專利名稱：具備先行參數(shù)估計(jì)能力的基帶處理器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明針對通信系統(tǒng)(例如無線通信系統(tǒng))中使用的基帶處理器，并且更加特別地涉及到具備先行參數(shù)估計(jì)能力以改善信道跟蹤性能的基帶處理器。
背景技術(shù)：
在當(dāng)今社會中，經(jīng)過無線網(wǎng)絡(luò)的通信已經(jīng)變得越來越普遍了。目前正在為商業(yè)使用分配額外的無線電頻譜，并且蜂窩電話也已經(jīng)變得越來越普通。由于使用了各種不同的頻段，因此需要提供能夠在不同頻段的各個(gè)頻段內(nèi)操作的雙波段電話。例如在美國，在蜂窩(約為800MHz)和PCS(個(gè)人通信業(yè)務(wù))(約為1900MHz)頻段上都可以提供無線電話業(yè)務(wù)。無線電話業(yè)務(wù)提供商通常都擁有蜂窩和PCS的混合執(zhí)照。這樣，為了能夠跨越國家提供無縫業(yè)務(wù)，無線電話業(yè)務(wù)的用戶就需要雙波段電話。
此外，當(dāng)前通信正在從模擬通信向數(shù)字通信演進(jìn)。數(shù)字語音可以表示為一系列比特，這些比特經(jīng)過調(diào)制，從基站發(fā)送到電話，反之亦然。電話對接收到的波形進(jìn)行解調(diào)，恢復(fù)原始發(fā)送的比特，并且把恢復(fù)的比特轉(zhuǎn)換回語音。而且，不斷增漲的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)(例如電子郵件、互聯(lián)網(wǎng)接入等等)也都需要數(shù)字通信。
目前有多種類型的數(shù)字通信系統(tǒng)可用。例如FDMA(頻分多址接入)系統(tǒng)把無線電頻譜分割為多個(gè)對應(yīng)于不同載波頻率的無線電信道。TDMA(時(shí)分多址接入)系統(tǒng)進(jìn)一步把載波頻率分割成為時(shí)隙。D-AMPS(數(shù)字高級移動(dòng)電話系統(tǒng))、PDC(太平洋數(shù)字蜂窩)以及GSM(全球移動(dòng)通信系統(tǒng))都是數(shù)字TDMA蜂窩系統(tǒng)的實(shí)例?；蛘?，如果無線電信道足夠?qū)挘瑒t多個(gè)用戶可以利用擴(kuò)頻技術(shù)和CDMA(碼分多址接入)技術(shù)，使用相同的信道。IS-95和J-STD-008都是采用CDMA標(biāo)準(zhǔn)的無線通信系統(tǒng)的實(shí)例。
無論采用何種調(diào)制或多址接入方法，通信系統(tǒng)都必須提供良好的質(zhì)量，例如良好的語音質(zhì)量，對于用戶的滿意程度來說，這是非常關(guān)鍵的。為了在接收機(jī)一端提供必需的高質(zhì)量，通常使用高級解調(diào)技術(shù)，例如利用信道估計(jì)的相干解調(diào)，以及如果需要的話，還要采用自動(dòng)頻率糾正(AFC)。
被發(fā)送的無線電信號經(jīng)過傳輸媒介，通常它也被稱作信道。常規(guī)接收機(jī)使用信道估計(jì)來補(bǔ)償信道對接收信號所造成的影響。信道估計(jì)通常都是由接收機(jī)內(nèi)的基帶處理器來完成的，并且包括估計(jì)與接收信號相關(guān)的信道系數(shù)。信道系數(shù)表示在傳輸過程中接收信號所發(fā)生的改動(dòng)。在多種無線應(yīng)用中，被估計(jì)的量值是隨時(shí)間變化的，因此需要跟蹤這種信道系數(shù)的變化。這也被稱作自適應(yīng)參數(shù)估計(jì)。跟蹤通常都用判決反饋執(zhí)行，利用過去的符號檢測去輔助更新信道系數(shù)。在某些接收機(jī)設(shè)計(jì)中，例如在最大似然序列估計(jì)(MLSE)接收機(jī)中，判決反饋信道估計(jì)要求一時(shí)延，以獲得可靠的被檢測符號值。這樣就會在信道跟蹤處理中引入時(shí)延，導(dǎo)致信道變化較快時(shí)性能較差。
為了更好地實(shí)施信道估計(jì)，期望不僅有有關(guān)過去和當(dāng)前符號檢測的信息，還有所關(guān)心符號周期之后的信息。一種解決方法是在發(fā)射機(jī)一端，在信號內(nèi)周期性地放入導(dǎo)頻符號。在接收機(jī)一端，信道通過導(dǎo)頻符號被估計(jì)并且在其間內(nèi)插。然而，導(dǎo)頻符號引入額外的開銷，降低信息符號的能量和/或可被發(fā)送的信息符號的數(shù)量。另外一種可選方法就是采用不要求顯式信道估計(jì)的非相干接收機(jī)，例如非相干MLSE接收機(jī)，或者非相干MAP(最大后驗(yàn)概率)逐符號檢測器。然而，這些接收機(jī)要比標(biāo)準(zhǔn)的相干接收機(jī)更加復(fù)雜，并且成本更高。
本發(fā)明就是要克服上述的一個(gè)或多個(gè)問題。
發(fā)明概述在通信系統(tǒng)中提供檢測接收的符號值的方法。在一種形式中，該方法內(nèi)通常包括如下步驟接收包含一個(gè)符號值序列在內(nèi)的數(shù)據(jù)樣值；導(dǎo)出多組將來的假設(shè)符號值；在接收到的數(shù)據(jù)樣值和該多組將來的假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出多組參數(shù)估計(jì)，一組參數(shù)估計(jì)對應(yīng)于該多組將來的假設(shè)符號值中的各組；在該多組參數(shù)估計(jì)和接收數(shù)據(jù)樣值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出多個(gè)量度，其中一個(gè)量度對應(yīng)于該多組參數(shù)估計(jì)中的一組；以及在該多個(gè)量度的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出被檢測符號值，該被檢測符號值與接收數(shù)據(jù)樣值有關(guān)。
在另一種形式中，該方法內(nèi)通常包括如下步驟接收包含一個(gè)符號值序列在內(nèi)的數(shù)據(jù)樣值；假設(shè)符號值的組合；在假設(shè)步驟之后，在接收數(shù)據(jù)樣值和假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出與每個(gè)假設(shè)符號值組合相關(guān)的參數(shù)估計(jì)；在導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)的步驟之后，在接收數(shù)據(jù)樣值、假設(shè)符號值和參數(shù)估計(jì)的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出與每個(gè)參數(shù)估計(jì)相關(guān)的量度；并且在導(dǎo)出量度的步驟之后，在量度的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出被檢測符號值，該被檢測符號值與接收數(shù)據(jù)樣值有關(guān)。
在另一種形式中，該方法內(nèi)通常包括如下步驟接收包含多個(gè)符號值序列在內(nèi)的數(shù)據(jù)樣值；導(dǎo)出第一組符號周期內(nèi)的第一多組假設(shè)符號值；導(dǎo)出第二組符號周期內(nèi)的第二多組假設(shè)符號值，其中第二組符號周期內(nèi)包括至少一個(gè)符號周期，其在時(shí)間上遲于第一組符號周期內(nèi)的符號周期；在接收數(shù)據(jù)樣值和第二多組假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)；在接收的數(shù)據(jù)樣值、參數(shù)估計(jì)以及第一多組假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出量度，一個(gè)以上量度對應(yīng)于該第一多組假設(shè)符號值的每一組；以及在量度的基礎(chǔ)上導(dǎo)出被檢測符號值，該被檢測符號值與接收數(shù)據(jù)樣值有關(guān)。
在另一種形式中，該方法內(nèi)通常包括如下步驟接收包含多個(gè)符號值序列在內(nèi)的數(shù)據(jù)樣值；在接收數(shù)據(jù)樣值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出多個(gè)參數(shù)估計(jì)；在導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)的步驟之后，在導(dǎo)出的參數(shù)估計(jì)和接收的數(shù)據(jù)樣值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出多個(gè)量度；在導(dǎo)出量度步驟之后，在多個(gè)量度的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出被檢測符號值，該被檢測符號值與接收數(shù)據(jù)樣值有關(guān)。
還提供一種基帶處理器，用在接收穿過信道傳輸?shù)臄?shù)據(jù)樣值的接收機(jī)內(nèi)。在一種形式中，該基帶處理器內(nèi)通常包括導(dǎo)出多組假設(shè)符號值的假設(shè)單元；在接收數(shù)據(jù)樣值和該多組假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)的參數(shù)估計(jì)器；以及接收該導(dǎo)出的參數(shù)估計(jì)、多組假設(shè)符號值和延時(shí)形式的接收數(shù)據(jù)樣值，并且導(dǎo)出與該接收數(shù)據(jù)樣值相關(guān)的一個(gè)被檢測符號序列的序列估計(jì)器。
在另一種形式中，該基帶處理器內(nèi)通常包括導(dǎo)出第一多組假設(shè)符號值的第一假設(shè)單元；導(dǎo)出不同于該第一多組的第二多組假設(shè)符號值的第二假設(shè)單元；接收該接收到的數(shù)據(jù)樣值以及該第一和第二多組假設(shè)符號值，并且在此基礎(chǔ)上導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)的參數(shù)估計(jì)器；以及接收該導(dǎo)出的參數(shù)估計(jì)、第一多組假設(shè)符號值以及延時(shí)形式的接收數(shù)據(jù)樣值，并且導(dǎo)出與接收數(shù)據(jù)樣值相關(guān)的一個(gè)被檢測符號值序列的序列估計(jì)器。
本發(fā)明的一個(gè)目的在于提供具備先行參數(shù)估計(jì)能力的基帶處理器。
本發(fā)明的另外一個(gè)目的在于提供能夠在將來符號假設(shè)以及當(dāng)前和過去符號假設(shè)的基礎(chǔ)上，執(zhí)行信道估計(jì)的基帶處理器。
本發(fā)明的另一個(gè)目的在于提供能夠利用有關(guān)所關(guān)心符號周期之前，期間以及之后信道的信息，去執(zhí)行參數(shù)估計(jì)，而不增加額外信令開銷的基帶處理器。
本發(fā)明的另一個(gè)目的在于提供能夠在更新用于解調(diào)的分支和路徑量度之前更新信道估計(jì)的基帶處理器。
本發(fā)明的其它方面、目的以及好處可以從對應(yīng)用、附圖以及附加的權(quán)利要求的研究中獲得。
附圖簡述

圖1是典型的數(shù)字通信系統(tǒng)的框圖；圖2是現(xiàn)有技術(shù)中，利用判決反饋的自適應(yīng)MLSE基帶處理器的框圖；圖3是現(xiàn)有技術(shù)中，利用每殘存者(per survivor)處理的自適應(yīng)MLSE基帶處理器的框圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)MLSE基帶處理器的框圖；圖5是說明根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)MLSE基帶處理過程的處理流程圖；圖6是采用本發(fā)明基帶處理器的蜂窩無線通信系統(tǒng)的示范部分的框圖；圖7是圖4所示的固定滯后信道估計(jì)器的第一實(shí)施例框圖；圖8是圖7中所示的、利用卡爾曼跟蹤理論的滯后跟蹤器的第一發(fā)明詳述盡管本發(fā)明是在窄帶線性調(diào)制信號(例如用于IS-136 D-AMPS下行鏈路通信中的信號)環(huán)境中描述的，但是本發(fā)明并不局限于這種系統(tǒng)，它同樣也可以適用于使用其它調(diào)制形式的系統(tǒng)，其中包括(但并不局限于)寬帶應(yīng)用中的直接序列擴(kuò)頻。
圖1中說明了現(xiàn)有技術(shù)中一種典型的無線數(shù)字通信系統(tǒng)，總地以10來標(biāo)識。表示語音或其它數(shù)據(jù)的數(shù)字符號12(例如二進(jìn)制±1數(shù)值)被提供給發(fā)射機(jī)14，其中把數(shù)字符號12映射成為具有代表性的波形信號16，經(jīng)過天線20并且通過無線信道18進(jìn)行傳輸。被發(fā)送信號16經(jīng)過信道18，并且在接收機(jī)22，作為經(jīng)過修改的信號16’由一個(gè)或多個(gè)天線24接收到。接收機(jī)22中通常包括無線處理器25、基帶信號處理器26以及用于處理接收信號16’的后處理單元28。
盡管本發(fā)明是在無線通信系統(tǒng)環(huán)境中描述的，但是此處所使用的術(shù)語“信道”僅僅出于通常的意義，并且可以指信號傳輸所經(jīng)過的任何一種媒介。例如，信道可以是無線環(huán)境、銅線、光纖或者磁性存儲媒介。在每種情況中，由于經(jīng)信道18傳輸?shù)挠绊懀邮盏降男盘?6’不同于被發(fā)送的信號16。接收到的信號16’經(jīng)常包括來自其它信號的噪聲和干擾，會導(dǎo)致信號質(zhì)量下降，并且增加出現(xiàn)傳輸錯(cuò)誤的概率。
接收到的信號16’輸入到被調(diào)諧到期望的頻段和期望的載波頻率上的無線處理器25中。無線處理器25把接收到的信號16’進(jìn)行放大、混頻以及濾波，然后向下轉(zhuǎn)換到基帶。無線處理器25還可以對基帶信號進(jìn)行采樣和量化，生成一個(gè)基帶接收樣值序列30。由于原始發(fā)送的無線信號16中典型地包括同相(I)和正交(Q)分量，因此基帶樣值30中也典型地是包括I和Q分量在內(nèi)的復(fù)數(shù)?；鶐幚砥?6接收基帶樣值30，并且檢測原始被發(fā)送的數(shù)字符號，生成一個(gè)硬檢測值序列32?；鶐幚砥?6還可以生成軟信息或者軟數(shù)值34，可以提供有關(guān)硬檢測符號值32準(zhǔn)確性的信息。
后處理單元28接收硬檢測值32和軟檢測值34(如果有的話)，并且執(zhí)行高度依賴于特定通信應(yīng)用的功能。例如，后處理單元28可以利用軟檢測值34，對硬檢測值32去執(zhí)行前向糾錯(cuò)譯碼或檢錯(cuò)譯碼。如果原始發(fā)送的信號16是語音信號，則后處理單元28利用語音譯碼器(沒有畫出)，把基帶處理器26得到的硬檢測符號值32轉(zhuǎn)換為語音信號36。
基帶處理器26內(nèi)所實(shí)施的原始發(fā)送數(shù)據(jù)符號的檢測通常要求去估計(jì)無線信道18(或者可能是無線處理器25)是如何修改被發(fā)送信號16的。例如，無線信道18可以由于多徑傳播，在被發(fā)送信號中引入相位和幅度的變化。被發(fā)送信號16也可以發(fā)生彌散，引起信號的回波?；鶐幚砥?6的相干解調(diào)要求估計(jì)這些影響。典型地，可以以抽頭延時(shí)線的模式來表示信道，為被發(fā)送信號16的不同時(shí)延或者回波指派信道系數(shù)。信道估計(jì)通常被用于確定信道系數(shù)。
在無線處理器25中，如果經(jīng)過混頻降到基帶的過程是有缺陷的，則會在基帶信號30中引入頻率誤差。通常采用某種形式的頻率偏差補(bǔ)償或自動(dòng)頻率糾正(AFC)來糾正這一問題。
在無線應(yīng)用中，被估計(jì)的量值通常隨時(shí)間而變化，并且相應(yīng)地需要對信道系數(shù)進(jìn)行跟蹤。對于兩抽頭信道模型來說，接收到的以符號間隔開的復(fù)基帶樣值r(k)為r(k)＝c0(k)s(k)+c1(k)s(k-1)+n(k)， (1)其中cj(k)表示時(shí)變信道系數(shù)，s(k)和s(k-1)表示當(dāng)前以及前一發(fā)送的符號，而且n(k)表示由信道18和其它噪聲源所引入的噪聲。
在現(xiàn)有技術(shù)的維特比最大似然序列估計(jì)方法中，從數(shù)據(jù)符號‘s’被加到發(fā)射機(jī)調(diào)制器的點(diǎn)出發(fā)，到接收機(jī)中出現(xiàn)數(shù)據(jù)樣值‘r’的點(diǎn)之間的傳輸可以由如下等式來估計(jì)r^(k)=c^0(k,k-d-1)s^(k)+c^1(k,k-d-1)s^(k-1)......(2)]]>其中符號c^0(k,k-d-1)]]>和c^1(k,k-d-1)]]>表示信道系數(shù) 和 是在一直到(包括)時(shí)段(k-d-1)接收到的信號樣值的基礎(chǔ)上，并且利用一直到s^(k-d-1)]]>的已假設(shè)符號，為時(shí)段k估計(jì)的。這種信道估計(jì)對應(yīng)于(d+1)步的預(yù)測值。
現(xiàn)有維特比MLSE均衡器技術(shù)中，計(jì)算實(shí)際接收樣值r(k)和使用例如等式(2)預(yù)測的值 之間的誤差，得到分支或增量量度dM(k)=|r(k)-c^0(k,k-d-1)s^(k)-c^1(k,k-d-1)s^(k-1)|2......(3)]]>增量量度被加到終止于 的前一個(gè)假設(shè)序列的累積路徑量度(積累的以前的增量量度)中，得到終止于 的序列的新候選量度。利用維特比算法，出于導(dǎo)出一組新路徑量度的考慮，需要?jiǎng)h除某些候選量度。然后，對每對可能的取值s(k)和s(k-1)來說，保留終止于有最佳(例如，最低)路徑量度值的假設(shè)，以及 和 的相關(guān)值。利用其它接收信號樣值序號(k-d)，即利用r(k-d)和一直到s(k-d)的符號，來更新這些保留下來，或者繼承下來的信道估計(jì)值。對于LMS(最小均方)信道跟蹤器來說，更新等式為c^0(k-d+1,k-d)=c^0(k-d,k-d-1)+μs*(k-d)e(k-d)......(4)]]>和c^1(k-d+1,k-d)=c^1(k-d,k-d-1)+μs*(k-d-1)e(k-d)......(5)]]>其中‘e’表示由下式給出的誤差信號e(k-d)=r(k-d)-c^0(k-d,k-d-1)s^(k-d)-c^1(k-d,k-d-1)s^(k-d-1),......(6)]]>其中μ是LMS步長，并且其中*表示復(fù)共軛，這樣在公式(6)的下一次迭代中，需要把信道估計(jì)提前一個(gè)符號周期，即時(shí)間(k-d+1)。通過外推時(shí)間(k-d)的估計(jì)值，可以估計(jì)公式(2)中所提供的時(shí)間k的信道估計(jì)值。類似地，可以從剛剛由公式(4)和(5)計(jì)算得到的時(shí)間(k-d+1)的估計(jì)值來外推得到所需的時(shí)間(k+1)的信道估計(jì)值，例如通過如下利用一階導(dǎo)數(shù) 和 c^0(k+1,k-d)=c^0(k-d+1,k-d)+d.c^0'(k-d+1,k-d).dt......(7)]]>和c^1(k+1,k-d)=c^1(k-d+1,k-d)+d.c^1'(k-d+1,k-d).dt......(8)]]>當(dāng)還跟蹤信道估計(jì)值的導(dǎo)數(shù)時(shí)，擴(kuò)展等式(4)和(5)，包括更新導(dǎo)數(shù)以得到c^0(k-d+1,k-d)c^0'(k-d+1,k-d)=1dt01c^0(k-d,k-d-1)c^0'(k-d,k-d-1)+s^*(k-d)e(k-d)1dt,......(9)]]>并且類似地用下標(biāo)1，可以更新 和 通過適當(dāng)?shù)剡x擇任意單元，時(shí)間步長dt(一個(gè)符號周期)可以被設(shè)置為1。
如圖2所示，現(xiàn)有技術(shù)中的基帶處理器40可以根據(jù)上述利用判決反饋信道估計(jì)進(jìn)行相干MLSE接收的實(shí)例進(jìn)行操作。接收到的樣值r(k)被提供給包括更新量度單元44和提取符號單元46在內(nèi)的序列估計(jì)器42。序列估計(jì)器42執(zhí)行序列估計(jì)(例如利用維特比算法)，用于從接收樣值r(k)中確定最可能被發(fā)送的符號序列。
由假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元48來導(dǎo)出當(dāng)前和過去的假設(shè)符號值。例如可以采用維特比算法去導(dǎo)出當(dāng)前和過去假設(shè)符號值，其中每一次狀態(tài)轉(zhuǎn)移都對應(yīng)一組可以從查找表中提取的當(dāng)前和過去假設(shè)符號值。例如在美國專利No.5,331,666、5,577,068、5,335,250以及5,557,645中解釋了生成、測試、丟棄以及保留符號序列假設(shè)的維特比算法的操作，在此引入其闡述作為參考。
(d+1)步信道預(yù)計(jì)器50導(dǎo)出預(yù)測的信道系數(shù)。更新量度單元44從假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元48中接收當(dāng)前和過去的假設(shè)符號值，并且從(d+1)步信道預(yù)測器50中接收經(jīng)過1步延時(shí)單元52延時(shí)的預(yù)測信道系數(shù)，并且計(jì)算每一組信道估計(jì)和假設(shè)符號值的分支量度以及更新路徑量度(積累的分支量度)。提取符號單元46接收路徑量度，確定最佳路徑量度，即具備最小數(shù)值的路徑量度，并且提取與該特定路徑量度相關(guān)的被檢測符號值 和 被檢測的符號值 和 被提供給(d+1)步信道預(yù)測器50。(d+1)步信道預(yù)測器50利用被檢測的符號值以及經(jīng)過d步延時(shí)單元54延時(shí)后的接收樣值，去預(yù)測下一次迭代中的信道系數(shù)。
可以使用每殘存者處理(PSP)技術(shù)來降低預(yù)測的數(shù)量。例如參見Gudmundson的美國專利No.5,164,961，在此引入其闡述作為參考。在當(dāng)前接收樣值和1步信道估計(jì)被用于檢測之后，與維特比算法中的每一狀態(tài)相關(guān)的信道估計(jì)值被更新，用于下一次的迭代。這樣可以改善性能，但是受限于信道變化非?？鞎r(shí)，1步預(yù)測過程并不總是可靠的。
特別地，路徑量度更新過程可以被看作令“狀態(tài)”對應(yīng)于過去假設(shè)符號值。與每個(gè)狀態(tài)相關(guān)的是一組信道系數(shù)估計(jì)。由于狀態(tài)對應(yīng)于一直到(包括)時(shí)間(k-1)的符號假設(shè)，因此可以利用包含r(k-1)在內(nèi)的接收樣值，去構(gòu)成誤差信號，并且更新系數(shù)。這樣，就只需要1步預(yù)測。
圖3中說明了現(xiàn)有技術(shù)中的基帶處理器，總地采用60來表示，其中用PSP技術(shù)來估計(jì)信道系數(shù)。接收到的樣值r(k)，以及來自假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元68的假設(shè)當(dāng)前和過去符號及經(jīng)過1步延時(shí)單元70延時(shí)的預(yù)測信道系數(shù)都被提供給序列估計(jì)器62，其中包括更新量度單元64和提取符號單元66。序列估計(jì)器62執(zhí)行序列估計(jì)，用于從接收到的樣值r(k)中確定最可能被發(fā)送的符號序列。1步延時(shí)單元70從1步信道預(yù)測器72中接收預(yù)測的信道系數(shù)，該預(yù)測器在接收樣值r(k)和假設(shè)符號單元68導(dǎo)出的假設(shè)當(dāng)前和過去符號值的基礎(chǔ)上，執(zhí)行1步信道預(yù)測。對于與更新狀態(tài)相應(yīng)的一對假設(shè)當(dāng)前和過去符號值來說，1步信道預(yù)測單元72導(dǎo)出信道系數(shù)預(yù)測值。更新量度單元64從假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元68中接收當(dāng)前和過去的假設(shè)符號值，并且從1步信道預(yù)測器單元72中接收由1步延時(shí)單元70延時(shí)后的預(yù)測信道系數(shù)，而且還計(jì)算分支量度并且更新路徑量度。路徑量度被提供給提取符號單元66，用于判斷最佳的路徑量度(即具備最小值的路徑量度)，并且提取被檢測到的符號值 1步延時(shí)單元70對預(yù)測信道系數(shù)進(jìn)行延時(shí)，實(shí)際上可導(dǎo)致在計(jì)算時(shí)間k的路徑量度過程中，需要利用到使用直到r(k-1)而預(yù)測的時(shí)間(k-1)的信道估計(jì)(預(yù)測的信道系數(shù))。這樣，在如圖3所示的現(xiàn)有技術(shù)基帶處理器60中，通過首先利用時(shí)間(k-1)的信道估計(jì)來更新路徑量度，然后更新時(shí)間k的信道估計(jì)，從而檢測符號值 時(shí)間k的更新信道估計(jì)被用于去更新時(shí)間(k+1)的路徑量度，等等。
每殘存者處理也已被用于跟蹤接收信號的相位變化。而且，PSP技術(shù)要求更多的預(yù)測。對應(yīng)于多個(gè)過去符號序列假設(shè)，通過為每個(gè)狀態(tài)保留多個(gè)信道模型，從而降低路徑歷史中非正確符號的影響。
在本發(fā)明申請人的美國專利No.5,557,645中闡述到等式(2)-(6)可以被組合起來，以得到MLSE量度，信道估計(jì)已被從中去除。MSLE量度僅僅是接收信號樣值以及假設(shè)的當(dāng)前和過去符號的函數(shù)。由于被去除的信道估計(jì)已取決于所有至當(dāng)前時(shí)刻的假設(shè)符號歷史，因此MLSE量度函數(shù)要取決于所有的符號歷史，并且因而允許使用如期望一樣多的“狀態(tài)”，其中即使當(dāng)接收到的信號樣值只取決于少數(shù)最近的幾個(gè)符號時(shí)，在過去符號的所有組合中也要保留大量過去的符號。然而，在‘645專利中闡述的量度只是對于過去的符號，而不是對將來的符號有不對稱或因果時(shí)間相關(guān)。特別是，一直到(但未超過)符號s(k)的所有符號被用于從接收樣值r(k)構(gòu)成量度。這樣，包含在量度中的非顯性信道估計(jì)就要如期望一樣多地取決于歷史，而不取決于任何將來的假設(shè)。
相反，本發(fā)明考慮利用將來符號假設(shè)，即信號樣值r(k+1)以及符號s(k+1)或者更晚的符號假設(shè)，來導(dǎo)出信道估計(jì)，以構(gòu)成時(shí)間k的量度。即使是首先利用r(k)和s(k)構(gòu)成信道估計(jì)，然后再利用該估計(jì)值去計(jì)算時(shí)間k的量度，這也是處于本發(fā)明的覆蓋范圍之內(nèi)，而已經(jīng)超出了現(xiàn)有技術(shù)的范圍，在現(xiàn)有技術(shù)中，在形成時(shí)間k處使用的信道估計(jì)中只預(yù)計(jì)利用直到r(k-1)和s(k-1)。
如上所述，為了改善信道跟蹤的性能，當(dāng)處理第k個(gè)接收樣值時(shí)，能夠使用有利地知道當(dāng)前和將來符號值 …的信道系數(shù)估計(jì)是有用的。然后，可以在過去和將來接收信號值的基礎(chǔ)上，使用平滑的信道系數(shù)估計(jì)。由于當(dāng)前和將來符號值是未知的，因此需要根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例進(jìn)行假設(shè)。本發(fā)明的特征就是“先行”參數(shù)估計(jì)，其中假設(shè)L個(gè)符號(當(dāng)前符號和L-1個(gè)將來符號)，從而允許改善信道估計(jì)。
通常，只有當(dāng)符號對正在被處理的接收樣值造成嚴(yán)重的ISI(符號間干擾)時(shí)，才會對符號進(jìn)行假設(shè)。例如在現(xiàn)有技術(shù)中的自適應(yīng)PSP MLSE接收機(jī)中，假設(shè)當(dāng)前和過去符號，更新量度，然后為不同的假設(shè)更新信道估計(jì)。使用本發(fā)明，則為了更好地估計(jì)信道，即使將來符號沒有對當(dāng)前正在處理的信號樣值造成影響，也需要對將來符號進(jìn)行假設(shè)。而且與現(xiàn)有技術(shù)不同的是，在計(jì)算量度之前執(zhí)行信道估計(jì)。
圖4中給出根據(jù)本發(fā)明的示范基帶處理器80。當(dāng)用于圖1所示的無線通信系統(tǒng)10中時(shí)，基帶處理器80代替現(xiàn)有技術(shù)中的處理器26?；鶐幚砥?0中包括(L-1)步延時(shí)單元82、序列估計(jì)器84(其中又包括更新量度單元86和提取符號單元88)、固定滯后信道估計(jì)器90、假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元92以及假設(shè)將來符號單元94。接收到的樣值r(k)被提供給(L-1)步延時(shí)單元82，其中把值延時(shí)(L-1)個(gè)符號周期，即對應(yīng)于將要假設(shè)的將來符號個(gè)數(shù)的符號周期數(shù)。接收樣值r(k)也被未經(jīng)延時(shí)地提供給固定滯后信道估計(jì)器90。固定滯后信道估計(jì)器90在95處在接收樣值r(k)以及分別來自假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元92和假設(shè)將來符號單元94的假設(shè)符號值96和98的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出信道估計(jì)值95。由(L-1)步延時(shí)單元82延時(shí)的接收樣值被提供給更新量度單元86，該單元利用來自假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元92和固定滯后信道估計(jì)器90的輸入，來操作計(jì)算分支量度，并且更新路徑量度。由更新量度單元86計(jì)算得到的路徑量度被提供給提取符號單元88，該單元確定最佳路徑(即具備最小值的路徑量度)，并且提取被檢測符號值 由于把接收樣值提供給固定滯后信道估計(jì)器90時(shí)，接收樣值沒有經(jīng)過延時(shí)，因此在特定樣值r(k)在更新量度單元86內(nèi)被用于量度更新時(shí)的某段給定時(shí)間T內(nèi)，由估計(jì)器90提供的信道估計(jì)是在直到(并且包括)樣值r(k+L)的基礎(chǔ)上做出的。
在更新量度單元86更新路徑量度之前，在估計(jì)器90內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)。這樣，即使基帶處理器80不假設(shè)將來符號就執(zhí)行信道估計(jì)(即若L＝1)，按照本發(fā)明的基帶處理器在如下這一點(diǎn)上仍不同于常規(guī)的PSP MLSE處理器，即在量度更新之前進(jìn)行信道更新(即執(zhí)行信道估計(jì))。反過來這也意味著，在更新量度單元86中計(jì)算的每個(gè)分支量度都利用不同的信道估計(jì)，而在常規(guī)MLSE的操作中，若干個(gè)分支量度使用相同的信道估計(jì)。
實(shí)際上，采用現(xiàn)有PSP技術(shù)，則有一個(gè)信道模型對應(yīng)于維特比算法中的每個(gè)狀態(tài)。這樣現(xiàn)有技術(shù)中的信道模型僅僅取決于過去符號值。相應(yīng)地，對應(yīng)于相同的過去符號值，但是不同的當(dāng)前符號值的兩個(gè)量度可以基于相同的信道估計(jì)。相反，采用本發(fā)明的基帶處理器80以及L＝1，則對過去和當(dāng)前符號值的每一種組合都存在有不同的信道估計(jì)。這樣，對應(yīng)于相同的過去符號值但對應(yīng)于不同的當(dāng)前符號值的兩個(gè)量度可以基于不同的信道估計(jì)。
固定滯后信道估計(jì)器90利用由假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元92所生成的該組當(dāng)前和過去假設(shè)符號值96，以及由假設(shè)將來符號單元94生成的該組假設(shè)將來符號值98。另一方面，當(dāng)計(jì)算 時(shí)，更新量度單元86僅利用由假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元92所生成的該組當(dāng)前和過去假設(shè)符號值96。然而，被用于計(jì)算 的估計(jì)也取決于假設(shè)的將來符號。因此根據(jù)本發(fā)明，在此定義的“狀態(tài)”中現(xiàn)在包括當(dāng)前和將來符號值。例如在二進(jìn)制調(diào)制和兩抽頭信道模型中，維特比算法內(nèi)常規(guī)MLSE接收具備兩個(gè)狀態(tài)，對應(yīng)于過去符號值的兩種可能取值(+1和-1)。采用本發(fā)明且L＝1時(shí)，維特比算法中具備四種狀態(tài)，對應(yīng)于過去和當(dāng)前符號值的所有組合，即+1+1、+1-1、-1+1和-1-1。當(dāng)L＝2時(shí)，維特比算法中存在八種狀態(tài)，對應(yīng)于過去、當(dāng)前和將來符號值的所有可能組合，即+1+1+1、+1+1-1、+1-1+1、+1-1-1、-1+1+1、-1+1-1、-1-1+1、和-1-1-1。當(dāng)L＝3時(shí)，維特比算法中存在16種狀態(tài)，等等。
圖5的流程圖中給出根據(jù)本發(fā)明的基帶處理器80的操作示范處理過程。處理在接收到信號后從模塊100開始。在模塊102，由更新量度單元86初始化路徑量度。例如，如果在未知數(shù)據(jù)符號之前，在接收信號中提供有已知的訓(xùn)練符號，則更新量度單元86初始化路徑量度，以有助于已知的符號值。在模塊104，基帶處理器80接收數(shù)據(jù)樣值進(jìn)行處理。數(shù)據(jù)樣值可以是訓(xùn)練符號之后的第一個(gè)數(shù)據(jù)樣值，或者是多個(gè)接收數(shù)據(jù)符號之后的下一個(gè)數(shù)據(jù)樣值。在模塊106，由假設(shè)當(dāng)前和過去符號單元92和假設(shè)將來符號單元94去假設(shè)過去、當(dāng)前和可能的將來符號值。是否假設(shè)將來的符號，要取決于L的取值。當(dāng)L＝1時(shí)，只假設(shè)當(dāng)前和過去的符號。當(dāng)L＝2時(shí)，假設(shè)當(dāng)前、過去和將來的符號。當(dāng)L＝3時(shí)，假設(shè)當(dāng)前、過去和兩個(gè)將來符號等等。在模塊108，利用假設(shè)的符號值(過去、當(dāng)前和可能將來)以及當(dāng)前數(shù)據(jù)樣值，由固定滯后信道估計(jì)器90來更新多組信道估計(jì)。在模塊110，更新量度單元86利用更新的多組信道估計(jì)，以及假設(shè)的當(dāng)前或過去符號值，去更新并且削減路徑量度(例如利用維特比算法)。本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解到，也可以使用其它削減算法，例如M算法。在模塊112，提取符號單元88接收到經(jīng)過更新的路徑量度，利用該更新路徑量度確定被發(fā)送符號的估計(jì)值。在模塊114，如果判斷到有多個(gè)數(shù)據(jù)樣值需要被處理，則處理過程返回模塊104，并且接收和處理數(shù)據(jù)樣值。如果在模塊114判斷，不再有數(shù)據(jù)樣值需要被處理，則在模塊116，處理過程結(jié)束。
盡管本發(fā)明可以被用于其它應(yīng)用，例如有線應(yīng)用，但是它還是在無線通信系統(tǒng)有特別用處，例如包括移動(dòng)臺和基站的蜂窩系統(tǒng)。為了說明這一點(diǎn)，考慮圖6的示范實(shí)施例，其中給出了示范蜂窩移動(dòng)無線電話系統(tǒng)的框圖，總地以120所示，其中包括示范基站122和移動(dòng)臺124。基站122中包括控制和處理單元126(其中包括本發(fā)明的基帶處理器70(沒有畫出))，126又連接到MSC(移動(dòng)交換中心)128，MSC又連接到PSTN(公共交換電話網(wǎng))(沒有畫出)。在現(xiàn)有技術(shù)中，這種蜂窩無線電話系統(tǒng)的通用概念是公認(rèn)已知的，如Wejke等人的，題為“Neighbor-Assisted Handoff in a Cellular Communication System(蜂窩通信系統(tǒng)的相鄰幫助切換)”的美國專利(No.5,175,867)，以及1992年10月27日提交的，題為“Multi-mode Signal Processing(多模式信號處理)”的美國專利申請(No.07/967,027)中的描述，在此引入其闡述作為參考。
基站122通過語音信道收發(fā)機(jī)130處理多個(gè)語音信道，該收發(fā)機(jī)又受到控制和處理單元126的控制。而且基站122中包括控制信道收發(fā)機(jī)132，能夠處理一個(gè)以上的控制信道?？刂菩诺朗瞻l(fā)機(jī)132也受到控制和處理單元126的控制。控制信道收發(fā)機(jī)132在基站122的控制信道上，向位于其小區(qū)或覆蓋范圍內(nèi)、并且鎖定在該控制信道上的移動(dòng)臺廣播控制信息。可以理解到，收發(fā)機(jī)130和132能夠被實(shí)施為單獨(dú)的設(shè)備，而為共享相同無線載波頻率的DCCH(專用控制信道)和DTC(數(shù)字業(yè)務(wù)信道)所用。
移動(dòng)臺124在語音和控制信道收發(fā)機(jī)134處接收在控制信道中廣播的信息。包含本發(fā)明基帶處理器70(沒有畫出)在內(nèi)的處理單元136評估接收到的控制信道信息，其中包括移動(dòng)臺124鎖定的候選小區(qū)(即基站)的特征，并且確定移動(dòng)臺124應(yīng)該鎖定在哪個(gè)小區(qū)內(nèi)。這樣的好處是，接收到的控制信道信息中不僅包括有關(guān)其相關(guān)小區(qū)的絕對信息，還包括有關(guān)控制信道相關(guān)小區(qū)的其它鄰近小區(qū)的相對信息。這種控制信道信息的生成、接收和使用在Raith等人的，題為“Method andApparatus for Communication Control in a Radiotelephone System(在無線電話系統(tǒng)中用于通信控制的方法和設(shè)備)”的美國專利(No.5,353,332)中有描述，在此引入其闡述作為參考。
本發(fā)明的上述示范實(shí)施例已針對MLSE均衡來描述的，其中更新量度單元86所采用的量度是歐幾里德距離量度。這種接收機(jī)的“檢測統(tǒng)計(jì)”簡單地就是接收到的基帶樣值。然而，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解到，本發(fā)明也適用于其它形式的自適應(yīng)均衡以及/或者使用其它量度的MLSE均衡。例如，本發(fā)明可以供MLSE均衡技術(shù)使用，其中更新量度單元所采用的量度可以是Ungerboeck量度，它利用信道估計(jì)以及“s參數(shù)”對多個(gè)接收樣值進(jìn)行濾波。對于有關(guān)這種類型的MLSE均衡技術(shù)的更多信息，可以參見G.Ungerboeck的“Adaptive MaximumLikelihood Receiver for Carrier-Modulated Data TransmissionSystems(載波調(diào)制數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的自適應(yīng)最大似然接收機(jī))”(IEEETransaction in Communications，第22卷，624-646頁，1974年5月)，在此引入其作為參考?？梢岳脕碜怨潭笮诺拦烙?jì)器90的信道估計(jì)直接或者間接地估計(jì)s參數(shù)。在任何情況下，每次迭代都仍與特定“當(dāng)前”符號周期相關(guān)。這樣，對于前述的兩抽頭的信道模型來說，利用接收樣值r(k)和r(k+1)來處理第k個(gè)符號，以構(gòu)成當(dāng)前的檢測統(tǒng)計(jì)，如下所示z(k)=c^0*(k)r(k)+c^1*(k)r(k+1).......(10)]]>等式(10)通常被用于近似表示如下的精確表達(dá)式z(k)=c^0*(k)r(k)+c^0*(k+1)r(k+1),......(11)]]>由于不知道將來的符號值 因此需要采用等式(10)。然而，本發(fā)明可以容易地使用更加精確的等式(11)。這樣對于本示范實(shí)施例來說，r(k+1)就是“當(dāng)前”的接收的樣值，以及s(k)就是“當(dāng)前”的符號。采用傳統(tǒng)的PSP適配，則利用第k個(gè)符號和過去符號的假設(shè)值，經(jīng)過k次迭代之后，對信道估計(jì)進(jìn)行更新。在本發(fā)明中，也可以假設(shè)將來的符號，并且通過利用等式(11)中的 而不是使用等式(10)中的 來改善檢測統(tǒng)計(jì)。
而且，本發(fā)明不局限于MLSE類型的均衡應(yīng)用，而是還可以適用于自適應(yīng)判決反饋均衡(DFE)和線性均衡(LE)?？梢愿鶕?jù)軟判決和硬判決值之間的差值平方構(gòu)成量度，用于削減信道估計(jì)。對于LE來說，量度構(gòu)成參數(shù)可以是濾波器系數(shù)。對于DFE來說，量度構(gòu)成參數(shù)可以是前饋或反饋濾波器系數(shù)。
此外，本發(fā)明可以供任何相干檢測器使用。例如，如果接收信號的模型為r(k)＝c(k)s(k)+n(k)， (12)則傳統(tǒng)自適應(yīng)相干檢測器可以構(gòu)成檢測統(tǒng)計(jì)y(k)=c^*(k)r(k)......(13)]]>那么，被檢測符號 就是最接近檢測統(tǒng)計(jì)y(k)的符號，例如BPSK(二進(jìn)制相移鍵控)調(diào)制y(k)的實(shí)部的符號。然后，傳統(tǒng)的信道跟蹤就會利用誤差信號 和當(dāng)前估計(jì) 為下一次迭代預(yù)測信道抽頭，即形成 可以觀察到，在該應(yīng)用中不需要假設(shè)符號或者構(gòu)成路徑量度。
根據(jù)本發(fā)明的其它示范相干檢測實(shí)施例，分別由單元92和94假設(shè)當(dāng)前符號(L＝1)和可能的將來符號(L＞1)，構(gòu)成狀態(tài)空間網(wǎng)格。對每次假設(shè)來說，由估計(jì)器90構(gòu)成信道估計(jì)，并且供序列估計(jì)器84使用，進(jìn)行符號檢測。這是前一實(shí)例的簡化形式，其中c0(k)＝c(k)以及c1(k)＝0。
考慮L＝1以及BPSK調(diào)制的實(shí)例情況。根據(jù)本發(fā)明的相干檢測按照如下方式操作首先，假設(shè)當(dāng)前符號為+1，并且構(gòu)成一個(gè)信道估計(jì)c^(k,+1)=c^(k-1)+μ(+1)(r(k)-c^(k-1)(+1)).......(14)]]>還可以構(gòu)成量度為J(+1)=|r(k)-c^(k,+1)(+1)|2.......(15)]]>同樣也可以假設(shè)當(dāng)前符號為-1，來形成信道估計(jì)和量度。量度較小的那一個(gè)就是被檢測符號，而且信道估計(jì)變?yōu)?或者，用于削減信道抽頭的量度不同于被用于檢測被發(fā)送比特的量度。例如，上述量度可以被用于信道模型的削減，而由判決統(tǒng)計(jì)的正負(fù)號來確定被檢測符號 統(tǒng)計(jì)z(k)也可以被用作軟數(shù)值。
用于信道估計(jì)的量度可以具備多種形式。例如，可以通過取信道估計(jì)和利用下式得到的瞬時(shí)值 之間差值的量值平方，來使用均方誤差量度本發(fā)明也同樣適用于包含天線陣列在內(nèi)的系統(tǒng)。例如，本發(fā)明可d^(k)=s^*(k)r(k).......(17)]]>以供Bottomley的美國專利(No.5,680,419)中討論的、干擾抑制合并(IRC)使用，在此引入其闡述作為參考。本發(fā)明也可以被用于自適應(yīng)天線合并，允許組合加權(quán)以從更好的估計(jì)中受益。
圖7說明了圖4中所示的固定滯后信道估計(jì)器90的優(yōu)選實(shí)施例，其中包括信道跟蹤器150和滯后跟蹤器152。信道跟蹤器150接收那些已接收的樣值r(k)，以及假設(shè)的當(dāng)前和過去符號值96和假設(shè)的將來符號值98。信道跟蹤器150利用下文中詳細(xì)描述的多種信道跟蹤算法，導(dǎo)出信道估計(jì)154以及誤差信號156。誤差信號156可以是與誤差信號相關(guān)的中間信號，或者就簡單地是誤差信號本身e(k，k-1)。
滯后跟蹤器152接收信道估計(jì)154和誤差信號156，以及假設(shè)當(dāng)前和過去符號值96和假設(shè)的將來符號值98，并且在信號95處導(dǎo)出信道的固定滯后估計(jì)，信號95被輸出到序列估計(jì)器84(見圖4)。
信道跟蹤器150可以利用各種信道跟蹤算法，其中包括(但不局限于)卡爾曼、LMS(最小均方)、KLMS(卡爾曼最小均方)以及RLS(遞歸最小平方)跟蹤算法。
對于卡爾曼濾波來說，可以以狀態(tài)向量x和誤差協(xié)方差矩陣P的測量和時(shí)間更新等式來表達(dá)標(biāo)準(zhǔn)的1步預(yù)測x^(k,k)=x^(k,k-1)+P(k,k-1)H(k)[HH(k)P(k,k-1)H(k)+R(k)}-1e(k,k-1),......(18)]]>x^(k+1,k)=F(k)x^(k,k),......(19)]]>P(k，k)＝P(k，k-1)-P(k，k-1)H(k)[HH(k)P(k，k-1)H(k)+R(k)]-1HH(k)P(k，k-1)， (20)P(k+1，k)＝F(k)P(k，k)FH(k)+G(k)Q(k)GH(k)， (21)其中e(k,k-1)=y(k)-HH(k)x^(k,k-1).......(22)]]>在上述等式(18-22)中，y(k)是測量到的數(shù)據(jù)(y(k)＝HH(k)x(k)+v(k)，其中v(k)是測量噪聲)；R(k)是測量噪聲的協(xié)方差矩陣(單一測量信道的測量噪聲功率)；HH(k)把時(shí)間k的狀態(tài)映射為無噪聲的理論測量，其中上標(biāo)H表示Hermitian轉(zhuǎn)置；F(k)把當(dāng)前狀態(tài)映射到下一狀態(tài)(x(k+1)＝F(k)x(k)+w(k)，其中w(k)是設(shè)備噪聲)；以及Q(k)是設(shè)備噪聲協(xié)方差矩陣。
對于卡爾曼信道跟蹤來說，定義狀態(tài)x以包括信道系數(shù)c。此處，采用另一個(gè)接收信號模型，使得r(k)=c0*(k)s(k)+c1*(k)s(k-1)+n(k).......(23)]]>注意在等式(23)中，與等式(1)中不同，信道系數(shù)c0和c1都要取共軛。
根據(jù)采用的特定信號模型，信道系數(shù)可以包括相關(guān)量，例如信道系數(shù)的導(dǎo)數(shù)?？紤]信道系數(shù)c的簡單隨機(jī)行走模型，其中假定各個(gè)系數(shù)之間是去耦合的，對于兩抽頭信道模型來說，狀態(tài)向量x(k)被定義為x(k)＝c(k)＝[c0(k)c1(k)]T狀態(tài)向量也由符號值與測量噪聲耦合，即H(k)＝[s(K)s(k-1)]T＝s(K).(24)利用卡爾曼濾波公式，并且y(k)＝r*(k)，R(k)=σv2,]]>G(k)Q(k)GH(k)=σp2I]]>以及F(k)＝I，信道跟蹤器150導(dǎo)出信道估計(jì)154c^(k+1,k)=c^(k,k-1)+K(k)e(k,k-1),......(25)]]>其中K(k)=P(k,k-1)s(k)[sH(k)P(k,k-1)s(k)+σv2]-1,......(26)]]>以及P(k+1,k)=P(k,k-1)-P(k,k-1)s(k)[sH(k)P(k,k-1)s(k)]]>+σν2]-1sH(k)P(k,k-1)+σp2I,......(27)]]>以及誤差信號156被導(dǎo)出為e(k,k-1)=r*(k)-c^0(k,k-1)s*(k)-c^1(k,k-1)s*(k-1)=(r(k)-cH(k,k-1)s(k))*......(28)]]>對于利用卡爾曼跟蹤算法的N滯后信道估計(jì)來說，滯后跟蹤器152利用下列等式，導(dǎo)出i＝1到N的固定滯后信道估計(jì)95c^(k-i,k)=c^(k-i,k-1)+P(k-i,k-i-1)e(k,i+1),......(29)]]>其中e(k，i+1)＝[I-K(k-i)sH(k-i)]He(k，i)， (30)以及e(k,1)=s(k)[sH(k)P(k,k-1)s(k)+σv2]-1e(k,k-1).......(31)]]>利用這種形式的卡爾曼信道跟蹤，固定滯后信道估計(jì)器90可以生成從滯后1到滯后N的信道估計(jì)。依賴于特定應(yīng)用，這一點(diǎn)是非常有價(jià)值的。例如在IS-95系統(tǒng)中，業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)比特和功率控制比特所能容忍的時(shí)延量是不同的。不同的滯后N信道估計(jì)與容忍的不同符號周期延時(shí)相對應(yīng)，可以被用于解調(diào)業(yè)務(wù)比特和功率控制比特。如果只需要滯后N的信道估計(jì)，則可以利用更新公式來消除滯后1到滯后N-1的中間過渡項(xiàng)；c^(k-N,k)=c^(k-N,k-N)+P(k-N,k-N-1)Σi=1Ne(k+i-N,i+1).......(32)]]>根據(jù)信道跟蹤器150使用的跟蹤算法，滯后跟蹤器152可以取不同的形式。圖8中說明了卡爾曼信道跟蹤中使用的滯后跟蹤器152的第一實(shí)施例，其中包括乘法器160和162，加法器164和166，以及延時(shí)單元168和170。乘法器160和162分別在信號171和172處接收假設(shè)符號值。乘法器160接收的假設(shè)符號值171中包括最遠(yuǎn)的假設(shè)符號及其之前所有的假設(shè)符號，而乘法器162接收到的假設(shè)符號172中只簡單地是向后推移一個(gè)符號周期的假設(shè)符號171。
延時(shí)單元168把信道估計(jì)154延時(shí)一個(gè)更新周期，生成延時(shí)的信道估計(jì)173。乘法器160實(shí)現(xiàn)誤差信號156與乘數(shù)相乘，生成修正的誤差信號174。對于卡爾曼滯后2的信道跟蹤來說，乘數(shù)最好對應(yīng)于如下矩陣H， (33)這樣，乘法器160輸出的修正誤差信號174就對應(yīng)于e(k，2)，也就是公式(30)中當(dāng)i＝1時(shí)得到的誤差信號。類似地，乘法器162乘以修正誤差信號174，生成對應(yīng)于e(k，3)的再修正誤差信號176，也就是公式(30)中當(dāng)i＝2時(shí)提供的誤差信號。在加法器164中實(shí)現(xiàn)延時(shí)信道估計(jì)173和修正誤差信號174的相加，生成滯后1信道估計(jì)178。滯后1信道估計(jì)178由延時(shí)單元170延時(shí)1個(gè)更新周期，生成時(shí)延的滯后1信道估計(jì)180。再修正誤差信號176和延時(shí)的滯后1信道估計(jì)在加法器166中被相加在一起，生成滯后2信道估計(jì)182，作為固定滯后信道估計(jì)95(見圖4和7)，由滯后跟蹤器152輸出。
圖9中說明了在卡爾曼信道跟蹤中使用的滯后跟蹤器152的可選實(shí)施例，其中包括乘法器184和186，延時(shí)單元188、190和192，以及一個(gè)加法器194。類似于圖8，乘法器184接收包括最遠(yuǎn)的假設(shè)符號及其之前所有的假設(shè)符號在內(nèi)的假設(shè)符號值171，而乘法器158接收假設(shè)符號值172，后者僅僅是把假設(shè)符號值171向后推移一個(gè)符號周期。
延時(shí)單元188把信道估計(jì)值154延時(shí)一個(gè)更新周期，生成延時(shí)的信道估計(jì)196。延時(shí)單元190再把延時(shí)信道估計(jì)196延時(shí)另外一個(gè)更新周期，生成延時(shí)兩個(gè)更新周期的進(jìn)一步延時(shí)信道估計(jì)198?；蛘?，延時(shí)單元188和190可以包括一單個(gè)單元，用于把信道估計(jì)154延時(shí)兩個(gè)更新周期。誤差信號156與乘數(shù)184相乘，生成對應(yīng)于e(k，2)的修正誤差信號200，就是公式(30)中當(dāng)i＝1時(shí)的誤差信號。類似地，乘法器186乘以修正誤差信號200，生成對應(yīng)于e(k，3)的進(jìn)一步修正誤差信號202，也就是公式(30)中當(dāng)i＝2時(shí)的誤差信號。延時(shí)單元192也把修正誤差信號200延時(shí)一個(gè)更新周期，生成延時(shí)的修正誤差信號204。在加法器194內(nèi)把進(jìn)一步時(shí)延信道估計(jì)198，進(jìn)一步修正誤差信號202以及延時(shí)修正誤差信號204相加在一起，生成滯后2信道估計(jì)206，由滯后跟蹤器152作為固定滯后信道估計(jì)95(見圖4和7)輸出。
對于LMS信道跟蹤來說，時(shí)變P矩陣可以由固定的、對角矩陣(對角線上的值相同)來近似，即P(k，k-1)≈pI.(34)采用該利用LMS跟蹤算法的近似，信道跟蹤器150輸出的信道估計(jì)154由下式給出c^(k+1,k)=c^(k,k-1)+K(k)e(k,k-1),......(35)]]>其中e(k，k-1)在公式(26)中給出，以及K(k)＝μs(k). (36)對于利用LMS跟蹤算法的N滯后信道估計(jì)來說，滯后跟蹤器152利用如下等式，在i＝1到N的情況下，產(chǎn)生固定滯后信道估計(jì)95c^(k-i,k)=c^(k-i,k-1)+e~(k,i+1),......(37)]]>其中e~(k,i+1)=[I-μs(k-i)sH(k-i)]e~(k,i),......(38)]]>以及e~(k;1)=μs(k)e(k,k-1).......(39)]]>或者，如果只需要滯后N信道估計(jì)，則可以根據(jù)如下公式導(dǎo)出固定滯后信道估計(jì)c^(k-N,k)=c^(k-N,k-N)+Σi=1Ne~(k+i-N,i+1)......(40)]]>在LMS信道跟蹤器中，通常c^(k,k)=c^(k+1,k).]]>誤差相關(guān)項(xiàng)就是在LMS更新步驟中被用于更新信道估計(jì)的項(xiàng)。被用于生成修正誤差項(xiàng)的乘數(shù)僅隨過去符號值而變化。對于導(dǎo)頻信道來說，這些乘數(shù)可以所有是相同的固定值。對于導(dǎo)頻符號來說，可以預(yù)先去除符號調(diào)制，使得也可以使用固定值。提供在符號值(這些符號值通常是不相關(guān)的)基礎(chǔ)上取預(yù)計(jì)的誤差信號值，可以得到近似的LMS信道估計(jì)。根據(jù)下式，可以生成近似信道估計(jì)c^(k-i,k)=c^(k-i,k-1)+(1-σs2μ)1μs(k)e(k,k-1),......(41)]]>它也可以被實(shí)現(xiàn)為c^(k-N,k)=c^(k-N,k-N)+Σi=1N(1-σs2μ)iμs(k+i-N)e(k+i-N,k+i-N-1)......(42)]]>可以注意到，對于MPSK(M進(jìn)制相移鍵控)調(diào)制來說，σs2等于1。在只有一個(gè)信道系數(shù)的情況下，上述提供的近似信道估計(jì)就會變得精確，而且乘數(shù)也變成標(biāo)量乘數(shù)，而不再是矩陣乘數(shù)。
對于RLS信道跟蹤來說，進(jìn)行如下假設(shè)R(k)=σv2=λ,......(43)]]>以及G(k)Q(k)GH(k)=(1λ-1)(P(k,k-1)-P(k,k-1)H(k)HH(k)P(k,k-1)λ+HH(k)P(k,k-1)H(k)).......(44)]]>利用上述采用RLS跟蹤算法的估計(jì)，信道跟蹤器150輸出的信道估計(jì)154由下式給出c^(k+1,k)=c^(k,k-1)+P(k,k-1)H(k)λ+HH(k)P(k,k-1)H(k)e(k,k-1),......(45)]]>以及P(k+1,k)=1λ(P(k,k-1)-P(k,k-1)H(k)HH(k)P(k,k-1)λ+HH(k)P(k,k-1)H(k)),......(46)]]>其中e(k,k-1)=r*(k)-c^0(k,k-1)s*(k)-c^1(k,k-1)s*(k-1),......(47)]]>以及H(k)＝[s(k)s(k-1)]T. (48)信道更新也可以根據(jù)卡爾曼增益給出K(k)=P(k,k-1)H(k)λ+HH(k)P(k,k-1)H(k)......(49)]]>使得c^(k+1,k)=c^(k,k-1)+K(k)e(k,k-1),......(50)]]>以及P(k+1,k)=1λ(P(k,k-1)-K(k)HH(k)P(k,k-1)).......(51)]]>對于利用RLS跟蹤算法的N滯后信道跟蹤來說，滯后跟蹤器152根據(jù)如下公式，產(chǎn)生i＝1到N情況下的固定滯后信道估計(jì)95c^(k-i,k)=c^(k-i,k-1)+P(k-i,k-i-1)e(k,i+1)......(52)]]>其中e(k，i+1)＝[I-K(k-i)sH(k-i)]He(k，i) (53)以及
e(k，1)＝s(k)[sH(k)P(k，k-1)s(k)+λ]-1e(k，k-1). (54)在KLMS信道跟蹤器中，狀態(tài)向量中由狀態(tài)對組成，每個(gè)狀態(tài)對與一個(gè)信道抽頭相關(guān)。狀態(tài)對中的第一個(gè)狀態(tài)是信道系數(shù)，狀態(tài)對中的第二個(gè)狀態(tài)與第一狀態(tài)相關(guān)。例如，在IRW(綜合隨機(jī)行走)KLMS信道跟蹤器中，第二個(gè)狀態(tài)值就是信道抽頭(第一狀態(tài)值)的導(dǎo)數(shù)，而且在AR2(二階自動(dòng)回歸)KLMS信道跟蹤器中，第二狀態(tài)值就是一個(gè)常數(shù)乘以前一信道系數(shù)值(第一狀態(tài)值的延時(shí)的版本)。
假設(shè)信道抽頭是不耦合的，這樣F矩陣就具備以下形式的塊對角矩陣 其中F2×2取決于狀態(tài)對中的第二狀態(tài)。
KLMS信道跟蹤器的輸出只取決于信道系數(shù)，這樣HH(k)就可以被表示為HH(k)=[s*(k)0s*(k-1)0...]=[s*(k)H2×1Ts*(k-1)H2×1T...]......(56)]]>其中H2×1＝[10]T。類似于LMS信道跟蹤器，KLMS信道跟蹤器利用固定P矩陣來近似卡爾曼濾波器。然而，由于存在與每個(gè)信道抽頭相關(guān)的兩個(gè)狀態(tài)值，因此假設(shè)P矩陣是塊對角矩陣，即 其中P2×2(j)由參數(shù)設(shè)置與相關(guān)信道抽頭強(qiáng)度來確定，并且具備如下形式P2×2(j)=P11(j)P12(j)P21(j)P22(j)......(58)]]>在KLMS跟蹤器中，由狀態(tài)向量x表示的信道抽頭狀態(tài)具備如下形式x^(k+1,k)=Fx^(k,k-1)+K(k)e(k,k-1),......(59)]]>其中K(k)=FPσs2Σj=0J-1p11(j)+σv2H(k)......(60)]]>由于假設(shè)了塊結(jié)構(gòu)，因此可以利用通用誤差信號為每個(gè)信道抽頭狀態(tài)進(jìn)行單獨(dú)的更新。例如，抽頭j的更新具備如下形式x^2×2(k+1,k;j)=F2×2x^2×2(k,k-1;j)+L2×1(j)s(k-j)e(k,k-1),......(61)]]>其中L2×1(j)=F2×2P2×2(j)σs2Σj=0J-1P11(j)+σv2H2×1=μjαj......(62)]]>這樣，每個(gè)信道抽頭都具備與之相關(guān)的兩個(gè)步長，即μj和αj。整個(gè)狀態(tài)更新(所有抽頭)的卡爾曼增益可以被表示為K(k)=L2×1(1)s(k)L2×1(1)s(k-1)···,......(63)]]>其中0步預(yù)測值為x^2×2(k,k;j)=F2×2-1x^2×2(k+1,k;j)......(64)]]>對于N滯后信道估計(jì)來說，我們應(yīng)該考慮一起更新所有的信道系數(shù)狀態(tài)。相應(yīng)地，對于i＝1到N，評估以下信道狀態(tài)等式x^(k-i,k)=x^(k-i,k-1)+Pe(k,i+1)......(65)]]>其中e(k，i+1)＝[F-K(k-i)HH(k-i)]He(k-i) (66)以及e(k,1)=H(k)[HH(k)PH(k)+σv2]-1e(k,k-1)=P-1F-1K(k)e(k,k-1)......(67)]]>
由于F和P具備塊對角結(jié)構(gòu)，所以等式(65)和(67)可以被表示為每信道抽頭單獨(dú)更新，即x^2×1(k-i,k;j)=x^2×1(k-i,k-1;j)+P2×2(j)e2×2(k,i+1;j)......(68)]]>以及e2×1(k,1;j)=P2×2-1(j)F2×2-1L2×1(j)s(k-j)e(k,k-1)......(69)]]>其中e(k，i+1)(i＝0到N)具備形式e(k,i+1;j)=e2×1(k,i+1;1)e2×1(k,i+1;2)···......(70)]]>不幸的是，等式(66)不能很好地分解，它具備如下形式 類似于LMS跟蹤器，可以簡單地取預(yù)計(jì)值，近似得到誤差信號更新。假設(shè)符號是不相關(guān)的，e(k，i+1；j)更新具備塊對角形式，使得可以利用如下的誤差信號來更新第j個(gè)信道抽頭項(xiàng)e2×1(k,i+1;j)=(F2×2·σs2L2×1H2×1T)He2×1(k,i;j).......(72)]]>總之，KLMS固定滯后信道跟蹤器要求對于i＝1到N，為每個(gè)信道抽頭j評估下述狀態(tài)等式x^2×2(k-i,k;j)=x^2×2(k-i,k-1;j)+L2×1(j,i)s(k-j)e(k,k-1)......(73)]]>其中L2×1(j,i)=((F2×2-σs2L2×1(j)H2×1T)H)i-1P2×2-1(j)F2×2-1L2×1(j)......(74)]]>這樣，除了步長不同以及狀態(tài)之間存在耦合之外，附加狀態(tài)更新具備與KLMS跟蹤器相同的形式。這要求跟蹤x^2×2(k,k;j),]]>可以利用如下公式，從x^2×2(k+1,k;j)]]>得到x^(k,k)=F-1x^(k+1,k).......(75)]]>由于不需要1步預(yù)測值，因此可以直接跟蹤狀態(tài)值x^2×2(k,k;j),]]>并且用其構(gòu)成固定滯后估計(jì)。當(dāng)構(gòu)成誤差信號e(k，k-1)時(shí)，要求與F2×2相乘。
例如，考慮綜合隨機(jī)行走(IRW)KLMS跟蹤器。對于這種信號模型來說，第一狀態(tài)是信道系數(shù)，并且第二狀態(tài)是該信道系數(shù)的導(dǎo)數(shù)。因此F2×2=1101,......(76)]]>G2×2＝
T(77)以及L2×1(j)=1σs2(1+p11(j))p11(j)+p12(j)p12(j),......(78)]]>其中pij的取值是通過參數(shù)設(shè)定的。
本發(fā)明處理器也可以供擴(kuò)頻CDMA系統(tǒng)使用。估計(jì)到的參數(shù)可以是RAKE接收機(jī)的組合權(quán)值和/或時(shí)延。對于自適應(yīng)相關(guān)以除去信道干擾來說，這些參數(shù)可以是自適應(yīng)解擴(kuò)權(quán)值。對于多用戶檢測來說，這些參數(shù)中可以包括信號強(qiáng)度級別以及多個(gè)信號的信道抽頭。的確，從通常意義上來說，本發(fā)明包含利用將來符號的假設(shè)去估計(jì)所有任何數(shù)值的技術(shù)，例如AFC(自動(dòng)頻率糾正)、AGC(自動(dòng)增益控制)、相位等等。
圖10中說明了用于具備導(dǎo)頻信道(例如直接序列擴(kuò)頻導(dǎo)頻信道)的CDMA中的固定滯后信道估計(jì)器90的可選實(shí)施例。估計(jì)器90中包括加法器208、210和212，乘法器214，延時(shí)單元216和218，以及滯后濾波器220。在這種系統(tǒng)中，通常是單獨(dú)地跟蹤每個(gè)信道系數(shù)。而且由于利用了導(dǎo)頻信道，因此不再需要符號假設(shè)；而是可以從導(dǎo)頻信道中得知它們。圖10中所示的固定滯后信道估計(jì)器90的操作如下。
接收到的包含導(dǎo)頻信道在內(nèi)的數(shù)據(jù)樣值r(k)一般經(jīng)過解擴(kuò)器222的解擴(kuò)，生成導(dǎo)頻相關(guān)信號224。在加法器208中可以確定導(dǎo)頻相關(guān)信號224和由 給出的信道估計(jì)226之間的差值，生成由e(k，k-1)給出的誤差信號228。在乘法器214中，把誤差信號228與系數(shù)μ相乘，生成修正誤差信號230。在加法器210中把修正誤差信號230和信道估計(jì)226相加，生成由 給出的更新信道估計(jì)232。延時(shí)單元216把更新信道估計(jì)232延時(shí)一個(gè)更新周期，生成信道估計(jì)226。延時(shí)單元218把信道估計(jì)226再延時(shí)一個(gè)更新周期，生成由 給出的延時(shí)信道估計(jì)234。修正誤差信號230也被輸入到滯后濾波器220。滯后濾波器220中包括延時(shí)元件和乘法器，并且生成經(jīng)過濾波的誤差信號236。經(jīng)過濾波的誤差信號236以及時(shí)延的信道估計(jì)234在加法器212中相加，生成滯后2信道估計(jì)238，作為固定滯后信道估計(jì)95輸出(見圖4和7)。這樣，在LMS滯后N跟蹤的公式(42)的基礎(chǔ)上，由下式給出滯后2信道估計(jì)238c^(k-2,k)=c^(k-2,k-2)+(1-σs2μ)2μe(k,k-1)+(1-σs2μ)μe(k-1,k-2).......(79)]]>當(dāng)有一個(gè)信道抽頭時(shí)，通常利用一階鎖相環(huán)(PLL)來跟蹤僅這一抽頭的相位。如果需要的話，二階鎖相環(huán)可以被用于跟蹤相位和頻率誤差。還可以跟蹤參數(shù)集中的信道系數(shù)、相位和頻率的誤差。
由于相位及其導(dǎo)數(shù)可以采用固定步長來跟蹤，因此二階PLL可以被看作對于相位和頻率跟蹤的卡爾曼濾波器的近似。這樣，IRW KLMS固定滯后跟蹤器提供固定滯后PLL的基礎(chǔ)。
特別是，用于跟蹤相位和頻率的二階PLL公式可以表示為θ(k+1，k)＝θ(k，k-1)+f(k，k-1)+β1e(k，k-1) (80)f(k+1，k)＝f(k，k-1)+β2e(k，k-1).(81)這樣，二階PLL具備IRW KLMS跟蹤器的形式，其中β1＝μj，β2＝αj，s(k-j)＝1，以及固定的P矩陣。把卡爾曼濾波器理論應(yīng)用到上述等式中，則0步預(yù)測值可以由下式給出θ(k，k)＝θ(k+1，k)-f(k+1，k) (82)f(k，k)＝f(k+1，k).(83)對于利用二階PLL的相位和頻率的固定滯后估計(jì)來說，對于i＝1到N，評估下列等式θ(k-i，k)＝θ(k-i，k-1)+f(k-i，k-1)+β1(i)e(k，k-1) (84)f(k-i，k)＝f(k-i，k-1)+β2(i)e(k，k-1)，(85)其中β1(i)和β2(i)是參數(shù)，可以被當(dāng)作固定P矩陣元素的函數(shù)而用參數(shù)表示。
這種類型的相位和頻率跟蹤器可以一直持續(xù)運(yùn)行，直到達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，然后根據(jù)對相位和頻率的測量噪聲功率和設(shè)備噪聲功率(相位抖動(dòng)和相位傾斜噪聲功率)，穩(wěn)定狀態(tài)P矩陣可以被用于確定的步長。
本發(fā)明可以被擴(kuò)展去假設(shè)用于信道跟蹤的過去符號，即使當(dāng)處理信道的時(shí)間彌散，并不需要這種擴(kuò)展時(shí)。例如，在上述的一抽頭實(shí)例中，通過令過去符號假設(shè)保持待定，而不是利用硬判決反饋進(jìn)行跟蹤，而可以保持更多的信道模型處于“活”狀態(tài)。在Dent的美國專利(No.5,557,645)中闡述了這種只利用過去符號假設(shè)的方法，在此引入其闡述作為參考。在本發(fā)明中，需要假設(shè)過去、當(dāng)前和將來的符號，并且將有與每一個(gè)相關(guān)聯(lián)的信道估計(jì)。量度可以被累積，并且被用于削減假設(shè)。
本發(fā)明也可以供粗略檢測值，而不是假設(shè)值使用。例如，即使存在某些需要均衡器的ISI，也可以利用DQPSK(差分正交相移鍵控)的差分檢測器來檢測將來的符號。由于符號最終要由均衡器檢測，因此這些粗略值只能被用于信道估計(jì)。而且，如果存在周期性導(dǎo)頻符號，那么由于只需要為導(dǎo)頻符號考慮一個(gè)數(shù)值，因此可以降低假設(shè)的數(shù)量，這可以參見P.Dent的、題為“Maximum Likelihood Rake Receiverfor use in a Code Division Multiple Access Wireless CommunicationSystem(用于碼分多址無線通信系統(tǒng)內(nèi)的最大似然瑞克接收機(jī))”的美國專利申請(No.09/247,609)，在此引入其闡述內(nèi)容作為參考。如果采用半盲多用戶信道估計(jì)，則其中一個(gè)用戶的已知符號可以被用于降低假設(shè)的數(shù)量。
根據(jù)示范實(shí)施例，可以自適應(yīng)地使用先行信道跟蹤。例如在較慢的車速情況下(即導(dǎo)致低的多譜勒擴(kuò)展)，先行預(yù)測所得到的好處要大于較高車速的情況。對于變化的L來說，也可能采用其它準(zhǔn)則，例如量度增長、SNR(信號噪聲比)以及誤比特率。這樣，通過基于按照需要去控制先行預(yù)測的程度，而可以用此去節(jié)省功率。
例如，可以根據(jù)信號是較強(qiáng)或者處于深度衰落之中，來改變L。當(dāng)發(fā)生信號衰落時(shí)，可以增加L，直到信號脫離衰落為止?？梢酝ㄟ^檢驗(yàn)信道系數(shù)的量值平方，或者檢驗(yàn)信號強(qiáng)度，或者對SNR進(jìn)行某種測量，來檢測衰落。
本發(fā)明包括的另一種變化中包括接收信號樣值，存入存儲器中，并且以時(shí)間逆序的方法回溯地對其進(jìn)行處理，例如Dent等人的美國專利(No.5,335,250和No.5,841,816)中描述的，在此引入其闡述作為參考。這樣，無論是在上述說明書中還是在權(quán)利要求中，利用如下的術(shù)語來表示信號的時(shí)間順序，例如“先前”和“隨后”，“在前”和“后續(xù)”，“較晚”和“較早”，應(yīng)該可以理解到，該技術(shù)也可以適用于反向接收信號樣值的時(shí)間順序。
盡管特定參考附圖描述了本發(fā)明，但是應(yīng)該可以理解到，本發(fā)明可以做出各種修改，而沒有脫離本發(fā)明的精神范圍。
權(quán)利要求
1.一種在通信系統(tǒng)中檢測接收的符號值的方法中包括如下步驟接收與一個(gè)符號值序列有關(guān)的數(shù)據(jù)樣值；導(dǎo)出多組將來的假設(shè)符號值；在接收數(shù)據(jù)樣值和該多組將來假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出多組參數(shù)估計(jì)，該多組將來假設(shè)符號值中每組符號值一組參數(shù)；在多組參數(shù)估計(jì)和接收數(shù)據(jù)樣值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出多個(gè)量度，該多組參數(shù)估計(jì)中每組一個(gè)量度；以及在多個(gè)量度的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出被檢測的符號值，該被檢測符號值與接收的數(shù)據(jù)樣值相關(guān)。
2.權(quán)利要求1的方法，其中被檢測符號值涉及到將來的假設(shè)符號值以及與多個(gè)量度中具有最小值的量度相關(guān)的參數(shù)估計(jì)。
3.權(quán)利要求1的方法，其中從包括信道系數(shù)、相位和頻率誤差以及信號強(qiáng)度或幅度的一組中選擇參數(shù)估計(jì)。
4.權(quán)利要求1的方法，其中從包括RAKE接收機(jī)組合加權(quán)、RAKE接收機(jī)抽頭時(shí)延、自適應(yīng)解擴(kuò)加權(quán)和信號強(qiáng)度的一組中選擇參數(shù)估計(jì)。
5.權(quán)利要求1的方法，其中通過合并多組參數(shù)估計(jì)與接收到的數(shù)據(jù)樣值來導(dǎo)出多個(gè)量度，其中數(shù)據(jù)樣值中包括不依賴于將來假設(shè)符號值中某些符號值的接收數(shù)據(jù)樣值。
6.權(quán)利要求1的方法，其中利用從包括卡爾曼跟蹤算法、KLMS跟蹤算法、LMS跟蹤算法和RLS跟蹤算法在內(nèi)的一組中選擇的算法來導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)。
7.權(quán)利要求1的方法，其中多個(gè)量度中包括與參數(shù)估計(jì)相關(guān)的平方誤差量度。
8.權(quán)利要求7的方法，其中通過累積按照下式給出的分支量度，來導(dǎo)出平方誤差量度|c^(k)-s^*(k)r(k)|2]]>其中 是參數(shù)估計(jì)， 是假設(shè)符號值的復(fù)共軛，以及r是接收到的數(shù)據(jù)樣值，所有都在時(shí)刻(k)。
9.一種在通信系統(tǒng)中檢測接收到的符號值的方法中包括如下步驟接收與一個(gè)符號值序列有關(guān)的數(shù)據(jù)樣值；假設(shè)符號值的組合；該假設(shè)步驟之后，在接收數(shù)據(jù)樣值和假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出與每個(gè)假設(shè)符號值的組合相關(guān)的參數(shù)估計(jì)；導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)步驟之后，在接收的數(shù)據(jù)樣值、假設(shè)的符號值和參數(shù)估計(jì)的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出與每個(gè)參數(shù)估計(jì)相關(guān)的量度；以及導(dǎo)出量度步驟之后，在量度的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出被檢測符號值，該被檢測符號值與接收數(shù)據(jù)樣值有關(guān)。
10.權(quán)利要求9的方法，其中假設(shè)符號值中包括當(dāng)前和過去的假設(shè)符號值。
11.權(quán)利要求9的方法，其中被用于導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)的假設(shè)符號值中包括過去、當(dāng)前和將來的假設(shè)符號值，并且被用于導(dǎo)出量度的假設(shè)符號值中包括過去和當(dāng)前的假設(shè)符號值。
12.權(quán)利要求9的方法，其中在基于選擇準(zhǔn)則的多個(gè)符號間隔上假設(shè)符號值的組合。
13.權(quán)利要求12的方法，其中從包括車輛速度、多普勒散布、量度增長、信號噪聲比、誤比特率以及接收數(shù)據(jù)樣值強(qiáng)度在內(nèi)的一組中選取選擇準(zhǔn)則。
14.權(quán)利要求9的方法，其中被檢測符號值涉及到假設(shè)符號值以及與具有最小值的量度相關(guān)的參數(shù)估計(jì)。
15.權(quán)利要求9的方法，其中從由信道系數(shù)、相位誤差以及頻率誤差組成的組中選擇參數(shù)估計(jì)。
16.權(quán)利要求9的方法，其中從由RAKE接收機(jī)組合加權(quán)、RAKE接收機(jī)合并時(shí)延、自適應(yīng)解擴(kuò)加權(quán)和信號強(qiáng)度組成的組中選擇參數(shù)估計(jì)。
17.權(quán)利要求9的方法，其中利用從包括卡爾曼跟蹤算法、KLMS跟蹤算法、LMS跟蹤算法和RLS跟蹤算法在內(nèi)的一組中選擇的算法來導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)。
18.權(quán)利要求9的方法，其中多個(gè)量度中包括與參數(shù)估計(jì)相關(guān)的平方誤差量度。
19.權(quán)利要求18的方法，其中通過累積按照下式給出的分支量度，來導(dǎo)出平方誤差量度|c^(k)-s^*(k)r(k)|2]]>其中 是參數(shù)估計(jì)， 是假設(shè)符號值的復(fù)共軛，以及r是接收到的數(shù)據(jù)樣值，所有都在時(shí)刻(k)。
20.一種在通信系統(tǒng)中檢測接收的符號值的方法中包括如下步驟接收與一個(gè)符號值序列有關(guān)的數(shù)據(jù)樣值；導(dǎo)出第一組符號周期內(nèi)的第一多組假設(shè)符號值；導(dǎo)出第二組符號周期內(nèi)的第二多組假設(shè)符號值，其中第二組符號周期內(nèi)包括至少一個(gè)符號周期，其在時(shí)間上遲于第一組符號周期內(nèi)的符號周期；在接收數(shù)據(jù)樣值和第二多組假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)；在接收的數(shù)據(jù)樣值、參數(shù)估計(jì)以及第一多組假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出量度，第一多組假設(shè)符號值中每組一個(gè)以上量度；以及在量度的基礎(chǔ)上導(dǎo)出被檢測符號值，該被檢測符號值與接收數(shù)據(jù)樣值有關(guān)。
21.權(quán)利要求20的方法，其中被檢測符號值與第一多組假設(shè)符號值以及與具有最小值的量度相關(guān)的參數(shù)估計(jì)有關(guān)。
22.權(quán)利要求20的方法，其中第一多組假設(shè)符號值中包括多組過去和當(dāng)前的假設(shè)符號值，并且其中第二多組假設(shè)符號值中包括多組過去、當(dāng)前和將來的假設(shè)符號值。
23.權(quán)利要求20的方法，其中導(dǎo)出量度的步驟中還包括削減一組候選量度的步驟，并且其中在改組被削減量度基礎(chǔ)上導(dǎo)出被檢測符號值。
24.權(quán)利要求20的方法，其中從包括信道系數(shù)、相位誤差和頻率誤差在內(nèi)的一組中選擇參數(shù)估計(jì)。
25.權(quán)利要求20的方法，其中從包括RAKE接收機(jī)組合加權(quán)、RAKE接收機(jī)合并時(shí)延、自適應(yīng)解擴(kuò)加權(quán)和信號強(qiáng)度在內(nèi)的一組中選擇參數(shù)估計(jì)。
26.權(quán)利要求20的方法，其中利用維特比算法導(dǎo)出量度。
27.權(quán)利要求20的方法，其中從包括歐幾里德距離量度以及Ungerboeck量度的一組中選擇導(dǎo)出的量度。
28.權(quán)利要求20的方法，其中導(dǎo)出量度的步驟中包括如下步驟計(jì)算與參數(shù)估計(jì)和第一多組假設(shè)符號值相關(guān)的分支量度；以及對第一多組假設(shè)符號值中每組符號值的分支量度求和，構(gòu)成路徑量度，其中利用路徑量度導(dǎo)出被檢測符號值。
29.權(quán)利要求20的方法，其中利用從包括卡爾曼跟蹤算法、KLMS跟蹤算法、LMS跟蹤算法和RLS跟蹤算法在內(nèi)的一組中選擇的算法來導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)。
30.權(quán)利要求20的方法，其中在選擇準(zhǔn)則的基礎(chǔ)上，自適應(yīng)地確定第一和第二組符號周期。
31.權(quán)利要求30的方法，其中從包括車輛速度、多普勒散布、量度增長、信號噪聲比、誤比特率以及接收數(shù)據(jù)樣值強(qiáng)度在內(nèi)的一組中選取該選擇準(zhǔn)則。
32.一種在用于接收穿過信道傳輸?shù)臄?shù)據(jù)樣值的接收機(jī)中的基帶處理器包括導(dǎo)出多組假設(shè)符號值的假設(shè)單元；在接收數(shù)據(jù)樣值和多組假設(shè)符號值的基礎(chǔ)上，導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)的參數(shù)估計(jì)器；以及接收該導(dǎo)出的參數(shù)估計(jì)、多組假設(shè)符號值和延時(shí)形式的接收數(shù)據(jù)樣值，并且導(dǎo)出與接收數(shù)據(jù)樣值有關(guān)的一個(gè)被檢測符號序列的序列估計(jì)器。
33.權(quán)利要求32的基帶處理器，其中序列估計(jì)器中包括更新量度單元，用于接收導(dǎo)出的參數(shù)估計(jì)、多組假設(shè)符號值以及延時(shí)形式的接收數(shù)據(jù)樣值，并且在此基礎(chǔ)上導(dǎo)出量度，該多組假設(shè)符號值中每組一個(gè)量度；以及提取符號單元，用于接收導(dǎo)出的量度，并且在此基礎(chǔ)上導(dǎo)出被檢測符號值序列。
34.權(quán)利要求33的基帶處理器，其中導(dǎo)出的被檢測符號值序列對應(yīng)于由提取符號單元所判定的一組具備最小量度值的假設(shè)符號值。
35.權(quán)利要求32的基帶處理器，其中從一組包括信道系數(shù)、相位和頻率誤差以及信號強(qiáng)度或幅度在內(nèi)的一組中選擇參數(shù)估計(jì)。
36.權(quán)利要求32的基帶處理器，其中從包括RAKE接收機(jī)組合加權(quán)、RAKE接收機(jī)抽頭延時(shí)、自適應(yīng)解擴(kuò)加權(quán)和信號強(qiáng)度在內(nèi)的一組中選擇參數(shù)估計(jì)。
37.權(quán)利要求32的基帶處理器，其中參數(shù)估計(jì)器中包括利用從包括卡爾曼跟蹤算法、KLMS跟蹤算法、LMS跟蹤算法和RLS跟蹤算法在內(nèi)的一組中選擇的算法，去導(dǎo)出信道估計(jì)的固定滯后信道估計(jì)器。
38.權(quán)利要求33的基帶處理器，其中由更新量度單元導(dǎo)出的量度中包括與參數(shù)估計(jì)相關(guān)的平方誤差量度。
39.權(quán)利要求38的基帶處理器，通過累積按照下式給出的分支量度，來導(dǎo)出平方誤差量度|c^(k)-s^*(k)r(k)|2]]>其中 是參數(shù)估計(jì)， 是假設(shè)符號值的復(fù)共軛，以及r是接收到的數(shù)據(jù)樣值，所有都在時(shí)刻(k)。
40.權(quán)利要求32的基帶處理器，其中多組假設(shè)符號值中包括過去和當(dāng)前的假設(shè)符號值。
41.權(quán)利要求32的基帶處理器，其中假設(shè)單元在基于選擇準(zhǔn)則的多個(gè)符號間隔上假設(shè)多組符號值。
42.權(quán)利要求41的基帶處理器，其中從包括車輛速度、多普勒散布、量度增長、信號噪聲比、誤比特率以及接收數(shù)據(jù)樣值強(qiáng)度在內(nèi)的一組中選取該選擇準(zhǔn)則。
43.權(quán)利要求33的基帶處理器，其中更新量度單元利用維特比算法去導(dǎo)出量度。
44.權(quán)利要求33的基帶處理器，其中從包括歐幾里德距離量度以及Ungerboeck量度的一組中選擇導(dǎo)出量度。
45.權(quán)利要求32的基帶處理器，其中參數(shù)估計(jì)器中包括信道跟蹤器，用于接收該接收到的數(shù)據(jù)樣值和多組假設(shè)符號值，并且導(dǎo)出信道估計(jì)和誤差信號；以及滯后跟蹤器，用于接收信道估計(jì)、誤差信號以及多組假設(shè)符號值，并且導(dǎo)出固定滯后信道估計(jì)，作為參數(shù)估計(jì)。
46.權(quán)利要求45的基帶處理器，其中信道跟蹤器使用卡爾曼跟蹤算法、KLMS跟蹤算法、LMS跟蹤算法和RLS跟蹤算法當(dāng)中的一種來導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)。
47.權(quán)利要求45的基帶處理器，其中滯后跟蹤器包括使誤差信號與第一乘數(shù)相乘以導(dǎo)出修正誤差信號的第一乘法器單元；延時(shí)信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的信道估計(jì)的第一延時(shí)單元；使修正誤差信號和延時(shí)信道估計(jì)相加以導(dǎo)出滯后信道估計(jì)的第一加法器；使修正誤差信號與第二乘數(shù)相乘以導(dǎo)出再修正誤差信號的第二乘法器單元；延時(shí)滯后信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的滯后信道估計(jì)的第二延時(shí)單元；以及使再修正誤差信號與延時(shí)的滯后信道估計(jì)相加以導(dǎo)出再滯后信道估計(jì)作為固定滯后信道估計(jì)的第二加法器。
48.權(quán)利要求45的基帶處理器，其中滯后跟蹤器中包括使誤差信號與一乘數(shù)相乘以導(dǎo)出修正誤差信號的乘法器單元；延時(shí)信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的信道估計(jì)的延時(shí)單元；以及使修正誤差信號與延時(shí)信道估計(jì)相加以導(dǎo)出滯后信道估計(jì)作為固定滯后信道估計(jì)的加法器。
49.權(quán)利要求45的基帶處理器，其中滯后跟蹤器包括使誤差信號與第一乘數(shù)相乘以導(dǎo)出修正誤差信號的第一乘法器單元；延時(shí)信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的信道估計(jì)的第一延時(shí)單元；延時(shí)修正誤差信號以導(dǎo)出延時(shí)的修正誤差信號的第二延時(shí)單元；使修正誤差信號與第二乘數(shù)相乘以導(dǎo)出再修正誤差信號的第二乘法器單元；以及使再修正誤差信號、延時(shí)的修正誤差信號以及延時(shí)的信道估計(jì)相加以導(dǎo)出滯后信道估計(jì)作為固定滯后信道估計(jì)的加法器。
50.權(quán)利要求32的基帶處理器，其中接收數(shù)據(jù)樣值中包括導(dǎo)頻信道，并且其中參數(shù)估計(jì)器中包括使解擴(kuò)形式的導(dǎo)頻信道與信道估計(jì)相加以導(dǎo)出誤差信號的第一加法器；使誤差信號與一乘數(shù)相乘以導(dǎo)出修正誤差信號的乘法器單元；使修正誤差信號與信道估計(jì)相加以導(dǎo)出更新的信道估計(jì)的第二加法器；至少一個(gè)延時(shí)更新信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的更新信道估計(jì)的延時(shí)單元；加權(quán)并且合并修正誤差信號與前一修正誤差信號以導(dǎo)出經(jīng)過濾波的誤差信號的滯后濾波器；以及使經(jīng)過濾波的誤差信號與延時(shí)的更新信道估計(jì)相加以導(dǎo)出固定滯后信道估計(jì)作為參數(shù)估計(jì)的第三加法器。
51.權(quán)利要求50的基帶處理器，其中導(dǎo)頻信道中包括直接序列擴(kuò)頻導(dǎo)頻信道。
52.一種在用于接收穿過信道傳輸?shù)臄?shù)據(jù)樣值的接收機(jī)中的基帶處理器包括導(dǎo)出第一多組假設(shè)符號值的第一假設(shè)單元；導(dǎo)出不同于該第一多組的第二多組假設(shè)符號值的第二假設(shè)單元；接收該接收到的數(shù)據(jù)樣值和第一與第二多組假設(shè)符號值，并且在此基礎(chǔ)上導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)的參數(shù)估計(jì)器；以及接收導(dǎo)出的參數(shù)估計(jì)、第一多組假設(shè)符號值和延時(shí)形式的接收數(shù)據(jù)樣值，并且導(dǎo)出與接收數(shù)據(jù)樣值有關(guān)的一個(gè)檢測符號值序列的序列估計(jì)器。
53.權(quán)利要求52的基帶處理器，其中分別為第一和第二組符號周期導(dǎo)出第一和第二多組假設(shè)符號值，并且其中第二組符號周期內(nèi)包括至少一個(gè)符號周期，其在時(shí)間上遲于第一組符號周期的符號周期。
54.權(quán)利要求52的基帶處理器，其中第一多組假設(shè)符號值包括過去和當(dāng)前的假設(shè)符號值，并且其中第二多組假設(shè)符號值中包括將來的假設(shè)符號值。
55.權(quán)利要求53的基帶處理器，其中在選擇準(zhǔn)則的基礎(chǔ)上，自適應(yīng)地確定第一和第二組符號周期。
56.權(quán)利要求55的基帶處理器，其中從包括車輛速度、多普勒散布、量度增長、信號噪聲比、誤比特率以及接收數(shù)據(jù)樣值強(qiáng)度在內(nèi)的一組中選取該選擇準(zhǔn)則。
57.權(quán)利要求52的基帶處理器，其中序列估計(jì)器中包括更新量度單元，用于接收導(dǎo)出的參數(shù)估計(jì)、第一多組假設(shè)符號值以及延時(shí)的接收數(shù)據(jù)樣值，并且在此基礎(chǔ)上導(dǎo)出量度，其中第一多組假設(shè)符號值中每組一個(gè)以上量度；以及提取符號單元，用于接收導(dǎo)出的量度，并且在此基礎(chǔ)上導(dǎo)出被檢測符號值序列。
58.權(quán)利要求57的基帶處理器，其中導(dǎo)出的被檢測符號值序列對應(yīng)于由提取符號單元所判定的具備最小量度值的第一多組假設(shè)符號值中的一組假設(shè)符號值。
59.權(quán)利要求52的基帶處理器，其中參數(shù)估計(jì)器中包括利用從包括卡爾曼跟蹤算法、KLMS跟蹤算法、LMS跟蹤算法和RLS跟蹤算法在內(nèi)的一組中選擇的算法，去導(dǎo)出信道估計(jì)的固定滯后信道估計(jì)器。
60.權(quán)利要求52的基帶處理器，其中從包括信道系數(shù)、相位誤差和頻率誤差的一組中選擇參數(shù)估計(jì)。
61.權(quán)利要求52的基帶處理器，其中從包括RAKE接收機(jī)組合加權(quán)、RAKE接收機(jī)抽頭延時(shí)、自適應(yīng)解擴(kuò)加權(quán)和信號強(qiáng)度在內(nèi)的一組中選擇參數(shù)估計(jì)。
62.權(quán)利要求57的基帶處理器，其中由更新量度單元導(dǎo)出的量度中包括與參數(shù)估計(jì)相關(guān)的平方誤差量度。
63.權(quán)利要求62的基帶處理器，其中通過累積按照下式給出的分支量度，來導(dǎo)出平方誤差量度|c^(k)-s^*(k)r(k)|2]]>其中 是參數(shù)估計(jì)， 是假設(shè)符號值的復(fù)共軛，以及r是接收到的數(shù)據(jù)樣值，所有都在時(shí)刻(k)。
64.權(quán)利要求57的基帶處理器，其中更新量度單元利用維特比算法去導(dǎo)出量度。
65.權(quán)利要求57的基帶處理器，其中從包括歐幾里德距離量度以及Ungerboeck量度在內(nèi)的一組中選擇導(dǎo)出的量度。
66.權(quán)利要求57的基帶處理器，其中由更新量度單元導(dǎo)出的量度中包括通過計(jì)算與參數(shù)估計(jì)和第一多組假設(shè)符號值相關(guān)的分支量度，并且對該第一多組假設(shè)符號值中各組的分支量度求和以構(gòu)成路徑量度，而導(dǎo)出的路徑量度，該第一多組假設(shè)符號值中每組一個(gè)以上該量度，提取符號單元利用路徑量度去導(dǎo)出被檢測符號值序列。
67.權(quán)利要求52的基帶處理器，其中參數(shù)估計(jì)器中包括信道跟蹤器，用于接收該被接收的數(shù)據(jù)樣值及第一和第二多組假設(shè)符號值，并且導(dǎo)出信道估計(jì)和誤差信號；以及滯后跟蹤器，用于接收信道估計(jì)、誤差信號以及第一組和第二多組假設(shè)符號值，并且導(dǎo)出固定滯后信道估計(jì)，作為參數(shù)估計(jì)。
68.權(quán)利要求67的基帶處理器，其中信道跟蹤器使用卡爾曼跟蹤算法、KLMS跟蹤算法、LMS跟蹤算法和RLS跟蹤算法中的一種算法，去導(dǎo)出信道估計(jì)。
69.在用于接收穿過信道傳輸?shù)臄?shù)據(jù)樣值的接收機(jī)中，一種固定滯后信道估計(jì)器中包括信道跟蹤器，用于接收數(shù)據(jù)樣值，并且利用KLMS跟蹤算法、LMS跟蹤算法和RLS跟蹤算法中的一種算法，去導(dǎo)出信道估計(jì)和誤差信號；以及滯后跟蹤器，用于接收信道估計(jì)和誤差信號，并且導(dǎo)出固定滯后信道估計(jì)。
70.權(quán)利要求69的固定滯后信道估計(jì)器，其中滯后跟蹤器包括使誤差信號與第一乘數(shù)相乘以導(dǎo)出修正誤差信號的第一乘法器單元；延時(shí)信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的信道估計(jì)的第一延時(shí)單元；使修正誤差信號和延時(shí)信道估計(jì)相加以導(dǎo)出滯后信道估計(jì)的第一加法器；使修正誤差信號與第二乘數(shù)相乘以導(dǎo)出再修正誤差信號的第二乘法器單元；延時(shí)滯后信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的滯后信道估計(jì)的第二延時(shí)單元；以及使再修正誤差信號與延時(shí)的滯后信道估計(jì)相加以導(dǎo)出再滯后信道估計(jì)作為固定滯后信道估計(jì)的第二加法器。
71.權(quán)利要求69的固定滯后信道估計(jì)器，其中滯后跟蹤器包括使誤差信號與一乘數(shù)相乘以導(dǎo)出修正誤差信號的乘法器單元；延時(shí)信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的信道估計(jì)的延時(shí)單元；以及使修正誤差信號和延時(shí)信道估計(jì)相加以導(dǎo)出滯后信道估計(jì)作為固定滯后信道估計(jì)的加法器。
72.權(quán)利要求69的固定滯后信道估計(jì)器，其中滯后跟蹤器包括使誤差信號與第一乘數(shù)相乘以導(dǎo)出修正誤差信號的第一乘法器單元；延時(shí)信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的信道估計(jì)的第一延時(shí)單元；延時(shí)修正誤差信號以導(dǎo)出延時(shí)的修正誤差信號的第二延時(shí)單元；使修正誤差信號與第二乘數(shù)相乘以導(dǎo)出再修正誤差信號的第二乘法器單元；以及使再修正誤差信號、延時(shí)的修正誤差信號以及延時(shí)的信道估計(jì)相加以導(dǎo)出滯后信道估計(jì)作為固定滯后信道估計(jì)的加法器。
73.在用于接收穿過信道傳輸?shù)臄?shù)據(jù)樣值的接收機(jī)中，該數(shù)據(jù)樣值中包括導(dǎo)頻信道，一種固定滯后信道估計(jì)器中包括使解擴(kuò)形式的導(dǎo)頻信道與信道估計(jì)相加以導(dǎo)出誤差信號的第一加法器；使誤差信號與一乘數(shù)相乘以導(dǎo)出修正誤差信號的乘法器單元；使修正誤差信號與信道估計(jì)相加以導(dǎo)出更新的信道估計(jì)的第二加法器；至少一個(gè)延時(shí)更新信道估計(jì)以導(dǎo)出延時(shí)的更新信道估計(jì)的延時(shí)單元；加權(quán)并且合并修正誤差信號與前一修正誤差信號以導(dǎo)出經(jīng)過濾波的誤差信號的滯后濾波器；以及使經(jīng)過濾波的誤差信號與延時(shí)的更新信道估計(jì)相加以導(dǎo)出固定滯后信道估計(jì)作為參數(shù)估計(jì)的第三加法器。
全文摘要
在用于接收包括穿過信道傳輸?shù)囊粋€(gè)符號值序列在內(nèi)的數(shù)據(jù)樣值的接收機(jī)中，一個(gè)基帶處理器內(nèi)包括用于導(dǎo)出第一多組假設(shè)符號值的第一假設(shè)單元，用于導(dǎo)出不同于該第一多組的第二多組假設(shè)符號的第二假設(shè)單元，用于接收該接收到的數(shù)據(jù)樣值以及第一和第二多組假設(shè)符號值，并且在此基礎(chǔ)上導(dǎo)出參數(shù)估計(jì)的參數(shù)估計(jì)器，以及接收已導(dǎo)出的參數(shù)估計(jì)、第一多組假設(shè)符號值以及延時(shí)形式的接收數(shù)據(jù)樣值，并且導(dǎo)出與接收數(shù)據(jù)樣值相關(guān)的一個(gè)被檢測符號值序列的序列估計(jì)器。
文檔編號H04L27/01GK1413405SQ00817793
公開日2003年4月23日 申請日期2000年9月21日 優(yōu)先權(quán)日1999年10月25日
發(fā)明者G·E·博頓利, P·W·登特, R·W·拉姆佩 申請人:艾利森公司