗的問題，但其操作需要一段很長的處理時間。
因此，作為第三種現(xiàn)有技術，可以使用具有多個滑動相關器的結構，每個滑動相關器具有與圖3所示的相同結構(n個滑動相關器所需的解擴時間與匹配濾波器所需的相等)。
根據(jù)這個例子，通過同時操作多個滑動相關器，獲得針對所有相位點的解擴結果所需要的處理時間可以被縮短為與使用匹配濾波器時所需的時間相等。
然而，在這個同時操作多個滑動相關器的例子中，處理時間的縮短是以電流消耗為代價的。盡管與使用匹配濾波器的相關器相比電流消耗可以被降低，在電流消耗方面依然留下一個問題沒有被解決。
作為第四種現(xiàn)有技術，可以使用在Chin和Furukawa的“寬帶DS-CDMA數(shù)字匹配濾波器的低功耗設計”(第十一屆電路和系統(tǒng)(Karuizawa)討論會1998年4月20-21日)中描述的方法。
圖4是一個方框圖，表示在“寬帶DS-CDMA數(shù)字匹配濾波器的低電源消耗設計”中建議的相關器的結構。
參見圖4，參考標號FFs表示存儲所接收的輸入擴頻數(shù)據(jù)的寄存器；C表示用于使來自寄存器FFs的數(shù)據(jù)與擴頻碼相乘的乘法器。DMF輸出表示這個建議DMF即數(shù)字匹配濾波器的輸出。
第四種現(xiàn)有技術通過使用移位寄存器移位擴頻碼而不是移位輸入信號來實施。根據(jù)第四種現(xiàn)有技術，可以降低在使用匹配濾波器的常規(guī)方法中所產(chǎn)生的一個問題即電流消耗。
使用匹配濾波器的方法已經(jīng)作為第一種現(xiàn)有技術被描述；使用滑動相關器的方法作為第二種現(xiàn)有技術被描述；同時操作n個滑動相關器的方法作為第三種現(xiàn)有技術被描述；移位擴頻碼而非移位輸入信號的方法作為第四種現(xiàn)有技術被描述。在第一種現(xiàn)有技術中，消耗大量電流。在第二種現(xiàn)有技術中，需要很長的處理時間。
根據(jù)第三和第四種現(xiàn)有技術，在處理時間方面不產(chǎn)生問題，并且與使用匹配濾波器的常規(guī)方法相比能夠降低電流消耗。
然而，最近，根據(jù)便攜式電話小型化的趨勢產(chǎn)生對小型電池的需要。另外，需要消耗更少電流的便攜式電話，以允許工作更長的時間而不必改變電池容量。
本發(fā)明已經(jīng)考慮現(xiàn)有技術中的上述問題，其目的是提供在不降低工作速度的情況下能實現(xiàn)與常規(guī)相關器相比更低電流消耗的一種相關器。
為了實現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明第一個方面，提供一種相關器，它通過在多個同步選擇點上順序解擴一個擴頻調制信號來執(zhí)行同步捕捉，并可以根據(jù)一個解擴碼的值停止相關計算。
根據(jù)本發(fā)明的第二個方面，提供一種相關器，用于通過解擴已經(jīng)被擴頻調制的一個擴頻調制信號來執(zhí)行同步捕捉，其中用BPSK或QPSK執(zhí)行擴頻調制，并根據(jù)下列等式之一執(zhí)行解擴Σi=0n-1C(i)·D(i)=Σi=0n-1D(i)-2Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1]]>Σi=0n-1C(i)·D(i)=-Σi=0n-1D(i)+2Σi=0n-1D(i)|C(i)=1]]>和Σi=0n-1C(i)·D(i)={Σi=0n-1D(i)}+{-Σi=0n-1D(i)|C(i)≠1,1+(-j·Σi=0n-1D(i)|C(i)=1,-1)]]>+(j·Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1,1)+(-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1,-1)}]]>其中n是1碼元時間內所包含的解擴相位點數(shù)，C(i)是解擴碼，和D(i)是已經(jīng)被擴頻調制的信號。
從上述方面顯然可以看出，根據(jù)本發(fā)明所提供的一種相關器能夠實現(xiàn)與設計為同時操作n個常規(guī)滑動相關器的結構相同的性能，其中每個滑動相關器如圖3所示，當擴頻比n足夠高并用BPSK執(zhí)行擴頻/解擴時，具有大約該結構的1/2的電流消耗。
當本發(fā)明的相關器與常規(guī)相關器相比時，電流消耗按第二種現(xiàn)有技術、本發(fā)明、第四種現(xiàn)有技術、第三種現(xiàn)有技術和第一種現(xiàn)有技術的順序遞增。對于處理時間，本發(fā)明和第一、第三和第四種現(xiàn)有技術相等，第二種現(xiàn)有技術需要最長的處理時間。也就是，本發(fā)明可以實現(xiàn)比現(xiàn)有技術更低的電流消耗而不降低工作速度。
換句話說，根據(jù)本發(fā)明，提供一種相關器，它在解擴一個擴頻調制信號時將根據(jù)一種擴頻碼型操作的一個部件的運行率降低到常規(guī)方案運行率的1/2(當用BPSK執(zhí)行擴頻時)，并且在擴頻比足夠高的情況下，通過使用不考慮解擴碼型而操作的公用總加法器，將電流消耗降低到常規(guī)方案的大約1/2(當用BPSK執(zhí)行擴頻時)。
對于本領域的技術人員來說，通過參考下述詳細說明和附圖，在附圖中用說明性的例子圖示結合本發(fā)明原理的優(yōu)選實施例，本發(fā)明的上述和許多其它目的、特性和優(yōu)點將變得更明顯。
圖1是一個方框圖，表示作為第一種現(xiàn)有技術的用作一個相關器的匹配濾波器的結構；圖2表示圖1中加法器內部結構的一個例子；圖3是一個方框圖，表示作為第二種現(xiàn)有技術的一個滑動相關器的結構；圖4是一個方框圖，表示在作為第四種現(xiàn)有技術的“寬帶DS-CDMA數(shù)字匹配濾波器的低功耗設計”中所建議的一個相關器的結構。
圖5是一個方框圖，表示CDMA移動通信系統(tǒng)的一個例子的簡圖，根據(jù)本發(fā)明的CDMA傳輸設備應用于該系統(tǒng)。
圖6用于解釋在擴頻調制中發(fā)射方和接收方的操作；圖7用于解釋在基于BPSK的擴頻調制中如何使用一個編碼；圖8用于解釋在基于QPSK的擴頻調制中如何使用一個編碼；圖9用于解釋在基于QPSK的擴頻調制中如何使用一個編碼；圖10是表示根據(jù)本發(fā)明一種實施例的一個相關器的一個方框圖11是表示圖10中總加法器內部結構的一個例子的一個方框圖；圖12是表示圖10中總加法器內部結構的另一個例子的一個方框圖，其結構與圖11中所示的結構不同；圖13是表示圖10中一個部分加法器內部結構的一個例子的方框圖，更具體地，在其中用BPSK執(zhí)行擴頻/解擴的一個應用；和圖14是表示圖10中一個部分加法器內部結構的一個例子的方框圖，更具體地，在其中用QPSK執(zhí)行擴頻/解擴的一個應用。
下面將參照


本發(fā)明的一些優(yōu)選實施例。
在下述實施例中，本發(fā)明被應用于CDMA移動通信系統(tǒng)中的一個移動臺。
圖5是一個方框圖，表示一個CDMA移動通信系統(tǒng)的示意性結構，該系統(tǒng)應用根據(jù)本發(fā)明的一個CDMA傳輸設備。
考慮到移動通信系統(tǒng)提供業(yè)務的多樣化(多媒體趨勢)和連接各基站、基站控制裝置和交換站的傳輸路徑的有效使用(統(tǒng)計復用)，ATM(異步傳輸模式)通信技術和類似技術已經(jīng)被應用于構成移動通信系統(tǒng)網(wǎng)絡側的基站、基站控制裝置和交換站。
移動臺1通過移動通信系統(tǒng)與另一個移動臺或終端設備或連接到另一網(wǎng)絡的類似設備通信。
由移動臺1發(fā)送的數(shù)據(jù)通過無線電通信作為通信數(shù)據(jù)被發(fā)送給基站2?；?對從移動臺1或其它移動臺接收的通信數(shù)據(jù)執(zhí)行各種處理，例如將數(shù)據(jù)配置成ATM信元，并將結果數(shù)據(jù)發(fā)送給基站控制裝置3。
以這種方式，基站在網(wǎng)絡中以ATM信元的形式傳輸信息，而不考慮無線電區(qū)內的通信數(shù)據(jù)是語音數(shù)據(jù)、圖像數(shù)據(jù)還是其它形式的數(shù)據(jù)。這樣就可以容易地處理多媒體通信形式。
基站控制裝置3以用戶為單位確定從基站2接收到的ATM信元的路由，并將它們發(fā)送給交換站4或其它從屬基站。交換站4以用戶為單位確定從基站控制裝置3接收到的ATM信元的路由，并將它們發(fā)送給其它交換站或關口站5。
在這種ATM信元傳輸中，一旦生成ATM信元就可以使其流入傳輸路徑。這避免了必須為每個預定信道預備一條傳輸路徑，因此，能夠獲得統(tǒng)計復用效果，并且能夠有效地使用傳輸路徑。注意關口站5用于將數(shù)據(jù)中繼到另一個網(wǎng)絡。
在從網(wǎng)絡側向移動臺1發(fā)送數(shù)據(jù)的過程中，基站2執(zhí)行諸如QPSK的主調制，再執(zhí)行作為次級調制的擴頻調制，然后發(fā)送結果數(shù)據(jù)。這個實施例的相關器例如可以被應用于移動臺1。移動臺1使用該相關器通過解擴來自基站2的一個接收信號從而獲得一個相關，以執(zhí)行同步捕捉。
圖6是用于解釋在擴頻調制中發(fā)送方和接收方的操作的圖。
參見圖6，在Tx即發(fā)送方(圖5中的基站2)，乘法器6使發(fā)送信號STX與擴頻碼C(t)相乘以執(zhí)行擴頻調制。
在Rx即接收方(圖5中的移動臺1)，相關器7通過使該信號乘以碼生成器8所生成的一個擴頻碼來解擴從Tx接收的一個信號，從而獲得一個相關。
當圖6中的乘法器6執(zhí)行擴頻調制時，實際上使用基于BPSK使用二進制碼作為擴頻碼的擴頻調制和基于QPSK使用四進制碼作為擴頻碼的擴頻調制。
圖7解釋了在基于BPSK的擴頻調制中如何使用一個編碼。參見圖7，縱坐標表示Q分量；橫坐標表示I分量。
在這種基于BPSK的擴頻調制中，通常通過使用具有兩個點(1，0)和(-1，0)的一個編碼作為擴頻碼來執(zhí)行擴頻操作。
圖8和9是用于解釋在基于QPSK的擴頻調制中如何使用一個編碼的圖。分別參見圖8和圖9，縱坐標表示Q分量；和橫坐標表示I分量。
在這種基于QPSK的擴頻調制中，例如如圖9所示，通過使用具有四個點(1，1)、(-1，1)、(-1，-1)和(1，-1)的一個編碼作為擴頻碼來執(zhí)行擴頻操作。在解擴操作中，為了計算簡單或者類似的原因，例如如圖8所示，擴頻碼被旋轉45°以具有四個點(1，0)、(0，1)、(-1，0)和(0，-1)，并使用這個碼執(zhí)行計算。圖14中的信號旋轉部件42執(zhí)行這種旋轉操作。
圖10是一個方框圖，其示意性地說明了根據(jù)本發(fā)明一種實施例的一個相關器。
注意到圖10表示一個擴頻碼生成部件71，該部件對應于圖6中的碼生成器8和與該相關器有關的部分。
假設在這個實施例中，用BPSK執(zhí)行擴頻/解擴，并且在用一個擴頻碼匹配n個擴頻碼片的相位之后將它們同相相加。
為簡便起見，假設輸入信號100沒有被重復采樣，并且參考時鐘900的頻率等于解擴碼片速率。
參見圖10，接收信號100被輸入FIFO存儲器11、總加法器80和部分加法器81至8n。參考時鐘900被提供給每個時鐘。
解擴碼生成部件71根據(jù)參考時鐘900生成逐碼片移相的解擴碼序列701至70n，并同時向選擇器31輸出控制信號700。
FIFO存儲器11存儲n-碼片接收信號100，并在每次輸入接收信號100時，在當前接收信號100的n個碼片之前輸出一個信號作為FIFO輸出109。
總加法器80計算輸入信號100的過去n-碼片總和并輸出一個總相加結果800。也就是，總加法器80從開始操作到第n個碼片不斷地累加輸入信號100。因此，總加法器80將當前輸入信號100和FIFO輸出109之間的差值加在累加結果上。
這個操作用等式(1)表示。假設S(K)是穩(wěn)定狀態(tài)中的總相加結果800，D(i)是輸入信號100，累加結果可以通過用下式(1)計算S(k+1)=S(k)+D(k+1)-D(k-n)=Σi=0n-1D(k+1-i).....(1)]]>部分加法器81-8n分別準備n-碼片輸入信號100，并分別從解擴碼生成部件71接收逐碼片移相的解擴碼序列701至70n。
部分加法器81僅累加n-碼片輸入信號100的信號，該信號對應于解擴碼序列701是“1”或“-1”的情況。
如果部分加法器81僅當解擴碼序列701為“-1”時累加信號，部分加法器81僅需要保持迄今為止的累加值，并且當解擴碼序列701為“1”時可以停止它的相關計算。
由控制信號700控制的選擇器31提供用于復位部分加法器81中累加值的定時信號311。
對部分加法器81的說明適用于每個部分加法器82至8n。
根據(jù)由解擴碼生成部件71發(fā)送的控制信號700，選擇器31從完成計算的部分相加結果801至80n中選擇結果，并能夠指定一個解擴碼生成周期，并且還生成定時信號311至31n用于復位相應部分加法器的內部累加值。
頻率乘法器32使選擇器31所選擇的部分相加結果321乘以-2。然后加法器33在這個時間點上相加頻率乘法部分相加結果322與總相加結果800以獲得一個解擴結果300。
假設C(i)＝{1，-1}是解擴碼，解擴結果300可以用下式給出Σi=0n-1C(i)·D(i)=Σi=0n-1C(i)·D(i)|C(i)=1+Σi=0n-1C(i)·D(i)|C(i)=-1]]>=Σi=0n-1D(i)|C(i)=1-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1]]>=Σi=0n-1D(i)|C(i)=1+Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1]]>-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1]]>=Σi=0n-1D(i)-2Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1-----....(2)]]>圖10所示的實施例執(zhí)行等式(2)表示的計算。
與每個如圖3所示的n個常規(guī)滑動相關器同時工作時所實現(xiàn)功能相等效的功能可以通過使用工作頻率為50％(假設解擴碼“1”和“-1”出現(xiàn)的頻率接近相等)的n個部分加法器81至8n和工作頻率為100％的一個總加法器80來實現(xiàn)。在擴頻比n足夠高的情況下，電流消耗可以被減少到大約1/2。
接著將說明圖10中總加法器80的內部結構。
圖11是一個方框圖，表示圖10中總加法器80內部結構的一個例子。
參見圖11，控制部件55從圖10中的總加法器80接收一個控制信號310，并生成一個復位信號550和門信號551。
總加法部件90包括門電路54、減法器51、加法器52和存儲單元53。
門電路54接收門信號551作為門輸出550，并通過/輸出0或來自圖10中FIFO存儲器11的原FIFO輸出109。在初始狀態(tài)中，控制門輸出550保持為0，直到累加完n-碼片輸入信號100為止。
減法器51從每個輸入信號100減去門輸出550，并輸出一個差值信號510。加法器52和存儲單元53(通常使用鎖存器或觸發(fā)器)用于累加該差值信號510以獲得總相加結果800，該結果是對應于過去n個碼片的累加值。
在圖11中的總加法器80中，僅生成一次復位信號550以在開始計算之前立即將存儲單元53復位成0。另外，在開始計算之后輸出對應于第一n個碼片的門信號551直到由門電路54將門信號550設置為0。
如上所述，圖11中所示的總加法器80是一個IIR(無限激勵響應)型的積分器。對于這種類型，如果由于某種原因在累加結果中包含無用信息，例如由于短期電源中斷導致的操作錯誤、外部噪聲或類似原因，隨后的計算結果變得不正確。
下面將說明克服這種缺點的另一種例子。
圖12是一個方框圖，表示圖10中總加法器80內部結構的另一種例子，該結構不同于圖11中所示的例子。
參見圖12，每個總加法部件91和92具有與總加法部件90相同的結構。下面將說明這些部件。
每個總加法部件91和92包括門電路、減法器、加法器和存儲單元，與圖11中的總加法部件90相類似。
總加法部件91或92中的門電路從控制部件61接收一個門信號611或612，并通過/輸出0或來自圖10中FIFO存儲器11的原FIFO輸出109。在初始狀態(tài)中，來自總加法部件91或92中門電路的門輸出被控制以保持為0直到累加完n-碼片輸入信號100。
總加法部件91或92中的減法器從中每個輸入信號100減去門輸出，并輸出一個差值信號。此后，總加法部件91或92中的減法器和存儲單元累加差值信號以獲得一個輸出910或920，該輸出是與過去n個碼片相對應的累加值。
在圖12所示的情況下，用來自控制部件61的復位信號613和614交替復位總加法部件91和92，以將其恢復成初始狀態(tài)。因此，即使由于某種原因使累加結果變得不正確，因為這些部件被定期恢復成初始狀態(tài)，能停止圖11所示例子中所述的差錯傳播。
更具體地說，控制部件61從圖10中的選擇器31接收控制信號310，用復位信號613復位總加法部件91，并在隨后n個碼片的過程中使用門信號611屏蔽輸入給總加法部件91的FIFO輸出109。
因為在復位操作之后n個碼片總加法部件91的輸出910變得有效，選擇器93選擇輸出910作為與隨后n個碼片相對應的總相加結果800。
總加法部件92以如上所述相同的方式由復位信號614和門信號612控制。然而，總加法部件92的工作定時相對于總加法部件91被延遲n個碼片。也就是，在總加法部件91的輸出910變有效時，總加法部件91被立即復位，并且在總加法部件91的輸出910保持有效的n-碼片的間隔內，F(xiàn)IFO輸出109相對于總加法部件92被屏蔽。
當總加法部件92的輸出920變得有效時，總加法部件91被復位，并且選擇器93選擇輸出920作為總相加結果800。通過重復上述過程，參考圖11所述的差錯傳播可以在最多輸出2n個碼片時被停止。
接著將說明圖10所示的每個部分加法器81至8n內部結構的一個例子。
因為每個部分加法器81至8n的結構與部分加法器81相同，下面將作為一個代表性的例子來說明部分加法器81。
圖13是一個方框圖，表示圖10中部分加法器81內部結構的一個例子。
參見圖13，接收信號100和工作時鐘900由用解擴碼701控制的門電路66和62阻斷或通過。
僅當擴頻碼701為-1(C(i)＝1)時，門電路66和62通過信號，并當擴頻碼701為1(C(i)＝-1)時阻斷信號。
加法器63和寄存器64累加門電路66的輸出信號。在每個碼元周期用一個來自復位部件65的復位信號603使寄存器64復位，該復位部件65由來自圖10中選擇器31的定時信號311控制。
通過在寄存器64復位之前立即提取輸出信號801，可以獲得部分加法器81的輸出。
也就是，當來自解擴碼生成部件71的解擴碼701為1時，部分加法器81幾乎停止其工作，工作比降低到大約1/2，從而降低電流消耗。
在上述實施例中，用BPSK執(zhí)行擴頻/解擴。然而，本發(fā)明并不僅限于用BPSK執(zhí)行擴頻/解擴，例如還可以應用于用QPSK執(zhí)行擴頻/解擴的情況。
下面將說明一種實施例，在該實施例中本發(fā)明被應用于用QPSK執(zhí)行擴頻/解擴的情況。
因為這個實施例的基本結構與圖10所示的結構基本相同，將參照圖10說明本實施例。
在QPSK情況下的解擴結果可以用下式計算Σi=0n-1C(i)·D(i)=Σi=0n-1C(i)·D(i)|C(i)=1,1+Σi=0n-1C(i)·D(i)|C(i)=1,-1]]>+Σi=0n-1C(i)·D(i)|C(i)=-1,1+Σi=0n-1C(i)·D(i)|C(i)=-1,-1]]>=Σi=0n-1D(i)|C(i)=1,1+(-jΣi=0n-1D(i)|C(i)=1,-1)]]>+(jΣi=0n-1D(i)|C(i)=-1,1)+(-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1,-1)]]>=Σi=0n-1D(i)|C(i)=1,1+Σi=0n-1D(i)|C(i)≠1,1-Σi=0n-1D(i)|C(i)≠1,1]]>+(-j·Σi=0n-1D(i)|C(i)1,-1)]]>+(j·Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1,1)+(-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1,-1)]]>={Σi=0n-1D(i)}+{-Σi=0n-1D(i)|C(i)≠1,1+(-j·Σi=0n-1D(i)|C(i)=1,-1)]]>+(j·Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1,1)+(-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1,-1)}]]>＝{總加法器80的輸出}+{部分加法器81至8n的輸出}....(3)這個實施例執(zhí)行用等式(3)表示的計算。
因此，在這個實施例中，當C(i)不是“1，1”時，部分加法器81至8n必須工作。
如上所述，這個實施例的結構與圖10所示的結構相同。然而，在基于BPSK的實施例中，圖10中頻率乘法器32的系數(shù)是-2，而在這個實施例中，該系數(shù)是-1。另外，在這個實施例中每個部分加法器81至8n的內部結構與基于BPSK的實施例中的內部結構不同。
下面將說明這個實施例中每個部分加法器81至8n的內部結構。
同樣，在這個實施例中，每個部分加法器82至8n的結構與部分加法器81的結構相同，因此將說明部分加法器81的結構作為一個說明性的例子。
圖14是一個方框圖，表示圖10中部分加法器81的內部結構的一個例子，更具體地，在其中用QPSK執(zhí)行擴頻/解擴的一個應用。
參見圖14，接收信號100和工作時鐘900由用一個解擴碼701控制的門電路41和43阻斷或通過。
僅當(C(i)＝1，-1)、(C(i)＝-1，-1)、(C(i)＝-1，1)即解擴碼701采用“1，1”之外的值時，門電路41和43通過信號，并當解擴碼701是“1，1”(C(i)＝1，1)時阻斷信號。
信號旋轉部件42執(zhí)行相應于解擴碼701的旋轉操作(-90°、180°、+90°)，并輸出一個旋轉結果402。
然后加法器44和寄存器45累加從旋轉結果402減去旋轉之前的信號401獲得的結果。
在每個碼元周期用來自復位部件46的一個復位信號使寄存器45復位，該復位部件46用來自圖10中選擇器31的定時信號311控制。
通過在即將復位寄存器45之前提取輸出信號801，可以獲得部分加法器81的輸出。
也就是，當來自圖10中解擴碼生成部件71的解擴碼701是“1，1”時，該實施例中的部分加法器81幾乎停止它的工作，工作比降低到大約3/4，從而減少電流消耗。
即使在用例如QPSK而不是BPSK執(zhí)行擴頻/解擴的情況下，通過針對解擴碼所有狀態(tài)即四個狀態(tài)中的三個狀態(tài)執(zhí)行部分相加，電流消耗可以被減少到3/4，盡管電路規(guī)模加大。
在上述的每一種實施例中，用BPSK和QPSK執(zhí)行擴頻/解擴。然而，本發(fā)明并不僅限于此。
另外，在上述每一種實施例中，不執(zhí)行重復采樣。然而，顯然本發(fā)明可以被應用于執(zhí)行重復采樣的情況。
在用BPSK執(zhí)行擴頻/解擴的上述實施例中，執(zhí)行用等式(2)表示的計算。然而，本發(fā)明并不僅限于此，還可以執(zhí)行等式(4)所表示的計算。這適用于用QPSK執(zhí)行擴頻/解擴的情況。Σi=0n-1C(i)·D(i)=Σi=0n-1C(i)·D(i)|C(i)=1+Σi=0n-1C(i)·D(i)|C(i)=-1]]>=Σi=0n-1D(i)|C(i)=1-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1]]>=Σi=0n-1D(i)|C(i)=1+Σi=0n-1D(i)|C(i)=1-Σi=0n-1D(i)|C(i)=1]]>-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1]]>=-Σi=0n=1D(i)+2Σi=0n-1D(i)|C(i)=1-----....(4)]]>
權利要求
1.一種相關器，用于通過在多個選擇同步點上順序解擴一個擴頻調制信號來執(zhí)行同步捕捉，該相關器包括用于根據(jù)解擴碼的值停止相關計算的裝置。
2.根據(jù)權利要求1所述的相關器，其中用于停止相關計算的所述裝置使用從解擴碼可采用的值中選擇的一個任意值預先獨立地計算一個解擴計算結果，從而當解擴碼采用所選擇的任意值時停止相關計算。
3.一種相關器，用于通過解擴已經(jīng)被擴頻調制的一個擴頻調制信號來執(zhí)行同步捕捉，其中用BPSK執(zhí)行擴頻調制，并根據(jù)下面給出的等式執(zhí)行解擴Σi=0n-1C(i)·D(i)=Σi=0n-1D(i)-2Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1]]>其中n是在1碼元時間內所包括的解擴相位點數(shù)，C(i)是解擴碼，和D(i)是已經(jīng)被擴頻調制的信號。
4.根據(jù)權利要求3所述的相關器，還包括總加法器，用于計算等式
右側項中的
部分加法器，用于計算等式
右側項中的
頻率乘法器，用于使所述部分加法器的輸出乘以-2；和加法器，用于將所述總加法器的輸出和所述頻率乘法器的輸出相加。
5.根據(jù)權利要求4所述的相關器，其中所述總加法器從當前信號中減去擴頻調制信號的一個輸入信號，該信號在當前輸入信號的n個碼片之前被輸入，并使相減結果與過去n個碼片相對應的擴頻調制信號的總和相加，從而計算最終的
6.根據(jù)權利要求4所述的相關器，其中所述的總加法器是IIR型的。
7.根據(jù)權利要求4所述的相關器，其中所述總加法器包括兩個IIR型總加法器。
8.一種相關器，用于通過解擴已經(jīng)被擴頻調制的一個擴頻調制信號執(zhí)行同步捕捉，其中用BPSK執(zhí)行擴頻調制，并根據(jù)下面給出的等式執(zhí)行解擴Σi=0n-1C(i)·D(i)=-Σi=0n-1D(i)+2Σi=0n-1D(i)|C(i)=1]]>其中n是在1碼元時間內所包括的解擴相位點數(shù)，C(i)是解擴碼，和D(i)是已經(jīng)被擴頻調制的信號。
9.根據(jù)權利要求8所述的相關器，還包括總加法器，用于計算等式
右側項中的
部分加法器，用于計算等式
右側項中的
頻率乘法器，用于使所述部分加法器的輸出乘以2；和減法器，用于將所述頻率乘法器與所述總加法器的輸出進行減法運算。
10.一種相關器，用于通過解擴已經(jīng)被擴頻調制的擴頻調制信號執(zhí)行同步捕捉，其中用BPSK執(zhí)行擴頻調制，并根據(jù)下面給出的等式執(zhí)行解擴Σi=0n-1C(i)·D(i)={Σi=0n-1D(i)}+{-Σi=0n-1D(i)|C(i)≠1,1+(-j·Σi=0n-1D(i)|C(i)=1,-1)]]>+(j·Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1,1)+(-Σi=0n-1D(i)|C(i)=-1,-1)}]]>其中n是在1碼元時間內所包括的解擴相位點數(shù)，C(i)是解擴碼，和D(i)是已經(jīng)被擴頻調制的信號。
11.一種便攜式終端設備，包括在權利要求1至10中任一權利要求所定義的所述相關器。
12.一種便攜式電話，包括在權利要求1至10中任一權利要求所定義的所述相關器。
全文摘要
本發(fā)明的相關器能夠根據(jù)解擴碼的值停止相關計算,并根據(jù)一個解擴碼型將工作部件的工作比降低到常規(guī)方案的1/2(當用BPSK執(zhí)行擴頻時)。在擴頻比足夠高的情況下,通過使用一個公用總加法器而不考慮解擴碼型,該相關器將電流消耗降低到常規(guī)方案電流消耗的約1/2(當用BPSK執(zhí)行擴頻時),從而在不降低工作速度的情況下實現(xiàn)比常規(guī)相關器更低的電流消耗。
文檔編號H04B1/707GK1267150SQ00103438
公開日2000年9月20日 申請日期2000年3月10日 優(yōu)先權日1999年3月12日
發(fā)明者津村聰一 申請人:日本電氣株式會社